TWI511429B - 變換電路以及變換電壓的方法 - Google Patents

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Description

變換電路以及變換電壓的方法
本發明是有關於一種變換電路，且特別是有關於可切換拓撲之變換電路。
常見的電源系統包含前級變換器以及後級變換器。舉例來說，前級變換器為交流轉直流變換器，後級可為負載點(POL,point of load)。交流電經過前級變換器的交流轉直流變換器對電能進行變換後，再經過後級變換器的多路負載點轉換成比較低的電壓給各類電子設備供電。
為了滿足系統性能最優的要求或者降低系統損耗，在某些特定情況中，例如：在小功率的情形下，系統將交流轉直流變換器的輸出調節到較低的位準，藉以改善後級變換器的負載點的效率，但是交流轉直流變換器的輸出不調節過低，以進而保持系統整體的高效率。
舉例來說，系統在較重負載中操作，例如：半載與滿載之間輸出時，交流轉直流變換器的輸出為12伏特；而當系統在較輕負載中操作，例如：輸出電流比較小時，交 流轉直流變換器的輸出若是仍維持12伏特則會導致後級變換器的各個負載點的效率降低，使得系統整體的效率跟著降低。但若此時將交流轉直流變換器的輸出降低，例如：輸出為6伏特，則後級變換器的各個負載點的效率提高。如此一來，通過在不同狀態下改變交流轉直流變換器的輸出電壓，雖然其自身效率也會發生變化(例如，降低交流轉直流變換器的輸出電壓時，該變換器的效率也會降低)，但相對於交流轉直流變換器的輸出維持的做法，系統的整體效率會較高。此外，在某些應用場合，諸如電動汽車的充電系統，本身就要求變換器在不同狀況下產生不同的輸出電壓，這是因為，針對不同的電動汽車，電池的型號不同，充電電壓也會不一樣。如此一來，為了滿足各種電動汽車的充電需求，現有充電設備的輸出電壓通常覆蓋較廣，如150V~450V，以便藉由變換器的變輸出方式來滿足上述應用場合的需求。
對於脈寬調變(PWM,pulse width modulation)變換器而言，降低變換器的增益的做法，舉例來說，降低輸出電壓可透過減少電路開關的佔空比以實現。對於諧振(resonant)變換器而言，增益的降低通常可透過工作頻率的改變而得到。以串聯諧振電路而言，例如：LLC串聯諧振變換器(LLC-SRC,LLC series resonant converter)，將其工作頻率提高即可降低增益。
然而，無論是哪種變換器拓撲(converter topologies)，增益的降低通常對應了電路損耗的增加以及 變換器效率的降低。因此，即便後級變換器因為前級變換器的輸出電壓降低而提高效率，系統的整體效率仍無法大幅改善。
因此，如何能改善電源系統的整體效率，實屬當前重要研發課題之一，亦成為當前相關領域極需改進的目標。
為了解決上述的問題，本揭露內容提出了一種變換電路，變換電路包含逆變器與控制器。逆變器用以接收輸入電壓，並在第一逆變組態或第二逆變組態中將輸入電壓轉換為原邊交流電壓。逆變器包含第一開關單元以及第二開關單元。第一開關單元包含複數個開關。第二開關單元包含複數個開關。在變換電路處於第一逆變組態中，控制器根據對應於原邊交流電壓的一輸出電壓控制第二開關單元與第一開關單元的開關協同進行周期性地導通與關斷，在變換電路處於第二逆變組態中，控制器控制第一開關單元單獨地操作，其中第一開關單元的開關周期性地導通與關斷。變換電路在該第一逆變組態下的電壓增益不同於該第二逆變組態下的電壓增益。
在一實施例中，變換電路更包含變壓器、整流器。變壓器，具有一原邊繞組和一副邊繞組，用以將原邊交流電壓轉換為一副邊交流電壓。整流器用以將副邊交流電壓整流為一直流電壓以產生對應於直流電壓的輸出電壓。控制器更用以控制第一開關單元以及第二開關單元的開關的 工作頻率或佔空比以調整輸出電壓與輸入電壓之間的增益值。
在另一實施例中，變換電路更包含諧振電路以及激磁電感。諧振電路之第一端連接至該第一開關單元，其第二端連接至該變壓器的該原邊繞組。激磁電感與變壓器的原邊繞組並聯連接。
在另一實施例中，諧振電路包含諧振電感以及諧振電容。諧振電感之第一端電性連接至第一開關單元。諧振電容之第一端串聯連接至諧振電感之第二端。
在另一實施例中，諧振電路中的諧振電感為變壓器自身的漏感。
在另一實施例中，激磁電感為變壓器自身的激磁電感。
在另一實施例中，變換電路為一LLC變換器或一移相全橋變換器。
在另一實施例中，整流器包含第三開關單元、第四開關單元、電容單元以及至少一切換開關。第三開關單元包含複數個開關。第四開關單元與第三開關單元並聯連接，包含複數個開關。電容單元，與該第三開關單元並聯連接，包括串聯連接的一第一電容和一第二電容。切換開關電性耦接至第一電容與第二電容的公共連接點以及第四開關單元。
在另一實施例中，變換電路更包含濾波器。濾波器與整流器電性連接，用以穩定直流電壓以輸出輸出電壓。
在另一實施例中，第二開關單元包含一第一開關以及一第二開關。在第二逆變組態中，控制器更用以控制第一開關保持導通或關斷，且相應地控制第二開關保持關斷或導通。
在另一實施例中，第一開關單元包含一第三開關以及一第四開關，其中在第二逆變組態中，控制器更用以控制第三開關以及第四開關以半橋變換器拓撲或單一正激變換器拓撲轉換輸入電壓。
在另一實施例中，第一開關單元包含一第三開關以及一第四開關。控制器包含採樣器以及運算放大器。採樣器，用以採樣該輸出電壓以產生一採樣電壓。運算放大器用以比較運算採樣電壓與一第一參考電壓值或比較運算採樣電壓與一第二參考電壓值，以控制第一開關、第二開關、第三開關以及第四開關中至少一者。
在另一實施例中，第一開關單元包含一第三開關以及一第四開關，第二開關單元包含一第一開關以及一第二開關。在第一逆變組態中，控制器更用以控制第一開關、第二開關、第三開關以及第四開關以全橋變換器拓撲或交錯式正激變換器拓撲協同轉換輸入電壓。
本發明之另一態樣係關於一種應用於變換電路之變換電力的切換方法。變換電路包含一第一開關單元與一第二開關單元，第一開關單元與第二開關單元包含複數個開關。切換方法包含：第一開關單元與第二開關單元對應於一第一逆變組態或一第二逆變組態進行操作，使得變換 電路將一輸入電壓轉換為一輸出電壓，其中在變換電路處於該第一逆變組態時，第二開關單元與第一開關單元的開關協同進行周期性地導通與關斷，在變換電路處於第二逆變組態時，第一開關單元單獨地操作，其中第一開關單元的開關周期性地導通與關斷；調整該輸出電壓與該輸入電壓之間的增益，使得輸出電壓對應的電壓值接近或等於一第一給定電壓值；以及在第一逆變組態與第二逆變組態之間進行切換，使得第一開關單元與第二開關單元對應於切換後的逆變組態進行操作，以進而使得輸出電壓對應的電壓值接近或等於一第二給定電壓值，第一給定電壓值係設定與第二給定電壓值接近或相等。
在另一實施例中，切換方法更包含：在切換逆變組態之前以及調整該輸出電壓與該輸入電壓之間的增益之前，判斷該輸出電壓對應的電壓值是否等於該第一給定電壓值。
另一實施例中，切換方法，更包含：在切換逆變組態之後，判斷該輸出電壓對應的電壓值是否等於該第二給定電壓值。
在另一實施例中，調整該輸出電壓與該輸入電壓之間的增益的步驟更包含：調整該第一開關單元與該第二開關單元二者中至少一者的開關的工作頻率或佔空比。
在另一實施例中，調整該輸出電壓與該輸入電壓之間的增益的步驟更包含：關閉該逆變器的驅動且透過一輸出電容放電以降低該輸出電壓與該輸入電壓之間的增益。
在另一實施例中，切換方法更包含：在切換逆變組態的步驟之前，先判斷是否接收到改變輸出電壓的命令、或者該輸出電壓是否小於一參考電壓。
在另一實施例中，切換逆變組態的步驟更包含：在保持該輸出電壓與該輸入電壓之間的增益值在切換逆變組態之前與之後相同的情形下，切換該第一開關單元與該第二開關單元其中至少一者的工作頻率或佔空比。
在另一實施例中，切換逆變組態的步驟更包含：在切換逆變組態時，保持該第一開關單元與該第二開關單元其中至少一者的開關的工作頻率或佔空比。
在另一實施例中，切換逆變組態的步驟更包含：在切換逆變組態時，同步調整該第一開關單元或該第二開關單元其中至少一者的開關的工作頻率或佔空比，使得該輸出電壓對應的電壓值等於該第二給定電壓值。
本發明之次一態樣係關於一種變換電路。變換電路包含一逆變器、一變壓器、一整流器以及一控制器。逆變器包含一第一開關單元，第一開關單元具有複數個開關，逆變器用以接收一輸入電壓，並將輸入電壓轉換為一原邊交流電壓。變壓器具有一原邊繞組和一副邊繞組，原邊繞組用以接收原邊交流電壓，變壓器用以將原邊交流電壓轉換為一副邊交流電壓。整流器電性連接至變壓器的副邊繞組，整流器用以接收副邊交流電壓，並將副邊交流電壓轉換為一直流電壓以產生對應於直流電壓的輸出電壓。整流器包含第三開關單元、第四開關單元、電容單元以及至少 一切換開關。第三開關單元包含複數個開關。第四開關單元，與第三開關單元並聯連接，包含複數個開關。電容單元包括串聯連接的一第一電容和一第二電容。切換開關電性耦接至第四開關單元和電容單元。控制器用以控制第三開關單元、第四開關單元中的各自開關以及切換開關的導通或關斷，使得整流器工作於第一整流組態或第二整流組態。
在一實施例中，在第一整流組態中，控制器更用以控制切換開關導通，使得整流器藉由第三開關單元與電容單元對副邊交流電壓進行倍壓整流。
在一實施例中，在第二整流組態中，控制器更用以控制切換開關關斷，使得整流器藉由第三開關單元與第四開關單元對副邊交流電壓進行全橋整流，並通過電容單元對全橋整流後的電壓進行濾波。
在一實施例中，逆變器還包括一第二開關單元，與該第一開關單元並聯連接，該第二開關單元具有複數個開關。控制器還控制第一開關單元、第二開關單元中的各自開關的導通或關斷，使得逆變器工作於第一逆變組態或第二逆變組態。
在一實施例中，在逆變器工作於第一逆變組態時，控制器根據對應於原邊交流電壓的一輸出電壓控制第二開關單元與第一開關單元的開關協同進行周期性地導通與關斷。在逆變器工作於第二逆變組態時，控制器控制第一開關單元單獨地操作，其中第一開關單元的開關周期性地導 通與關斷，在第一逆變組態和第二逆變組態下，變換電路的輸出電壓與輸入電壓的比值不同。
在一實施例中，變換電路更包含諧振電路以及激磁電感。諧振電路之第一端連接至第一開關單元，其第二端連接至變壓器的原邊繞組。激磁電感與變壓器的原邊繞組並聯連接。
在一實施例中，諧振電路包含諧振電感及諧振電容。諧振電感之第一端電性連接至第一開關單元。諧振電容之第一端串聯連接至諧振電感之第二端。
在一實施例中，諧振電路中的諧振電感為變壓器自身的漏感。
在一實施例中，激磁電感為變壓器自身的激磁電感。
在一實施例中，變換電路為一LLC變換器或一移相全橋變換器。
在一實施例中，變換電路包括串聯連接的一第一切換開關和一第二切換開關，第一切換開關的一端電性連接至第四開關單元，第二切換開關的一端電性連接至電容單元。
因此，採用本發明技術的優點在於：變換電路系統不僅可採用各種變換電路及其操作，藉以應付各種需求。再者，本發明所示之變換電路以及變換電力的方法可在不同電路拓撲之間相互切換，以應付各種輸出負載的需求，同時可大幅提升變換電路系統的整體效率。
雖然本發明已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
100、100a、100b、100d、100e、10f、500、500a、600、900‧‧‧變換電路
120、120a、120b、120d、120h、120k‧‧‧逆變器
122、124、122a、124a、122b、124b、122d、124d、122h、124h、122k、124k、182、184‧‧‧開關單元
Q21、Q22、Q41、Q42、Q21a、Q22a、Q41a、Q42a、Q21b、 Q22b、Q41b、Q42b、Q21h、Q22h、Q41h、Q42h、Q21k、Q22k、Q41k、Q42k、Q5、Q6‧‧‧開關
Q21d、Q22d、Q41d、Q42d、Qsr1、Qsr2‧‧‧電晶體
126、126e、126h‧‧‧諧振電路
Cs、Cf、Ci、Cf1、Cf2‧‧‧電容
Lm、Ls、Lo、Lo1‧‧‧電感
140、140a、140b、140h‧‧‧控制器
142‧‧‧採樣器
144‧‧‧運算放大器
146、146g、146h‧‧‧控制單元
160、160a、T1、Tk1、Tk2‧‧‧變壓器
T1p、T2p‧‧‧一次側
T1s、T2s‧‧‧二次側
180、180a、180b、180g、180h、180j、180k‧‧‧整流器
186‧‧‧電容單元
D1、D2、Dk1、Dk2、Dk3、Dk4、Dr1、Dr2、Dr3‧‧‧二極體
190、190a、190e、190h、190k‧‧‧濾波器
Pi、Pap、Pas、Pdc、Po‧‧‧電力
Vi、Vo、Vs、Vr1、Vr2、Vo1、Vo2、Vf、Vg、Vref、Vyz、Vjk‧‧‧電壓
Io‧‧‧電流
Gain1~Gain4、GainB1、GainB2、GainD1、GainD2、GainA1、GainA2‧‧‧增益
A、B、C、D、E、F、G、B1、B2、C1、C2、D1、D2、A1、 A2‧‧‧工作點
Fe、Fc1、Fc2、Fc、Fa、Ff、Fb2、Fb、Fb1‧‧‧工作頻率
De、Dc1、Dc2、Dc、Da、Df、Db2、Db、Db1‧‧‧佔空比
W、X、Y、Z、J、K‧‧‧節點
Sq1~Sq4、SR1、SR2‧‧‧信號
PathAC、PathCA‧‧‧路徑
Curve1、Curve2、Curve3、Curve4、Curve5、Curve6、Curve7、Curve8‧‧‧曲線
T12、T21、T1、T2‧‧‧時段
Ton‧‧‧導通期間
Ts‧‧‧開關週期
N‧‧‧變壓比值
第1圖係繪示依照本發明一實施例之變換電路的示意圖。
第1A圖係繪示依照本發明一實施例之橋式變換電路拓撲的示意圖。
第1B圖係繪示依照本發明一實施例之全橋變換電路拓撲的示意圖。
第1C圖係繪示依照本發明一實施例之半橋變換電路拓撲的示意圖。
第1D圖係繪示依照本發明另一實施例之變換電路的示意圖。
第1E圖係繪示依照本發明另一實施例之變換電路的示意圖。
第1F圖係繪示依照第1E圖所示之變換電路的電路等效模型示意圖。
第2圖係繪示依照本發明一實施例之切換逆變組態的操作流程圖。
第3A圖~第3C圖係繪示依照本發明不同實施例之增益相對於開關的工作頻率變化的曲線示意圖。
第4A圖~第4C圖係繪示依照本發明不同實施例之增益相對於開關的工作頻率變化的曲線示意圖。
第5A圖係繪示依照本發明另一實施例之變換電路的電路示意圖。
第5B圖係繪示第5A圖所示之變換電路的輸出電壓之波形示意圖。
第5C圖係繪示第5A圖所示之變換電路的增益相對於工作頻率變化的曲線示意圖。
第5D圖以及第5E圖係分別繪示第5A圖所示之變換電路的驅動信號時序圖。
第6A圖係繪示依照本發明另一實施例之變換電路的示意圖。
第6B圖係繪示第6A圖所示之變換電路的驅動信號波形示意圖。
第6C圖係繪示第6A圖所示之變換電路的驅動信號波形示意圖。
第7A圖~第7C圖係繪示依照本發明不同實施例之增益相對於開關的佔空比變化的曲線示意圖。
第8A圖~第8C圖係繪示依照本發明不同實施例之增益相對於佔空比變化的曲線示意圖。
第9圖係繪示依照本發明另一實施例之變換電路。
第10圖係繪示依照本發明次一實施例之變換電路的電路示意圖。
下文係舉實施例配合所附圖式作詳細說明，但所提供之實施例並非用以限制本發明所涵蓋的範圍，而結構運作之描述非用以限制其執行之順序，任何由元件重新組合之結構，所產生具有均等功效的裝置，皆為本發明所涵蓋的範圍。此外，圖式僅以說明為目的，並未依照原尺寸作圖。為使便於理解，下述說明中相同元件將以相同之符號標示來說明。
關於本文中所使用之『耦接』或『連接』，均可指二或多個元件相互直接作實體或電性接觸，或是相互間接作實體或電性接觸，亦可指二或多個元件相互操作或動作。
第1圖係繪示依照本發明一實施例之變換電路的示意圖。變換電路100包含逆變器120以及控制器140。逆變器120用以接收輸入電力Pi，並在第一逆變組態或第二逆變組態中將輸入電力Pi轉換為原邊交流電力Pap，逆變器120包含開關單元122以及開關單元124，開關單元122包含開關Q21、Q22，開關單元124包含開關Q41、Q42。需要注意的是，在變換電路100處於第一逆變組態時，控制器140根據對應於原邊交流電力Pap的輸出電力Po控制開關單元122與開關單元124的開關Q21、Q22、Q41、Q42協同進行周期性地導通與關斷(例如，在正半周期內，開關Q21和Q42導通且開關Q22和Q41關斷；在負半周期內，開關Q22和Q41導通且開關Q21和Q42關斷)。在變換電路100處於第二逆變組態中，控制器140控制開關單元122 單獨地操作，其中開關Q21、Q22周期性地導通與關斷，而不與開關單元124的開關Q41、Q42協同操作(例如，在一個周期內，開關Q41持續導通而開關Q42持續關斷)。
在一實施例中，在第二逆變組態中，控制器140更用以控制開關Q41保持導通或關斷，控制器140相應地控制開關Q42保持關斷或導通，使得開關Q41、Q42停止切換，使得當開關Q21、Q22周期性地導通與關斷時，開關Q42、Q42維持自身狀態；換言之，在第二逆變組態中，逆變器120的操作由開關單元122的開關Q21、Q22切換操作所主導。
如第1圖所示，在一實施例中，變換電路100包含變壓器160以及整流器180。變壓器160用以將原邊交流電力Pap轉換為副邊交流電力Pas。整流器180用以將副邊交流電力Pas整流為直流電力Pdc以產生對應於直流電力Pdc的輸出電力Po。需要注意的是，控制器140更用以控制開關單元122以及開關單元124的開關Q21、Q22、Q41、Q42的工作頻率或佔空比(duty cycle)以調整輸出電力Po與輸入電力Pi之間的增益值。
此外，在一實施例中，變換電路100包含濾波器190，濾波器190與整流器180電性連接，用以穩定直流電力Pdc以輸出輸出電力Po。
舉例來說，以第1A圖為例，第1A圖係繪示依照本發明一實施例之橋式變換電路拓撲的示意圖。相較於第1圖，開關單元122a的開關Q21a、Q22a串聯連接，開關單 元124a的開關Q41a、Q42a串聯連接(第1A圖所示之開關單元亦可稱之為橋臂)。開關Q21a、Q22a、Q41a、Q42a可為金氧半場效電晶體(MOSFET)、絕緣閘極雙極性電晶體(IGBT)、閘流電晶體(thyristor)、二極體(diode)等類似元件。需要注意的是，濾波器190a若應用在脈寬調變型橋式變換電路中，濾波器190a至少由一個電容與一個電感串聯組成。濾波器190a若應用在諧振型橋式變換電路中，濾波器190a至少由一個電容進行濾波。
具體而言，以第1B圖為例，第1B圖係繪示依照本發明一實施例之全橋變換電路拓撲的示意圖。變換電路100b包含一次側的逆變器120b、變壓器T1、全波整流的整流器180b、濾波器190b以及控制器140b。逆變器120b與變壓器T1電性連接。變壓器T1與整流器180b電性連接。整流器180b與濾波器190b電性連接。逆變器120b包含開關單元122b、124b。開關單元122b包含開關Q21b、Q22b，開關單元124b包含開關Q41b、Q42b。逆變器120b、變壓器T1、全波整流的整流器180b、濾波器190b以及控制器140b的功能如第1圖所示之實施例所述，以下不再贅述。
在第1B圖所示之實施例中，相較於第1圖，開關單元122b與開關單元124b並聯連接。開關Q21b與開關Q22b串聯連接於節點W。開關Q41b與開關Q42b串聯連接於節點X。變壓器T1包含一次側T1p(即原邊繞組)與二次側T1s(即副邊繞組)，一次側T1p電性連接於節點X， 二次側T1s與整流器180b電性連接。整流器180b包含二極體D1、D2，二極體D1、D2的陽極(anode)分別電性連接於二次側T1s的兩端，二極體D1、D2的陽極(cathode)電性相接且連接於濾波器190b。
再者，相較於第1A圖，控制器140b包含採樣器142以及運算放大器144。採樣器142用以採樣輸出電力Po以產生採樣電壓Vs。運算放大器144用以比較採樣電壓Vs與參考電壓值Vr1或比較採樣電壓Vs與參考電壓值Vr2，以控制開關Q21b、Q22b、Q41b以及Q42b中至少一者。控制器140b還包含控制單元146，控制單元146根據運算放大器144的比較結果控制開關Q21b、Q22b、Q41b以及Q42b。
在第1B圖所示之實施例中，相較於第1A圖，逆變器120b更包含諧振電路126，諧振電路126電性連接於一次側T1p與節點W之間。實作上，諧振電路126與濾波器190b可為電容或電感，亦可由電容與電感串聯組成的LC或CLC結構所組成。
其次，變換電路100b還包含激磁電感Lm。激磁電感Lm可與變壓器T1集成，亦可與變壓器T1分離而與一次側T1p並聯。
在一實施例中，在第一逆變組態中，控制器140b更用以控制開關Q21b、開關Q22b、開關Q41b以及開關Q42b以全橋變換器拓撲協同轉換輸入電力Pi。更具體的說明，在控制器140b中，採樣器142採樣輸出電力Po以產 生採樣電壓Vs。接著，運算放大器144比較採樣電壓Vs與參考電壓值Vr1或比較採樣電壓Vs與參考電壓值Vr2。然後，控制單元146根據運算放大器144的比較結果控制開關Q21b、Q22b、Q41b以及Q42b。在第一逆變組態中的變換電路100b透過控制器140b控制而切換為全橋變換器拓撲。在正半周期內，控制單元146控制開關Q21b與Q42b同步導通與關斷，在負半周期內，控制單元146控制開關Q22b與Q41b同步導通與關斷，以藉由全橋變換器拓撲轉換輸入電力Pi為輸出電壓Vo。
在一實施例中，在第二逆變組態中，控制器140b更用以控制開關Q21b以及開關Q22b以半橋變換器拓撲轉換輸入電力Pi。在本實施例中，在第二逆變組態中，在一個周期內，控制器140b控制開關Q41b保持導通或關斷，且控制器140b相應地控制開關Q42b保持關斷或導通。更具體的說明，如第1C圖所示，第1C圖係繪示依照本發明一實施例之半橋變換電路拓撲的示意圖。相較於第1B圖，在第二逆變組態中的變換電路100b透過控制器140b控制而切換為半橋變換器拓撲。控制器140b以低電壓位準VL驅動開關Q41b保持關斷，以及同時以高電壓位準VH控制開關Q42b保持導通，同時控制器140b控制開關Q21b與開關Q22b交替地導通與關斷，使得在第二逆變組態中的變換電路100b以半橋變換器拓撲操作，而同時開關單元124b保持恆定的狀態。
值得注意的是，開關可為金氧半場效電晶體 (MOSFET)、絕緣閘極雙極性電晶體(IGBT)、閘流電晶體(thyristor)、電晶體等類似元件的單一項或多項組合而成。以第1D圖為例，第1D圖係繪示依照本發明另一實施例之變換電路的示意圖。如第1D圖所示，相較於第1B圖，開關Q21d、Q22d、Q41d以及Q42d由金氧半場效電晶體(MOSFET)所實現。
以下說明諧振型變換電路的具體結構。以第1E圖為例，第1E圖係繪示依照本發明另一實施例之變換電路的示意圖，其中變換電路100e為LLC串聯諧振型變換電路。相較於第1D圖，諧振電路126e更包含電感器Ls以及電容Cs，電感Ls與電容Cs電性串聯。其次，濾波器190e更包含電容Cf，與負載電性並聯。
在本實施例中，變換電路100e係透過控制器140b調節增益，其中增益為與輸出電力Po相應的輸出電壓Vo以及與輸入電力Pi相應的輸入電壓Vi二者之間的比例。調節增益的方式可為調整開關的工作頻率、脈波寬度調變加上調整開關的工作頻率、相移(phase shifted)加上調整開關的工作頻率或者通過二次側的同步整流器(SR,synchronous rectifier)相移反灌能量等多個技術。其次，調節增益的控制環路可為閉環調節(closed loop)或開環調節(open loop)。在閉環調節中，變換電路的參考電壓Vr1或Vr2可從切換變換器拓撲時開始線性地調節，也可以是階梯式地調節，或者直接抬昇電壓位準、降下電壓位準等方式調節。
如第1E圖所示，變換電路100e在第一逆變組態中操作為全橋變換電路，每個開關單元122d以及124d的開關Q21d與Q22d以相位相差180度導通，同時開關Q41d與Q42d以相位相差180度導通。開關單元122d以及124d的斜對角開關接受相同的驅動，所以開關Q21d與Q42d同時導通或關斷，開關Q22d與Q41d同時導通或關斷。參照第1F圖，第1F圖係繪示依照第1E圖所示之變換電路的電路等效模型示意圖。電路10f為變換電路100e的LLC諧振變換電路等效模型，其中Vwx為第1E圖所示之節點W與X之間的跨壓，Ro為輸出組抗，N為變壓器T1中一次側T1p與二次側T1s之間的匝數比。給定M(Ω,h,Q)為正規化(normalized)的變換電路直流增益，其中Ω、h、Q為電路參數正規化的變數，則輸出電壓Vo=M(Ω,h,Q)×Vwx，在變換電路100e處於第一逆變組態中而以全橋變換器拓撲操作的情形下，電壓Vwx=Vi，變換電路100e處於第二逆變組態中而以半橋變換器拓撲操作的情形下，電壓Vwx=0.5×Vi。因此，在輸出組抗Ro不變且開關的工作頻率相同的情形下，變換電路100e處於第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中的輸出電壓Vo處於第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中的輸出電壓Vo的一半。
下述將以第1E圖說明LLC諧振型變換電路的操作。當變換電路100e處於第一逆變組態時，逆變器120e的開關單元122d與124d以全橋變換器拓撲協同操作。逆 變器120e在接收對應於輸入電力Pi的輸入電壓Vi之後，經由開關Q21d、Q22d、Q41d以及Q42d協同地周期性導通與關斷以及諧振電路126e的操作後，傳送原邊交流電力Pap予變壓器T1的一次側T1p。變壓器T1將原邊交流電力Pap由一次側T1p傳遞至二次側T1s，二次側T1s再接著將副邊交流電力Pas傳送予整流器180b。整流器180b將副邊交流電力Pas整流為直流電力Pdc。濾波器190e透過電容Cf將直流電力Pdc濾波後產生與輸出電力Po相對應的輸出電壓Vo。
採樣器142採樣輸出電壓Vo以產生採樣電壓Vs。運算放大器144對採樣電壓Vs與參考電壓進行比較運算，舉例來說，參考電壓值Vr1或Vr2，并產生對開關Q21b、Q22b、Q41b以及Q42b進行控制的控制信號。控制單元146根據運算放大器144的輸出結果調整開關Q21b、Q22b、Q41b以及Q42b的工作頻率，藉以控制開關Q21b、Q22b、Q41b以及Q42b，以進而使得增益(輸出電壓Vo除以輸入電Vi所得到)受到調整，藉此，使得輸出電壓Vo的值受調整而接近或等於目標電壓值。當控制器140b接收到改變輸出電壓Vo的系統命令，或者是輸出電力Po(或輸出電壓)小於一個給定的參考電力(或參考電壓)(電力可以由相對應的功率值或者電流量作比較)時，控制器140b控制變換電路100e由第一逆變組態(全橋變換器拓撲)切換為第二逆變組態(半橋變換器拓撲)。當變換電路100e處於第二逆變組態時，控制器140b控制開關單元124d的開關 Q41d關斷以及開關Q42d導通，同時控制開關單元122d以半橋變換器拓撲進行操作(開關Q21d與開關Q22d交替地周期性導通與關斷)。
以下以第1E圖搭配第2圖說明變換電路100e切換逆變組態的操作，其中第2圖係繪示依照本發明一實施例之切換逆變組態的操作流程圖。承上述，為了說明簡潔，以下說明將變換電路切換逆變組態之前且未調整增益時的輸出電壓Vo的值描述為輸出電壓值Vo1。首先，控制器140b判斷是否滿足切換逆變組態的條件(步驟S201)，例如：控制器140b接收到改變輸出電壓Vo的系統命令，或者是輸出電力Po小於一個給定的參考電力。接著，控制器140b判斷輸出電壓值Vo1(輸出電力Po對應的電壓值)是否接近或等於切換逆變組態之前的給定電壓值Voref1(給定電壓值Voref1係為方便說明而命名，圖中未繪示，以下敘述中給定電壓值Voref1皆定義為切換逆變組態之前的給定電壓值)(步驟S202)。當輸出電壓值Vo1接近或等於上述給定電壓值時，控制器140b控制變換電路100e以從第一逆變組態(全橋變換器拓撲)切換至第二逆變組態(半橋變換器拓撲)(步驟S204)。反之，當輸出電壓值Vo1不接近上述給定電壓值時，控制器140b控制變換電路100e以調整增益使得輸出電壓Vo的值從輸出電壓值Vo1調整直到接近或等於上述給定電壓值(步驟S203)。
在切換逆變組態之後，控制器140b判斷輸出電壓Vo的值(輸出電力Po對應的電壓值)是否等於切換逆變 組態之後的給定電壓值(如第3A圖~第3C圖所示之給定目標電壓值Vo2)(步驟S205)。當輸出電壓Vo的值等於上述給定電壓值時，變換電路100e完成切換逆變組態的操作。反之，當輸出電壓Vo的值不等於上述給定電壓值時，控制器140b控制變換電路100e以調整增益使得輸出電壓Vo的值等於上述給定電壓值(步驟S206)。
下述以各種實施例搭配第1E圖具體說明切換逆變組態的具體操作。以第3A圖~第3C圖為例，第3A圖~第3C圖係繪示依照本發明不同實施例之增益相對於開關的工作頻率變化的曲線示意圖。在切換逆變組態之前，控制器140b設定給定電壓值Voref1以作為比較的參考基準，而在切換逆變組態之後，控制器140b設定給定目標電壓值Vo2以作為比較的參考基準。第3A圖係在給定目標電壓值Vo2大於0.5倍的輸出電壓值Vo1的情形下作圖。第3B圖係在給定目標電壓值Vo2小於0.5倍的輸出電壓值Vo1的情形下作圖。第3C圖係在給定目標電壓值Vo2等於0.5倍的輸出電壓值Vo1的情形下作圖。
在第3A圖~第3C圖中，給定目標電壓值Vo2對應於增益值Gain2，輸出電壓值Vo1對應於增益值Gain1。在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中的增益相對於工作頻率的變化繪示為曲線Curve1，在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中的增益相對於工作頻率的變化繪示為曲線Curve2。在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中，工作點A對應於以工作頻率Fa操作獲得的輸出電壓值Vo1所對應的 增益值Gain1。在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中在輸出電壓值等於給定目標電壓值Vo2的情形下，工作點C對應於以工作頻率Fc操作獲得的輸出電壓值所對應的增益值Gain2。以下說明變換電路從工作點A變換至工作點C的操作。
參照第3A圖，同時參照第1E圖，在一實施例中，變換電路100e的操作狀態從工作點A調整至工作點B然後變換至工作點C，其中在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中在輸出電壓值等於給定目標電壓值Vo2的情形下，工作點B對應於以工作頻率Fb操作獲得的輸出電壓值所對應的增益值Gain2，換言之，工作點B與工作點C對應於相同的輸出電壓值(也就是給定目標電壓值Vo2)以及相同的增益值Gain2，但是二者差別在於，工作點B係為變換電路100e在第一逆變組態下操作的工作點，工作點C係為變換電路100e在第二逆變組態下操作的工作點。在本實施例中，給定電壓值Voref1設定接近給定目標電壓值Vo2，因此，在變換電路100e滿足切換逆變組態的條件之後，控制器140b判斷對應於工作點A的輸出電壓值Vo1不等於給定電壓值Voref1(也就是給定目標電壓值Vo2)。控制器140b控制變換電路100e以調整增益使得輸出電壓Vo的值沿著曲線Curve1從輸出電壓值Vo1(工作點A)調整到等於給定電壓值Voref1(也就是調整到工作點B附近)。
在本實施例中，控制器140b設定在輸出電壓Vo的值等於給定電壓值Voref1情形下所對應的工作點落在工 作點B1與B2之間的範圍內，其中工作點B1與工作點B2分別為第一逆變組態中以增益值Gain2為中心而上下變動的工作點，其中第3A圖所示之工作點B1與工作點B2係分別對應於增益值GainB1=[Gain2×(1+0.1)]以及增益值GainB2=[Gain2×(1-0.1)]，而在第一逆變組態中的調整後的輸出電壓Vo所對應的增益值落在增益值GainB1以及增益值GainB2之間。需要注意的是，工作點B1與工作點B2亦可設定分別對應於增益值GainB1=[Gain2×(1+0.3)]以及增益值GainB2=[Gain2×(1-0.3)]，但不限於此。
接著，控制器140b將變換電路100e從第一逆變組態(全橋變換器拓撲)切換成第二逆變組態(半橋變換器拓撲)。更具體的說明，控制器140b控制開關單元124d的開關Q41d保持關斷以及開關Q42d保持導通，且同時控制開關單元122d的開關Q21d與開關Q22d以半橋變換器拓撲協同操作。在切換逆變組態的操作中，在保持增益值在切換逆變組態之前與之後相同的情形下，控制器140b切換開關單元122d的工作頻率，舉例來說，從接近工作頻率Fb的工作頻率切換至接近工作頻率Fc的工作頻率(對應於工作點C附近的工作點)。切換逆變組態後的控制器140b判斷輸出電壓Vo的值不等於給定目標電壓值Vo2。接著，控制器140b控制變換電路100e以沿著曲線Curve2動態調整增益使得輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo2(對應於工作點C)，藉此，變換電路100e完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo1變換至給定目標電壓值Vo2的操作。
值得注意的是，在切換逆變組態之前，當工作點係調整至工作點B時，在切換逆變組態的操作中，控制器140b將開關單元122d的工作頻率由工作頻率Fb切換至工作頻率Fc。
透過上述操作，變換電路100e從工作點A經工作點B變換至工作點C的操作具有較佳的輸出電壓的動態性能，輸出電壓的漣波較小。
參照第3A圖，同時參照第1E圖，在一實施例中，變換電路100e的操作狀態從工作點A調整至工作點D然後變換至工作點C，其中在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中，工作點D對應於以工作頻率Fc操作獲得的增益值GainD=(2×Gain2)，換言之，工作點D與工作點C對應於相同的工作頻率Fc，但是二者差別在於，工作點D係為變換電路100e在第一逆變組態下操作的工作點，工作點C係為變換電路100e在第二逆變組態下操作的工作點。在本實施例中，給定電壓值Voref1設定接近增益值GainD所對應的輸出電壓值，因此，在變換電路100e滿足切換逆變組態的條件之後，控制器140b判斷對應於工作點A的輸出電壓值Vo1(對應於增益值Gain1)不等於給定電壓值Voref1。控制器140b控制變換電路100e以調整增益使得輸出電壓Vo的值沿著曲線Curve1從輸出電壓值Vo1調整到給定電壓值Voref1(也就是由工作點A調整到工作點D附近)。
在本實施例中，控制器140b係設定在輸出電壓Vo的值等於給定電壓值Voref1情形所對應的工作點落在工作 點D1與D2之間的範圍內，其中工作點D1與工作點D2分別為第一逆變組態中以增益值GainD為中心而上下變動的工作點，其中第3A圖所示之工作點D1與工作點D2係分別對應於增益值GainD1=[2×Gain2×(1+0.1)]以及增益值GainD2=[2×Gain2×(1-0.1)]，而在第一逆變組態中的調整後的輸出電壓Vo所對應的增益值落在增益值GainD1以及增益值GainD2之間。需要注意的是，工作點D1與工作點D2亦可設定分別對應於增益值GainD1=[2×Gain2×(1+0.3)]以及增益值GainD2=[2×Gain2×(1-0.3)]，但不限於此。
接著，控制器140b將變換電路100e從第一逆變組態(全橋變換器拓撲)切換成第二逆變組態(半橋變換器拓撲)。切換逆變組態的操作如上所述，以下不再贅述。在切換逆變組態的操作中，控制器140b係保持開關單元122d的工作頻率，使得開關單元122d的工作頻率在切換逆變組態的前後皆維持在工作頻率Fc附近的工作頻率(對應於工作點C附近的工作點)。切換逆變組態後的控制器140b判斷輸出電壓Vo的值不等於給定目標電壓值Vo2。接著，控制器140b控制變換電路100e以沿著曲線Curve2動態調整增益使得輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo2(對應於工作點C)，藉此，變換電路100e完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo1變換至給定目標電壓值Vo2的操作。
參照第3A圖，同時參照第1E圖，在一實施例中，變換電路100e的操作狀態係從工作點A直接調整至工作點C。在本實施例中，給定電壓值Voref1設定接近增益值Gain2 所對應的輸出電壓值(即輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo2)，因此，在變換電路100e滿足切換逆變組態的條件之後，控制器140b判斷對應於工作點A的輸出電壓值Vo1(對應於增益值Gain1)不等於給定電壓值Voref1。控制器140b控制變換電路100e以調整增益。在調整增益的操作中，控制器140b停止驅動與一次側T1p電性連接的逆變器120e中的開關，使得輸出電壓Vo的值透過電容Cf的放電而沿著路徑PathAC降低至給定電壓值Voref1(也就是由工作點A調整到工作點C附近)。
在本實施例中，控制器140b係設定在輸出電壓Vo的值等於給定電壓值Voref1情形所對應的工作點落在工作點C1與C2之間的範圍內，其中工作點C1與工作點C2分別為第二逆變組態中以增益值Gain2為中心而上下變動的工作點，其中第3A圖所示之工作點C1與工作點C2係分別對應於增益值GainB1以及增益值GainB2，而在電容Cf放電後的輸出電壓Vo所對應的增益值落在增益值增益值GainB1以及增益值GainB2之間。
接著，控制器140b將變換電路100e從第一逆變組態(全橋變換器拓撲)切換成第二逆變組態(半橋變換器拓撲)。切換逆變組態的操作如上所述，以下不再贅述。切換逆變組態後的控制器140b判斷輸出電壓Vo的值不等於給定目標電壓值Vo2。接著，控制器140b控制變換電路100e以沿著曲線Curve2動態調整增益使得輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo2(對應於工作點C)，藉此，變換電 路100e完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo1變換至給定目標電壓值Vo2的操作。
透過上述操作，變換電路100e從工作點A經放電變換至工作點C的操作具有較佳的輸出電壓的動態性能。
參照第3A圖，同時參照第1E圖，在一實施例中，變換電路100e的操作狀態從工作點A調整至工作點F，再變換至工作點E然後調整至工作點C，其中在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中，工作點F對應於以工作頻率Ff操作獲得的增益值Gain3，在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中，工作點E對應於以工作頻率Fe操作獲得的增益值Gain3，換言之，工作點E與F對應於相同的增益值Gain3。在本實施例中，給定電壓值Voref1設定為工作點F所對應的輸出電壓值Vf，因此，在變換電路100e滿足切換逆變組態的條件之後，控制器140b判斷對應於工作點A的輸出電壓值Vo1(對應於增益值Gain1)不等於給定電壓值Voref1(工作點F所對應的輸出電壓值Vf)。控制器140b控制變換電路100e以調整增益使得輸出電壓Vo的值沿著曲線Curve1從輸出電壓值Vo1調整到給定電壓值Voref1(也就是由工作點A調整到工作點F)。
接著，控制器140b將變換電路100e從第一逆變組態(全橋變換器拓撲)切換成第二逆變組態(半橋變換器拓撲)。切換逆變組態的操作如上所述，以下不再贅述。在切換逆變組態的操作中，在保持增益值在切換逆變組態之前與之後相同的情形下，控制器140b切換開關單元122d 的工作頻率，舉例來說，從工作頻率Ff(對應於工作點F)切換至工作頻率Fe(對應於工作點E)。切換逆變組態後的控制器140b判斷輸出電壓Vo的值不等於給定目標電壓值Vo2。接著，控制器140b控制變換電路100e以沿著曲線Curve2動態調整增益使得輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo2(對應於工作點C)，藉此，變換電路100e完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo1變換至給定目標電壓值Vo2的操作。
上述四個實施例說明變換電路100e係先沿著曲線Curve1調整增益再切換逆變組態，但不限於此，以下述實施例為例說明變換電路100e先切換逆變組態再調節增益的操作。
參照第3A圖，同時參照第1E圖，在一實施例中，變換電路100e的操作狀態從工作點A變換至工作點G然後調整至工作點C，其中在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中，工作點G對應於以工作頻率Fa操作獲得的增益值Gain4，換言之，工作點A與工作點G對應於相同的工作頻率Fa，但是二者差別在於，工作點A係為變換電路100e在第一逆變組態下操作的工作點，工作點G係為變換電路100e在第二逆變組態下操作的工作點。在本實施例中，給定電壓值Voref1設定與工作點A對應的輸出電壓值Vo1相等，因此，在變換電路100e滿足切換逆變組態的條件之後，控制器140b判斷與工作點A對應的輸出電壓值Vo1等於給定電壓值Voref1。
接著，控制器140b將變換電路100e從第一逆變組態(全橋變換器拓撲)切換成第二逆變組態(半橋變換器拓撲)。切換逆變組態的操作如上所述，以下不再贅述。在切換逆變組態的操作中，控制器140b係保持開關單元122d的工作頻率，使得開關單元122d的工作頻率在切換逆變組態的前後皆維持在工作頻率Fa(對應於工作點G附近的工作點)。切換逆變組態後的控制器140b判斷輸出電壓Vo的值不等於給定目標電壓值Vo2。接著，控制器140b控制變換電路100e以沿著曲線Curve2動態調整增益，使得輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo2(對應於工作點C)，藉此，變換電路100e完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo1變換至給定目標電壓值Vo2的操作。
第3B圖以及第3C圖所示之實施例中的操作與第3A圖所示之實施例之各種操作類似，以下不再贅述。
如第1E圖所示，當變換電路100e在切換逆變組態之前係處於第二逆變組態(半橋變換器拓撲)時，舉例來說，變換電路100e切換逆變組態之前且未調整增益時的輸出電壓Vo的值描述為輸出電壓值Vo4，變換電路100e將輸出電壓Vo的值透過切換逆變組態(切換至第一逆變組態)由輸出電壓值Vo4變換為給定目標電壓值Vo3。
下述以各種實施例搭配第1E圖具體說明切換逆變組態的操作。以第4A圖~第4C圖為例，第4A圖~第4C圖係繪示依照本發明不同實施例之增益相對於開關的工作頻率變化的曲線示意圖。在切換逆變組態之前，控制器140b 設定給定電壓值Voref1以作為比較的參考基準，而在切換逆變組態之後，控制器140b設定給定目標電壓值Vo3以作為比較的參考基準。第4A圖係在輸出電壓值Vo4大於0.5倍的給定目標電壓值Vo3的情形下作圖。第4B圖係在輸出電壓值Vo4小於0.5倍的給定目標電壓值Vo3的情形下作圖。第4C圖係在輸出電壓值Vo4等於0.5倍的給定目標電壓值Vo3的情形下作圖。
在第4A圖~第4C圖中，給定目標電壓值Vo3對應於增益值Gain1，輸出電壓值Vo4對應於增益值Gain2。在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中的增益相對於工作頻率的變化繪示為曲線Curve3，在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中的增益相對於工作頻率的變化繪示為曲線Curve4。在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中在輸出電壓值等於給定目標電壓值Vo3的情形下，工作點A對應於以工作頻率Fa操作獲得的輸出電壓值所對應的增益值Gain1。在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中，工作點C對應於以工作頻率Fc操作獲得的輸出電壓值Vo4所對應的增益值Gain2。以下說明變換電路100e從工作點C變換至工作點A的操作。
參照第4A圖，同時參照第1E圖，在一實施例中，變換電路100e的操作狀態從工作點C變換至工作點B然後調整至工作點A，其中在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中在輸出電壓Vo的值等於輸出電壓值Vo4的情形下，工作點B對應於以工作頻率Fb操作獲得的輸出電壓值所對應的 增益值Gain2，換言之，工作點B與工作點C對應於相同的輸出電壓值(也就是給定電壓值Vo4)以及相同的增益值Gain2，但是二者差別在於，工作點B係為變換電路100e在第一逆變組態下操作的工作點，工作點C係為變換電路100e在第二逆變組態下操作的工作點。在本實施例中，給定電壓值Voref1設定等於輸出電壓值Vo4，因此，在變換電路100e滿足切換逆變組態的條件之後，控制器140b判斷對應於工作點C的輸出電壓值Vo4等於給定電壓值Voref1(也就是輸出電壓值Vo4)。
接著，控制器140b將變換電路100e從第二逆變組態(半橋變換器拓撲)切換成第一逆變組態(全橋變換器拓撲)。更具體的說明，控制器140b控制開關單元122d與124d的開關Q21d、Q22d、Q41d以及Q42d以全橋變換器拓撲協同操作(在第二逆變組態中，開關Q41d維持關斷，同時開關Q42d維持導通)。在切換逆變組態的操作中，在保持增益值在切換逆變組態之前與之後相同的情形下，控制器140b切換開關單元122d與124d的工作頻率，舉例來說，從工作頻率Fc的工作頻率(對應於工作點C)切換至接近工作頻率Fb的工作頻率(對應於工作點B)。在切換逆變組態後，控制器140b控制變換電路100e以沿著曲線Curve1動態調整增益使得輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo3(對應於工作點A)，藉此，變換電路100e完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo4變換至給定目標電壓值Vo3的操作。
參照第4A圖，同時參照第1E圖，在一實施例中，變換電路100e的操作狀態係從工作點C直接調整至工作點A。在本實施例中，給定電壓值Voref1設定等於增益值Gain2所對應的輸出電壓值(即輸出電壓Vo的值等於給定電壓值Vo4)，因此，在變換電路100e滿足切換逆變組態的條件之後，控制器140b判斷對應於工作點C的輸出電壓值Vo4(對應於增益值Gain2)等於給定電壓值Voref1。
接著，控制器140b將變換電路100e從第二逆變組態(半橋變換器拓撲)切換成第一逆變組態(全橋變換器拓撲)。切換逆變組態的操作如上所述，以下不再贅述。在切換逆變組態的操作中，控制器140b同步調整開關單元122d與124d的工作頻率，使得開關單元122d與124d的工作頻率由工作頻率Fc(對應於工作點C)調整到工作頻率Fa(對應於工作點A)，以進而使得切換逆變組態之後的輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo3。藉此，變換電路100e完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo4變換至給定目標電壓值Vo3的操作。
參照第4A圖，同時參照第1E圖，在一實施例中，變換電路100e的操作狀態從工作點C調整至工作點E，再變換至工作點F然後調整至工作點A，其中在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中，工作點F對應於以工作頻率Ff操作獲得的增益值Gain3，在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中，工作點E對應於以工作頻率Fe操作獲得的增益值Gain3，換言之，工作點E與F對應於相同的增益值Gain3。 在本實施例中，給定電壓值Voref1設定為工作點E所對應的輸出電壓值Vf，因此，在變換電路100e滿足切換逆變組態的條件之後，控制器140b判斷對應於工作點C的輸出電壓值Vo4(對應於增益值Gain2)不等於給定電壓值Voref1(工作點E所對應的輸出電壓值Vf)。控制器140b控制變換電路100e以調整增益使得輸出電壓Vo的值沿著曲線Curve2從輸出電壓值Vo4調整到給定電壓值Voref1(也就是由工作點C調整到工作點E)。
接著，控制器140b將變換電路100e從第二逆變組態(半橋變換器拓撲)切換成第一逆變組態(全橋變換器拓撲)。切換逆變組態的操作如上所述，以下不再贅述。在切換逆變組態的操作中，在保持增益值在切換逆變組態之前與之後相同的情形下，控制器140b切換開關單元122d與124d的工作頻率，舉例來說，從工作頻率Fe(對應於工作點E)切換至工作頻率Ff(對應於工作點F)。切換逆變組態後的控制器140b判斷輸出電壓Vo的值不等於給定目標電壓值Vo2。接著，控制器140b控制變換電路100e以沿著曲線Curve1動態調整增益使得輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo3(對應於工作點A)，藉此，變換電路100e完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo4變換至給定目標電壓值Vo3的操作。
第4B圖以及第4C圖所示之實施例中的操作與第4A圖所示之實施例之各種操作類似，以下不再贅述。
下述以第5A圖~第5E圖說明另一個變換電路的 具體實施例，其中第5A圖係繪示依照本發明另一實施例之變換電路的電路示意圖，第5B圖係繪示第5A圖所示之變換電路的輸出電壓之波形示意圖，第5C圖係繪示第5A圖所示之變換電路的增益相對於工作頻率變化的曲線示意圖，第5D圖以及第5E圖係分別繪示第5A圖所示之變換電路的驅動信號時序圖。
如第5A圖所示，相較於第1E圖所示之變換電路100e，變換電路500的濾波器180g為同步整流器，濾波器180g包含開關Qsr1與Qsr2。變換電路500的結構與操作類似於第1E圖所示之變換電路100e，以下不再贅述。
變換電路500在正常工作時，在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中的輸出電壓Vo為12伏特，舉例來說，變換電路500具有諧振頻率200千赫茲(kHz)，變壓器T1的匝數比為32：1，變換電路500操作在對應於諧振頻率附近的工作點，正規化(normalized)的變換電路直流增益為M(Ω,h,Q)，其中正規化的電路參數h=7.7以及Q=0.4，Ω為正規化的工作頻率，則輸出電流為50安培，輸出電壓的動態變化範圍滿足輸出電壓Vo±0.5伏特。
在特定操作情形下，輸出電壓Vo需變換為6伏特，藉以滿足提高整體系統效率的需求。如第5B圖所示，在時段T21中，變換電路500藉由切換變換器拓撲將輸出電壓Vo由12伏特變換至6伏特。
以第5C圖為例，其中在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中的增益相對於工作頻率的變化繪示為曲線 Curve51，變換電路500在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中且增益為0.5的工作點繪示為工作點C。
如第5C圖所示，變換電路500在第5B圖所示之時段T21的開頭中操作在第一逆變組態，在時段T21的開頭中的變換電路500對應的工作點為工作點A，工作點A對應的增益約為1、工作頻率為1以及輸出電壓Vo的值為12伏特。若輸出電壓Vo的值需變換為6伏特，如第5B圖所示之時段T21的末段，變換電路500的增益值需調整為工作點A所對應增益值的一半，也就是將增益調整為0.5。如果變換電路500保持在第一逆變組態(全橋變換電路拓撲)中沿著曲線Curve51將增益調整為0.5，則工作頻率需由1調整為4.3，也就是4.3倍的諧振頻率，如第5C圖所示之工作點。保持在第一逆變組態中由工作點A調整至工作點B的操作對於整體效率的提升沒有顯著的效果。
然而，變換電路500在工作點A先將與一次側T1p連接電路的驅動(例如：脈波寬度調變驅動)在數個脈波週期中關閉，接著由第一逆變組態(全橋變換器拓撲)切換至第二逆變組態(半橋變換器拓撲)，而由工作點A切換至工作點C進行操作。為了滿足輸出電壓Vo的一般動態變化範圍規格，在第二逆變組態的變換電路500中，開關單元122d或124d需要以工作點C所對應的工作頻率1或工作頻率1附近的工作頻率進行操作。
而當變換電路500係在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中操作而接收到系統命令需由輸出電壓Vo的值為6 伏特變換為12伏特時(如第5B圖所示之時段T21內)，變換電路500先在工作點C關閉數個脈波週期的與一次側T1p連接電路的驅動，然後切換至第一逆變組態(全橋變換器拓撲)，而由工作點C變換至工作點A，使得輸出電壓Vo的值穩定在12伏特。為了滿足輸出電壓Vo的一般動態變化範圍規格，在第一逆變組態的變換電路500中，開關單元122d或124d需要以工作點A所對應的工作頻率1或工作頻率1附近的工作頻率進行操作。
變換電路500由第一逆變組態(全橋變換器拓撲)切換至第二逆變組態(半橋變換器拓撲)的驅動操作可配合第5D圖所示之驅動信號Sq1~Sq4進行，變換電路500由第二逆變組態切換至第一逆變組態的驅動操作可配合第5E圖所示之驅動信號Sq1~Sq4進行。變換電路500在時段T1內維持第一逆變組態(全橋變換器拓撲)的操作，而在時段T12內由第一逆變組態切換至第二逆變組態(半橋變換器拓撲)，其中變換電路500的開關的工作頻率在剛切換至第二逆變組態時接近諧振頻率，輸出電壓Vo的動態變化範圍符合一般規格。
由上述實施例可知，變換電路系統採用本發明所示之變換電路及其操作可應付各種負載需求，在需要將輸出電壓提高的情形下，本發明所示之變換電路可由半橋變換電路拓撲切換至全橋變換電路拓撲。而在需要將輸出電壓降低的情形下，本發明所示之變換電路可由全橋變換電路拓撲切換至半橋變換電路拓撲，以應付各種輸出負載的需 求，同時可大幅提升變換電路系統的整體效率。
此外，本發明所示之變換電路不限於上述諧振型變換電路，本發明所示之變換電路亦可為脈波寬度調變型(PWM,pulse width modulation)變換電路。以第6A圖為例，第6A圖係繪示依照本發明另一實施例之變換電路的示意圖。變換電路600為移相全橋變換電路，相較於第1E圖所示之變換電路100e，變換電路600的濾波器190h包含串聯的電感器Lo以及與負載並聯的電容Cf。其次，與逆變器120h連接的激磁電感為變壓器T1本身的激磁電感。此外，諧振電路126h中的電感器Ls可為變壓器T1的漏電感，其中變壓器T1的漏電感集成於變壓器T1中。
變換電路600可在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中操作。以第6B圖為例，第6B圖係繪示第6A圖所示之變換電路的驅動信號波形示意圖。驅動信號Sq1與Sq2分別驅動開關單元122h的開關Q21h以及Q22h，驅動信號Sq3與Sq4分別驅動開關單元122h的開關Q41h以及Q42h。驅動信號Sq1與Sq2為180度互補，使得開關Q21h以及Q22h互補導通。驅動信號Sq3與Sq4為180度互補，使得開關Q41h以及Q42h互補導通。開關單元122h與開關單元124h的驅動信號相差一個相位，此相差相位亦可稱之為導通角。控制器140h調整上述導通角，使得變換電路600在節點Y與節點Z之間的跨壓Vyz為幅值等於輸入電壓Vi的交流信號，且跨壓Vyz的交流訊號經變換電路600變換以及經過整流器180h整流，使得在節點J與節點K之 間的跨壓Vjk為幅值等於Vi/N的直流信號，N為變壓器T1的變壓比例。跨壓Vjk的直流信號具有佔空比(duty cycle)Duty等於Ton/(0.5×Ts)，其中Ton為開關的導通時間，Ts為開關周期，如第6B圖所示。控制器140h調整跨壓Vjk的佔空比Duty以調整輸出電壓Vo，因此，在第一逆變組態中的變換電路600可產生輸出電壓Vo等於(Duty×Vi)/N。
變換電路600可在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中操作。以第6C圖為例，第6C圖係繪示第6A圖所示之變換電路的驅動信號波形示意圖。相較於第6B圖，在第二逆變組態中，驅動信號Sq4為高位準，驅動信號Sq3為低位準，使得開關Q41h在第二逆變組態中保持關斷，開關Q42h在第二逆變組態中保持導通，以進而使得變換電路600由第一逆變組態切換為第二逆變組態，變換電路600透過開關單元122h中的開關Q21h以及Q22h協同地交替導通與關斷以變換電力，在第二逆變組態中的變換電路600為對稱半橋變換電路。
在本實施例中，控制器140h調整驅動信號Sq1以及Sq2的脈寬，以相應地調整開關Q21h以及Q22h的佔空比，使得跨壓Vyz的佔空比Duty相應地調整。如第6C圖所示，變換電路600在節點Y與節點Z之間的跨壓Vyz為幅值等於輸入電壓0.5×Vi的交流信號，且跨壓Vyz的交流訊號經變換電路600變換以及經過整流器180h整流，使得在節點J與節點K之間的跨壓Vjk為幅值等於0.5Vi/N的 直流信號，N為變壓器T1的變壓比例，因此，在第二逆變組態中的變換電路600可產生輸出電壓Vo等於(Duty×Vi)/2N，其中佔空比Duty等於Ton/(0.5×Ts)，Ton為開關的導通時間，Ts為開關周期。因此，在佔空比Duty相同的情形下，相較於第一逆變組態，在第二逆變組態中的變換電路600產生一半的輸出電壓。
變換電路600切換逆變組態的操作可以第2圖所示之流程圖進行，其中調整增益的步驟包含以下步驟：控制器140h調整開關單元122h與開關單元124h二者中至少一者的開關Q21h、Q22h、Q41h以及Q42h的佔空比以調整輸出電壓Vo與輸入電壓Vi之間的增益值(或可稱之為工作週期)，其餘步驟如上所述，以下不再贅述。
下述以各種實施例搭配第6A圖具體說明切換逆變組態的具體操作。以第7A圖~第7C圖為例，第7A圖~第7C圖係繪示依照本發明不同實施例之增益相對於佔空比變化的曲線示意圖。在切換逆變組態之前的第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中，控制器140h設定給定電壓值Voref1以作為比較的參考基準，而在切換逆變組態之後的第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中，控制器140h設定給定目標電壓值Vo2以作為比較的參考基準。第7A圖係在給定目標電壓值Vo2大於0.5倍的輸出電壓值Vo1的情形下作圖。第7B圖係在給定目標電壓值Vo2小於0.5倍的輸出電壓值Vo1的情形下作圖。第7C圖係在給定目標電壓值Vo2等於0.5倍的輸出電壓值Vo1的情形下作圖。輸出電壓 值Vo1係為變換電路600在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中尚未調整增益的輸出電壓Vo的值。
在第7A圖~第7C圖中，給定目標電壓值Vo2對應於增益值Gain2，輸出電壓值Vo1對應於增益值Gain1。在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中的增益相對於佔空比的變化繪示為曲線Curve5，在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中的增益相對於佔空比的變化繪示為曲線Curve6。在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中，工作點A對應於以佔空比Da操作獲得的輸出電壓值Vo1所對應的增益值Gain1。在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中在輸出電壓值等於給定目標電壓值Vo2的情形下，工作點C對應於以佔空比Dc操作獲得的輸出電壓值所對應的增益值Gain2。以下說明變換電路從工作點A變換至工作點C的操作。
參照第7A圖，同時參照第6A圖，在一實施例中，變換電路600的操作狀態從工作點A調整至工作點B然後變換至工作點C，其中在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中在輸出電壓值等於給定目標電壓值Vo2的情形下，工作點B對應於以佔空比Db操作獲得的輸出電壓值所對應的增益值Gain2。在本實施例中，給定電壓值Voref1設定接近給定目標電壓值Vo2，因此，在變換電路600滿足切換逆變組態的條件之後，控制器140h控制變換電路600以調整增益使得輸出電壓Vo的值沿著曲線Curve5從輸出電壓值Vo1(工作點A)調整到等於給定電壓值Voref1(也就是調 整到工作點B附近)。
在本實施例中，控制器140h設定在輸出電壓Vo的值等於給定電壓值Voref1情形下所對應的工作點落在工作點B1與B2之間的範圍內，其中第3A圖所示之工作點B1與工作點B2係分別對應於增益值GainB1=[Gain2×(1-0.1)]以及增益值GainB2=[Gain2×(1+0.1)]。
接著，控制器140h將變換電路600從第一逆變組態(全橋變換器拓撲)切換成第二逆變組態(半橋變換器拓撲)。在切換逆變組態的操作中，在保持增益值在切換逆變組態之前與之後相同的情形下，控制器140h切換佔空比，舉例來說，從接近佔空比Db的佔空比切換至接近佔空比Dc的佔空比(對應於工作點C附近的工作點)。切換逆變組態後的控制器140h控制變換電路600以沿著曲線Curve6動態調整增益使得輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo2(對應於工作點C)，藉此，變換電路600完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo1變換至給定目標電壓值Vo2的操作。
值得注意的是，在切換逆變組態之前，當工作點係調整至工作點B時，在切換逆變組態的操作中，控制器140h將佔空比由佔空比Db切換至佔空比Dc，且過程中保持增益不變。
透過上述操作，變換電路600從工作點A經工作點B變換至工作點C的操作具有較佳的輸出電壓的動態性能，輸出電壓的漣波較小。
參照第7A圖，同時參照第6A圖，在一實施例中，變換電路600的操作狀態從工作點A調整至工作點D然後變換至工作點C，其中在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中，工作點D對應於以佔空比Dc操作獲得的增益值GainD=(2×Gain2)。在本實施例中，給定電壓值Voref1設定接近增益值GainD所對應的輸出電壓值，因此，控制器140h控制變換電路600以調整增益使得輸出電壓Vo的值沿著曲線Curve5從輸出電壓值Vo1調整到給定電壓值Voref1(也就是由工作點A調整到工作點D附近)。
在本實施例中，控制器140h係設定在輸出電壓Vo的值等於給定電壓值Voref1情形所對應的工作點落在工作點D1與D2之間的範圍內，其中第7A圖所示之工作點D1與工作點D2係分別對應於增益值GainD1=[2×Gain2×(1-0.1)]以及增益值GainD2=[2×Gain2×(1+0.1)]。
接著，控制器140h將變換電路600從第一逆變組態(全橋變換器拓撲)切換成第二逆變組態(半橋變換器拓撲)。在切換逆變組態的操作中，控制器140h保持佔空比不變，使得佔空比在切換逆變組態的前後皆維持在佔空比Dc附近的佔空比(對應於工作點C附近的工作點)。切換逆變組態後的控制器140h控制變換電路600以沿著曲線Curve6動態調整增益使得輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo2(對應於工作點C)，藉此，變換電路100e完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo1變換至給定目標電壓值Vo2的操作。
參照第7A圖，同時參照第6A圖，在一實施例中，變換電路600的操作狀態係從工作點A直接調整至工作點C。在本實施例中，給定電壓值Voref1設定接近增益值Gain2所對應的輸出電壓值(即輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo2)，因此，在變換電路600滿足切換逆變組態的條件之後，控制器140h控制變換電路600以調整增益。在調整增益的操作中，控制器140h停止驅動與一次側T1p電性連接的逆變器120h中的開關Q21g、Q22h、Q41h以及Q42h，使得輸出電壓Vo的值透過電容Cf的放電而沿著路徑PathAC降低至給定電壓值Voref1(也就是由工作點A調整到工作點C附近)。
在本實施例中，控制器140h係設定在輸出電壓Vo的值等於給定電壓值Voref1情形所對應的工作點落在工作點C1與C2之間的範圍內，其中第7A圖所示之工作點C1與工作點C2係分別對應於增益值GainB1以及增益值GainB2。
接著，控制器140h將變換電路600從第一逆變組態(全橋變換器拓撲)切換成第二逆變組態(半橋變換器拓撲)。切換逆變組態後的控制器140h控制變換電路600以沿著曲線Curve6動態調整增益使得輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo2(對應於工作點C)，藉此，變換電路100e完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo1變換至給定目標電壓值Vo2的操作。
參照第7A圖，同時參照第6A圖，在一實施例中， 變換電路600的操作狀態從工作點A調整至工作點F，再變換至工作點E然後調整至工作點C，其中在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中，工作點F對應於以佔空比Df操作獲得的增益值Gain3，在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中，工作點E對應於佔空比De操作獲得的增益值Gain3。在本實施例中，給定電壓值Voref1設定為工作點F所對應的輸出電壓值Vf，因此，控制器140h控制變換電路600以調整增益使得輸出電壓Vo的值沿著曲線Curve5從輸出電壓值Vo1調整到給定電壓值Voref1(也就是由工作點A調整到工作點F)。
接著，控制器140h將變換電路600從第一逆變組態(全橋變換器拓撲)切換成第二逆變組態(半橋變換器拓撲)。在切換逆變組態的操作中，在保持增益值在切換逆變組態之前與之後相同的情形下，控制器140h將佔空比從佔空比Df(對應於工作點F)切換至佔空比De(對應於工作點E)。切換逆變組態後的控制器140h控制變換電路600以沿著曲線Curve6動態調整增益使得輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo2(對應於工作點C)，藉此，變換電路100e完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo1變換至給定目標電壓值Vo2的操作。
上述四個實施例說明變換電路600係先沿著曲線Curve5調整增益再切換逆變組態，但不限於此，以下述實施例為例說明變換電路600先切換逆變組態再調節增益的操作。
參照第7A圖，同時參照第6A圖，在一實施例中，變換電路600的操作狀態從工作點A變換至工作點G然後調整至工作點C，其中在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中，工作點G對應於以佔空比Da操作獲得的增益值Gain4。
在本實施例中，給定電壓值Voref1設定與工作點A對應的輸出電壓值Vo1相等，因此，在變換電路100e滿足切換逆變組態的條件之後，控制器140h將變換電路600從第一逆變組態(全橋變換器拓撲)切換成第二逆變組態(半橋變換器拓撲)。在切換逆變組態的操作中，控制器140h係保持佔空比不變，使得佔空比在切換逆變組態的前後皆維持在佔空比Da(對應於工作點G附近的工作點)。切換逆變組態後的控制器140h控制變換電路100e以沿著曲線Curve6動態調整增益，使得輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo2(對應於工作點C)，藉此，變換電路100e完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo1變換至給定目標電壓值Vo2的操作。
第7B圖以及第7C圖所示之實施例中的操作與第7A圖所示之實施例之各種操作類似，以下不再贅述。
如第6A圖所示，當變換電路600在切換逆變組態之前係處於第二逆變組態(半橋變換器拓撲)時，舉例來說，變換電路600切換逆變組態之前且未調整增益時的輸出電壓Vo的值描述為輸出電壓值Vo4，變換電路100e將輸出電壓Vo的值透過切換逆變組態(切換至第一逆變組態，例如全橋變換器拓撲)由輸出電壓值Vod變換為給定 目標電壓值Vo3。
下述以各種實施例搭配第6A圖具體說明切換逆變組態的操作。以第8A圖~第8C圖為例，第8A圖~第8C圖係繪示依照本發明不同實施例之增益相對於佔空比變化的曲線示意圖。在切換逆變組態之前，控制器140h設定給定電壓值Voref1以作為比較的參考基準，而在切換逆變組態之後，控制器140h設定給定目標電壓值Vo3以作為比較的參考基準。第8A圖係在輸出電壓值Vo4大於0.5倍的給定目標電壓值Vo3的情形下作圖。第8B圖係在輸出電壓值Vo4小於0.5倍的給定目標電壓值Vo3的情形下作圖。第8C圖係在輸出電壓值Vo4等於0.5倍的給定目標電壓值Vo3的情形下作圖。
在第8A圖~第8C圖中，輸出電壓Vo等於給定目標電壓值Vo3的情形對應於增益值Gain1，輸出電壓值Vo4對應於增益值Gain2。在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中的增益相對於佔空比的變化繪示為曲線Curve7，在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中的增益相對於佔空比的變化繪示為曲線Curve8。在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中在輸出電壓值等於給定目標電壓值Vo3的情形下，工作點A對應於以佔空比Da操作獲得的輸出電壓值所對應的增益值Gain1。在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中，工作點C對應於以佔空比Dc操作獲得的輸出電壓值Vo4所對應的增益值Gain2。以下說明變換電路600從工作點C變換至工作點A的操作。
參照第8A圖，同時參照第6A圖，在一實施例中，變換電路600的操作狀態從工作點C變換至工作點B然後調整至工作點A，其中在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中在輸出電壓Vo的值等於輸出電壓值Vo4的情形下，工作點B對應於以佔空比Db操作獲得的輸出電壓值所對應的增益值Gain2。在本實施例中，給定電壓值Voref1設定等於輸出電壓值Vo4，因此，在變換電路600滿足切換逆變組態的條件之後，控制器140h將變換電路600從第二逆變組態(半橋變換器拓撲)切換成第一逆變組態(全橋變換器拓撲)。
更具體的說明，控制器140h控制開關單元122h與124h的開關Q21h、Q22h、Q41h以及Q42h以全橋變換器拓撲協同操作(在第二逆變組態中，開關Q41h維持關斷，同時開關Q42h維持導通)。在切換逆變組態的操作中，在保持增益值在切換逆變組態之前與之後相同的情形下，控制器140b切換將佔空比從佔空比Dc切換至佔空比Db(對應於工作點B)。在切換逆變組態後，控制器140h控制變換電路600以沿著曲線Curve7動態調整增益使得輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo3(對應於工作點A)，藉此，變換電路100e完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo4變換至給定目標電壓值Vo3的操作。
參照第8A圖，同時參照第6A圖，在一實施例中，變換電路600的操作狀態係從工作點C直接調整至工作點A。在本實施例中，給定電壓值Voref1設定等於增益值Gain2 所對應的輸出電壓值(即輸出電壓Vo的值等於給定電壓值Vo4)，因此，在變換電路100e滿足切換逆變組態的條件之後，控制器140h將變換電路600從第二逆變組態(半橋變換器拓撲)切換成第一逆變組態(全橋變換器拓撲)。在切換逆變組態的操作中，控制器140h同步調整佔空比由佔空比Dc(對應於工作點C)調整到佔空比Da(對應於工作點A)，以進而使得切換逆變組態之後的輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo3。藉此，變換電路600完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo4變換至給定目標電壓值Vo3的操作。
參照第8A圖，同時參照第6A圖，在一實施例中，變換電路600的操作狀態從工作點C調整至工作點E，再變換至工作點F然後調整至工作點A，其中在第一逆變組態(全橋變換器拓撲)中，工作點F對應於以佔空比Df操作獲得的增益值Gain3，在第二逆變組態(半橋變換器拓撲)中，工作點E對應於以佔空比De操作獲得的增益值Gain3。在本實施例中，給定電壓值Voref1設定為工作點E所對應的輸出電壓值Vf，因此，在變換電路600滿足切換逆變組態的條件之後，控制器140h控制變換電路600以調整增益使得輸出電壓Vo的值沿著曲線Curve8從輸出電壓值Vo4調整到給定電壓值Voref1(也就是由工作點C調整到工作點E)。
接著，控制器140b將變換電路100e從第二逆變組態(半橋變換器拓撲)切換成第一逆變組態(全橋變換器拓撲)。在切換逆變組態的操作中，在保持增益值在切換逆 變組態之前與之後相同的情形下，控制器140h將佔空比從佔空比De(對應於工作點E)切換至佔空比Df(對應於工作點F)。切換逆變組態後的控制器140h控制變換電路600以沿著曲線Curve7動態調整增益使得輸出電壓Vo的值等於給定目標電壓值Vo3(對應於工作點A)，藉此，變換電路600完成輸出電壓Vo由輸出電壓值Vo4變換至給定目標電壓值Vo3的操作。
第8B圖以及第8C圖所示之實施例中的操作與第8A圖所示之實施例之各種操作類似，以下不再贅述。
需要注意的是，全橋變換器拓撲以及半橋變換器拓撲不限於上述實施例。全橋變換器拓撲包含移相全橋變換器拓撲、諧振型全橋變換器拓撲或硬開關全橋變換器拓撲。半橋變換器拓撲包含非對稱半橋變換器拓撲、對稱半橋變換器拓撲或諧振型半橋變換器拓撲。
由上述實施例可知，變換電路系統不僅可採用本發明所示之諧振型變換電路及其操作，亦可採用本發明所示之脈波寬度調變型變換電路，藉以應付各種需求。本發明所示之變換電路可在全橋變換電路拓撲以及半橋變換電路拓撲之間相互切換，以應付各種輸出負載的需求，同時可大幅提升變換電路系統的整體效率。
此外，脈波寬度調變型變換電路不限於第6A圖所示之變換電路600(例如：移相全橋變換電路)，脈波寬度調變型變換電路亦可為交錯式正激變換電路(interleaved forward converting circuit)。以第9圖為例，第9圖係繪示 依照本發明另一實施例之變換電路。變換電路900包含逆變器120k、變壓器Tk1以及Tk2、整流器180k以及濾波器190k。變換電路900還包含控制器，與上述實施例所述之控制器類似，以下不再贅述。逆變器120k包含開關單元122k以及124k。開關單元122k與變壓器Tk2的一次側T2p電性連接，開關單元124k與變壓器Tk1的一次側T1p電性連接。整流器180k包含二極體Dr1、Dr2以及Dr3，其中二極體Dr1與變壓器Tk1的二次側T1s電性連接，二極體Dr3與變壓器Tk2的二次側T2s電性連接，二極體Dr2與二次側T1s以及二次側T2s並聯於節點G與節點H之間。濾波器190k包含電感器Lo1以及電容Cf。
在本實施例中，開關單元122k由兩個橋臂組成，每個橋臂由一個開關(Q21k、Q22k)與一個二極體(Dk1、Dk2)串聯組成。同樣地，開關單元124k由兩個橋臂組成，每個橋臂由一個開關(Q41k、Q42k)與一個二極體(Dk3、Dk4)串聯組成。與變壓器Tk1與變壓器Tk2的二次側T1s以及二次側T2s連接的電路結構係採半波整流的交錯並聯式雙開關正激變換電路，使得在第一逆變組態中，控制器控制開關Q21k、Q22k、Q41k以及Q42k以交錯式正激變換器的形式協同轉換輸入電力Pi。在第二逆變組態中，控制器還控制開關Q21k保持關斷，控制器相應地控制開關Q21k保持關斷。在第二逆變組態中，控制器控制開關Q21k以及Q22k以單一正激變換器的形式轉換輸入電力Pi。因此，節點G與H之間的跨壓的等效佔空比相對於雙開關正激變換 電路增加一倍，使得變換電路900在第一逆變組態(交錯式正激變換器的形式)下的增益為在第二逆變組態(單一正激變換器的形式)下的增益的2倍，在第一逆變組態(交錯式正激變換器的形式)下的輸出電壓Vo為在第二逆變組態(單一正激變換器的形式)下的增益的2倍。變換電路900的其餘操作與第6A圖所示之實施例類似，以下不再贅述。
需要注意的是，交錯式正激變換器的形式可包含交錯式雙開關正激變換器拓撲以及交錯式單開關正激變換器拓撲，單一正激變換器的形式可包含雙開關正激變換器拓撲以及單開關正激變換器拓撲。
第10圖係繪示依照本發明次一實施例之變換電路的電路示意圖。相較於第5A圖，在第10圖所示之變換電路500a中，整流器180j包含開關單元182和184、電容單元186以及切換開關Q5和Q6。
開關單元182與開關單元184並聯連接，且各自包含數個開關。實作上，開關單元182和184中的開關可以電晶體開關或是二極體來實現。如第5F圖所示，開關單元182包含二極體D1和D2，開關單元184包含二極體D3和D4，其中二極體D1與D2串聯形成第一橋臂，二極體D3與D4串聯形成第二橋臂。
其次，電容單元186包括串聯連接的電容Cf1和電容Cf2，其中電容Cf1和Cf2串聯形成第三橋臂，並與開關單元182和184並聯連接。
再者，切換開關Q5和Q6電性耦接至開關單元184和電容單元186。具體而言，切換開關Q5與切換開關Q6串聯連接，切換開關Q5的一端電性連接至開關單元184，切換開關Q6的一端電性連接至電容單元186。詳言之，切換開關Q5和Q6彼此串接於開關單元184內第一橋臂中點與電容單元186內第二橋臂中點之間，且切換開關Q5和Q6與二極體D3和D4以及電容Cf1和Cf2的連接關係如第5F圖所示。
此外，於本實施例中，控制單元146h可用以輸出驅動信號Sq5和Sq6，以控制切換開關Q5和Q6的導通或關斷。在一些實施例中，當開關單元182和184中的開關以電晶體開關來實現時，控制單元146h更可用以輸出控制信號控制開關單元182和184中的開關。如此一來，藉由開關單元182和184中的開關以及切換開關Q5和Q6的導通或關斷，整流器180j便可工作於第一整流組態或第二整流組態。
需說明的是，於變換電路500a中，原邊拓撲的切換方式可如前實施例所述，而副邊拓撲(如上述整流器180j)的切換方式可獨立進行或是配合原邊拓撲的切換方式進行。詳細而言，變換電路500a包含逆變器120e和整流器180j。其中，逆變器120e可工作於第一逆變組態或第二逆變組態，整流器180j可工作於第一整流組態或第二整流組態。因此，變換電路500a的工作方式可取決于逆變器120e的運行組態和整流器180i的運行組態之間的組合。在 一實施例中，變換電路500a對應於第一逆變組態下的逆變器120e以及第一整流組態下的整流器180j。在另一實施例中，變換電路500a對應於第一逆變組態下的逆變器120e以及第二整流組態下的整流器180j。在又一實施例中，變換電路500a對應於第二逆變組態下的逆變器120e以及第二整流組態下的整流器180j。
本領域的技術人員應當理解，在上述各實施例中，變換電路所對應的逆變器工作組態以及整流器工作組態僅為示意性舉例，但本發明並不只局限於此。例如，在其他的可替換實施例中，逆變器的電路拓撲僅對應於第一逆變組態，整流器的電路拓撲可工作於第一整流組態或第二整流組態，如此一來，變換電路的輸出改變僅取決於整流器的工作組態，亦即，變換電路對應於第一逆變組態下的逆變器和第一整流組態下的整流器，或者變換電路對應於第一逆變組態下的逆變器和第二整流組態下的整流器。上述整流器180j的切換方式具體如下所述。
在第一整流組態中，控制單元146h用以控制切換開關Q5和Q6導通。此時，整流器180j中主要以半橋電路(例如：由開關單元182與電容單元186組成的倍壓整流電路)進行操作。因此，整流器180j可藉由開關單元182與電容單元186對副邊交流電壓進行倍壓整流。於操作上，當變換電路500a的副邊輸出為正時，電流流經二極體D1、電容Cf1以及切換開關Q5和Q6。另一方面，當變換電路500a的副邊輸出為負時，電流流經二極體D2、電容Cf2以 及切換開關Q5和Q6。
在第二整流組態中，控制單元146h用以控制切換開關Q5和Q6關斷。此時，整流器180j中主要以全橋整流電路(例如：由二極體D1~D4組成的全橋整流電路)進行操作；亦即，整流器180j可藉由開關單元182和184對副邊交流電壓(即變壓器T1的輸出)進行全橋整流，然後通過電容單元186對全橋整流後的電壓進行濾波，提供輸出電壓Vo給負載。
在一實施例中，變換電路500a中的逆變器120e除包含開關單元122d之外，更可包含另一開關單元(如第1圖所示之開關單元124)。控制單元146h用以控制上述兩開關單元中各自開關的導通或關斷，使得逆變器120e工作於第一逆變組態或第二逆變組態，具體如前述實施例所述，故於此不再贅述。
於另一實施例中，在逆變器120e工作於第一逆變組態時，控制單元146h根據對應於原邊交流電壓的輸出電壓，控制逆變器120e中的兩開關單元的開關協同進行周期性地導通與關斷。在逆變器120e工作於第二逆變組態時，控制單元146h控制逆變器120e其中一開關單元單獨地操作，使其中開關周期性地導通與關斷，且在該第一逆變組態和該第二逆變組態下，變換電路500a的輸出電壓Vo與輸入電壓Vi的比值不同。
於次一實施例中，變換電路500a同樣包含諧振電路及激磁電感，其電路結構、連接關係和操作均與前述變 換電路500中之諧振電路及激磁電感類似，故於此不再贅述。
因此，由上述可知，本發明所示之變換電路可為諧振型變換電路或脈波寬度調變變換電路，並且透過控制變換電路中的開關切換變換器拓撲，藉以提升電力變換系統的整體效率。
本發明之另一態樣係關於一種變換電路之變換電力的方法，此方法可應用於第1E圖所示之變換電路100e，但不限於此。下述將以變換電路100e應用第2圖所示之流程圖說明上述變換電力的方法。變換電路100e包含開關單元122d以及開關單元124d，開關單元122d以及開關單元124d包含複數個開關Q21d、Q22d、Q41d以及Q42d。變換電力的方法包含以下步驟：開開關單元122d以及開關單元124d對應於第一逆變組態或第二逆變組態進行操作，使得變換電路100e將輸入電力Pi轉換為輸出電力Po，其中在變換電路100e處於第一逆變組態時，開開關單元122d以及開關單元124d的開關Q21d、Q22d、Q41d以及Q42d協同進行周期性地導通與關斷，在變換電路100e處於第二逆變組態時，開開關單元122d單獨地操作，開關Q21以及Q22d周期性地導通與關斷；接著，(步驟S203)調整輸出電力Po與輸入電力Pi之間的增益，使得輸出電力Pi對應的輸出電壓Vo接近或等於給定電壓值Voref1(詳述如第3A圖~第3C圖所示之實施例或者第4A圖~第4C圖所示之實施例)；然後，(步驟S204)由第一逆變組態切換為第 二逆變組態，或者由第二逆變組態切換為第一逆變組態，使得開開關單元122d以及開關單元124d對應於切換後的逆變組態進行操作，以進而使得輸出電力Po對應的輸出電壓Vo接近或等於給定目標電壓值(如第3A圖~第3C圖所示之給定目標電壓值Vo2或者第4A圖~第4C圖所示之給定目標電壓值Vo3)。
如第1E圖以及第2圖所示，在一實施例中，變換電力的方法更包含以下步驟(步驟S202)：在切換逆變組態之前以及調整輸出電力Po與輸入電力Pi之間的增益之前，判斷輸出電力Po對應的輸出電壓Vo是否等於給定電壓值Voref1。
如第1E圖以及第2圖所示，在一實施例中，上述調整增益的步驟(步驟S203)係在判斷輸出電力Po對應的輸出電壓Vo不等於給定電壓值Voref1之後執行，使得輸出電力Po對應的輸出電壓Vo等於給定電壓值Voref1。
如第1E圖以及第2圖所示，在一實施例中，變換電力的方法更包含以下步驟(步驟S205)：在切換逆變組態之後，判斷輸出電力Po對應的輸出電壓Vo是否等於給定目標電壓值(如第3A圖~第3C圖所示之給定目標電壓值Vo2或者第4A圖~第4C圖所示之給定目標電壓值Vo3)。
如第1E圖以及第2圖所示，在一實施例中，變換電力的方法更包含以下步驟(步驟S206)：在判斷輸出電力Po對應的輸出電壓Vo不等於給定目標電壓值之後，調整輸出電力Po與輸入電力Pi之間的增益，直到輸出電力Po 對應的輸出電壓Vo等於給定目標電壓值。
如第1E圖以及第2圖所示，在一實施例中，變換電力的方法更包含以下步驟(步驟S201)：在切換逆變組態的步驟之前，先判斷是否接收到改變輸出電力Po的命令、或者輸出電力Po是否小於參考電力，其中參考電力係為控制器140e預設的一個給定功率值。
需要注意的是，上述調整增益的步驟(步驟S203或步驟S206)更包含以下步驟：調整開關單元122d以及開關單元124d二者中至少一者的開關的工作頻率。
如第1E圖以及第2圖所示，在一實施例中，上述調整增益的步驟(步驟S203)更包含以下步驟：關閉逆變器120e的驅動且透過輸出電容Cf放電以降低輸出電力Po與輸入電力Pi之間的增益。具體的詳細操作如變換電路100e應用於第3A圖~第3C圖所示增益變化操作之實施例，以下不再贅述。
如第1E圖以及第2圖所示，在一實施例中，上述切換逆變組態的步驟(步驟S204)更包含以下步驟：在保持輸出電力Po與輸入電力Pi之間的增益值在切換逆變組態之前與之後相同的情形下，切換開關單元122d或開關單元124d其中至少一者的工作頻率，例如：在變換電路100e應用於第3A圖所示增益變化操作之實施例中，工作點B切換至工作點C的過程保持增益值不變。具體的詳細操作如變換電路100e應用於第3A圖~第3C圖以及第4A圖~第4C圖所示增益變化操作之實施例，以下不再贅述。
如第1E圖以及第2圖所示，在一實施例中，給定電壓值Voref1係設定與給定目標電壓值(如第3A圖~第3C圖所示之給定目標電壓值Vo2或者第4A圖~第4C圖所示之給定目標電壓值Vo3)接近或相等。具體的說明，控制器140e預設一組範圍(如第3A圖所示之工作點B1與B2之間的範圍)，給定電壓值Voref1係設定對應於在上述範圍內的工作點。具體的詳細操作如變換電路100e應用於第3A圖~第3C圖所示增益變化操作之實施例，以下不再贅述。
如第1E圖以及第2圖所示，在一實施例中，上述切換逆變組態的步驟(步驟S204)更包含以下步驟：在切換逆變組態時，保持開關單元122d或開關單元124d其中至少一者的開關(開關Q21d以及Q22d或者開關Q41d以及Q42d)的工作頻率，例如：在變換電路100e應用於第3A圖所示增益變化操作之實施例中，工作點A切換至工作點G的過程保持工作頻率不變。具體的詳細操作如變換電路100e應用於第3A圖~第3C圖所示增益變化操作之實施例，以下不再贅述。
如第1E圖以及第2圖所示，在一實施例中，在輸出電壓Po所對應的輸出電壓Vo等於給定目標電壓值(如第3A圖~第3C圖所示之給定目標電壓值Vo2)情形下，輸出電壓Vo對應於增益的二倍數值，給定電壓值Voref1係設定與電壓增益的二倍數值所對應的輸出電壓Vo接近或相等。例如：在變換電路100e應用於第3A圖所示增益 變化操作之實施例中，工作點D係對應於輸出電壓Vo等於給定電壓值Voref1的工作點，其中輸出電壓Vo等於給定目標電壓值Vo2情形下所對應的增益值為Gain2，工作點D所對應的增益值為Gain2的兩倍，也就是2×Gain2。具體的詳細操作如變換電路100e應用於第3A圖~第3C圖所示增益變化操作之實施例，以下不再贅述。
如第1E圖以及第2圖所示，在一實施例中，上述切換逆變組態的步驟(步驟S204)更包含以下步驟：在切換逆變組態時，同步調整開關單元122d或開關單元124d其中至少一者的開關的工作頻率，使得輸出電力Po對應的輸出電壓Vo等於給定目標電壓值，例如：在變換電路100e應用於第4A圖所示增益變化操作之實施例中，工作點A與工作點C之間可藉由直接切換完成切換電換器操作，而切換過程中同步調整工作頻率。具體的詳細操作如變換電路100e應用於第4A圖~第4C圖所示增益變化操作之實施例，以下不再贅述。
因此，由上述可知，本發明所示之變換電力的方法控制變換電路中的開關切換變換器拓撲，藉以提升電力變換系統的整體效率。
此外，本發明所示之變換電力的方法亦可應用於脈波寬度調變型變換電路，例如：第6A圖所示之變換電路600。需要注意的是，在應用於變換電路的變換電力的方法中，調整增益的步驟可藉由調整開關單元122h或開關單元124h其中至少一者的開關的佔空比實現。具體的操作如變 換電路600應用於第7A圖~第7C圖或第8A圖~第8C圖所示增益變化操作之實施例，以下不再贅述。
因此，採用本發明技術的優點在於：變換電路系統不僅可採用本發明所示之諧振型變換電路及其操作，亦可採用本發明所示之脈波寬度調變型變換電路，藉以應付各種需求。本發明所示之變換電路以及變換電力的方法可在全橋變換電路拓撲以及半橋變換電路拓撲之間相互切換，以應付各種輸出負載的需求，同時可大幅提升變換電路系統的整體效率。
再者，本發明所示之變換電路亦可在交錯式變換器形式與單一變換器形式之間切換，使得滿足各種應用需求。
雖然本發明已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
S201~S206‧‧‧步驟

Claims (31)

  1. 一種變換電路，包含：一逆變器，用以接收一輸入電壓，並在一第一逆變組態或一第二逆變組態中將該輸入電壓轉換為一原邊交流電壓，該逆變器包含：一第一開關單元，包含複數個開關；以及一第二開關單元，包含複數個開關；一控制器，在該變換電路處於該第一逆變組態中，該控制器根據對應於該原邊交流電壓的一輸出電壓控制該第二開關單元與該第一開關單元的開關協同進行周期性地導通與關斷，在該變換電路處於該第二逆變組態中，該控制器控制該第一開關單元單獨地操作，其中該第一開關單元的開關周期性地導通與關斷，其中，該變換電路在該第一逆變組態下的電壓增益不同於該第二逆變組態下的電壓增益，其中該第二開關單元包含一第一開關以及一第二開關，該第一開關單元包含一第三開關以及一第四開關，其中在該第二逆變組態中，該控制器更用以控制該第一開關保持導通或關斷，且相應地控制該第二開關保持關斷或導通，以及該控制器更用以控制該第三開關以及該第四開關以半橋變換器拓撲或單一正激變換器拓撲轉換該輸入電壓。
  2. 如請求項1所述之變換電路，更包含：一變壓器，具有一原邊繞組和一副邊繞組，用以將該原邊交流電壓轉換為一副邊交流電壓；以及一整流器，用以將該副邊交流電壓整流為一直流電壓以 產生對應於該直流電壓的該輸出電壓，該控制器更用以控制該第一開關單元以及該第二開關單元的開關的工作頻率或佔空比以調整該輸出電壓與該輸入電壓之間的增益值。
  3. 如請求項2所述之變換電路，更包含：一諧振電路，該諧振電路之第一端連接至該第一開關單元，其第二端連接至該變壓器的該原邊繞組；以及一激磁電感，與該變壓器的該原邊繞組並聯連接。
  4. 如請求項3所述之變換電路，該諧振電路包含：一諧振電感，該諧振電感之第一端電性連接至該第一開關單元；以及一諧振電容，該諧振電容之第一端串聯連接至該諧振電感之第二端。
  5. 如請求項4所述之變換電路，其中該諧振電路中的諧振電感為變壓器自身的漏感。
  6. 如請求項3所述之變換電路，其中該激磁電感為變壓器自身的激磁電感。
  7. 如請求項3所述之變換電路，其中該變換電路為一LLC變換器或一移相全橋變換器。
  8. 如請求項2所述之變換電路，其中該整流器包含： 一第三開關單元，包含複數個開關；一第四開關單元，與該第三開關單元並聯連接，包含複數個開關；一電容單元，與該第三開關單元並聯連接，包括串聯連接的一第一電容和一第二電容；以及至少一切換開關，電性耦接至該第一電容與該第二電容的公共連接點以及該第四開關單元。
  9. 如請求項2所述之變換電路，其中該變換電路更包含：一濾波器，與該整流器電性連接，用以穩定該直流電壓以輸出該輸出電壓。
  10. 如請求項1所述之變換電路，其中該第一開關單元包含一第三開關以及一第四開關，其中該控制器包含：一採樣器，用以採樣該輸出電壓以產生一採樣電壓；以及一運算放大器，用以比較運算該採樣電壓與一第一參考電壓值或比較運算該採樣電壓與一第二參考電壓值，以控制該第一開關、該第二開關、該第三開關以及該第四開關中至少一者。
  11. 如請求項1所述之變換電路，其中該第一開關單元包含一第三開關以及一第四開關，該第二開關單元包含一第一開關以及一第二開關；其中在該第一逆變組態中，該控制器更用以控制該第一 開關、該第二開關、該第三開關以及該第四開關以全橋變換器拓撲或交錯式正激變換器拓撲協同轉換該輸入電壓。
  12. 一種應用於變換電路之變換電力的切換方法，該變換電路包含一第一開關單元與一第二開關單元，該第一開關單元與該第二開關單元包含複數個開關，該切換方法包含：該第一開關單元與該第二開關單元對應於一第一逆變組態或一第二逆變組態進行操作，使得該變換電路將一輸入電壓轉換為一輸出電壓，其中在該變換電路處於該第一逆變組態時，該第二開關單元與該第一開關單元的開關協同進行周期性地導通與關斷，在該變換電路處於該第二逆變組態時，該第一開關單元單獨地操作，其中該第一開關單元的開關周期性地導通與關斷；調整該輸出電壓與該輸入電壓之間的增益，使得該輸出電壓對應的電壓值接近或等於一第一給定電壓值；以及在該第一逆變組態與該第二逆變組態之間進行切換，使得該第一開關單元與該第二開關單元對應於切換後的逆變組態進行操作，以進而使得該輸出電壓對應的電壓值接近或等於一第二給定電壓值，該第一給定電壓值係設定與該第二給定電壓值接近或相等。
  13. 如請求項12所述之變換電力的切換方法，更包含：在切換逆變組態之前以及調整該輸出電壓與該輸入電壓之間的增益之前，判斷該輸出電壓對應的電壓值是否等於該第一給定電壓值。
  14. 如請求項12所述之變換電力的切換方法，更包含：在切換逆變組態之後，判斷該輸出電壓對應的電壓值是否等於該第二給定電壓值。
  15. 如請求項12所述之變換電力的切換方法，其中調整該輸出電壓與該輸入電壓之間的增益的步驟更包含：調整該第一開關單元與該第二開關單元二者中至少一者的開關的工作頻率或佔空比。
  16. 如請求項12所述之變換電力的切換方法，其中調整該輸出電壓與該輸入電壓之間的增益的步驟更包含：關閉該逆變器的驅動且透過一輸出電容放電以降低該輸出電壓與該輸入電壓之間的增益。
  17. 如請求項12所述之變換電力的切換方法，更包含：在切換逆變組態的步驟之前，先判斷是否接收到改變輸出電壓的命令、或者該輸出電壓是否小於一參考電壓。
  18. 如請求項12所述之變換電力的切換方法，其中切換逆變組態的步驟更包含：在保持該輸出電壓與該輸入電壓之間的增益值在切換逆變組態之前與之後相同的情形下，切換該第一開關單元與該第二開關單元其中至少一者的工作頻率或佔空比。
  19. 如請求項12所述之變換電力的切換方法，其中切換逆變組態的步驟更包含： 在切換逆變組態時，保持該第一開關單元與該第二開關單元其中至少一者的開關的工作頻率或佔空比。
  20. 如請求項12所述之變換電力的切換方法，其中切換逆變組態的步驟更包含：在切換逆變組態時，同步調整該第一開關單元或該第二開關單元其中至少一者的開關的工作頻率或佔空比，使得該輸出電壓對應的電壓值等於該第二給定電壓值。
  21. 一種變換電路，包含：一逆變器，包含一第一開關單元，該第一開關單元具有複數個開關，該逆變器用以接收一輸入電壓，並將該輸入電壓轉換為一原邊交流電壓；一變壓器，具有一原邊繞組和一副邊繞組，該原邊繞組用以接收該原邊交流電壓，該變壓器用以將該原邊交流電壓轉換為一副邊交流電壓；一整流器，電性連接至該變壓器的該副邊繞組，該整流器用以接收該副邊交流電壓，並將該副邊交流電壓轉換為一直流電壓以產生對應於該直流電壓的該輸出電壓，該整流器包含：一第三開關單元，包含複數個開關；一第四開關單元，與該第三開關單元並聯連接，包含複數個開關；一電容單元，包括串聯連接的一第一電容和一第二電容；以及至少一切換開關，電性耦接至該第四開關單元和該 電容單元；以及一控制器，用以控制該第三開關單元、第四開關單元中的各自開關以及該切換開關的導通或關斷，使得該整流器工作於第一整流組態或第二整流組態。
  22. 如請求項21所述之變換電路，其中，在該第一整流組態中，該控制器更用以控制該切換開關導通，使得該整流器藉由該第三開關單元與該電容單元對該副邊交流電壓進行倍壓整流。
  23. 如請求項21所述之變換電路，其中，在該第二整流組態中，該控制器更用以控制該切換開關關斷，使得該整流器藉由該第三開關單元與該第四開關單元對該副邊交流電壓進行全橋整流，並通過該電容單元對全橋整流後的電壓進行濾波。
  24. 如請求項21所述之變換電路，其中，該逆變器還包括一第二開關單元，與該第一開關單元並聯連接，該第二開關單元具有複數個開關，其中，該控制器還控制該第一開關單元、第二開關單元中的各自開關的導通或關斷，使得該逆變器工作於第一逆變組態或第二逆變組態。
  25. 如請求項24所述之變換電路，其中，在該逆變器工作於該第一逆變組態時，該控制器根據對應於該原邊交流電壓的一輸出電壓控制該第二開關單元與 該第一開關單元的開關協同進行周期性地導通與關斷；在該逆變器工作於該第二逆變組態時，該控制器控制該第一開關單元單獨地操作，其中該第一開關單元的開關周期性地導通與關斷，在該第一逆變組態和該第二逆變組態下，該變換電路的該輸出電壓與該輸入電壓的比值不同。
  26. 如請求項21所述之變換電路，更包含：一諧振電路，該諧振電路之第一端連接至該第一開關單元，其第二端連接至該變壓器的該原邊繞組；以及一激磁電感，與該變壓器的該原邊繞組並聯連接。
  27. 如請求項26所述之變換電路，該諧振電路包含：一諧振電感，該諧振電感之第一端電性連接至該第一開關單元；一諧振電容，該諧振電容之第一端串聯連接至該諧振電感之第二端。
  28. 如請求項27所述之變換電路，其中該諧振電路中的諧振電感為變壓器自身的漏感。
  29. 如請求項26所述之變換電路，其中該激磁電感為變壓器自身的激磁電感。
  30. 如請求項26所述之變換電路，其中該變換電路為一LLC變換器或一移相全橋變換器。
  31. 如請求項21所述之變換電路，其中，該變換電路包括串聯連接的一第一切換開關和一第二切換開關，該第一切換開關的一端電性連接至該第四開關單元，該第二切換開關的一端電性連接至該電容單元。
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