CN103840686A - 具有pfc和直流转换综合功能的高效率电源变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一类兼具功率因数调节和直流功率变换复合功能的电源变换器电路结构。该类变换器使用单级功率转换电路在高效率开关操作的情况下通过一级转换控制同时实现上述两种功能。实施电路采用具有无损耗吸收及谐振软开关功能的反激式电路，或者使用谐振式操作的半桥或全桥式变换电路。本发明同时也提出了一种使用非正弦波电流调制的功率因数调节方法，使用该方法可以进一步减少输出的低频纹波，并降低对滤波电容容量的要求。

Description

具有PFC和直流转换综合功能的高效率电源变换器

技术领域

     本专利是属于电功率变换领域里的一项发明,更具体地说是一种独特的同时兼具PFC 和直流变换功能的高效率电源变换器结构和一种独特的控制操作方法。该种变换器结构可以使用单级变换电路来实现高效率的功率因数调整和直流电源变换的综合功能，非正弦电流波形调制的操作方法则可以减小输出纹波和滤波电容容量。 

背景技术

随着日益迫切的环境保护的需求人们越来越广泛地要求在各个领域使用绿色能源。这在电能使用领域里势必要求用电设备和电能转换装置进一步提高效率并消耗尽量少的零件和材料。另一个势在必行的要求则是对交流用电装置的功率因数的提高以减少电能的传输损耗。在我们的日常生活中众多的半导体电子设备都需要有一个把交流电能转换成直流电能的电源变换装置以便于从交流市电网络取得操作所需的直流电能。在这种情形下，如果能设计制造出一个高效率，低成本，低材料消耗并具有功率因数调节的AC-DC电源变换器，其对人们所带来的广泛的环境和经济价值是显而易见的。 

 目前具有功率因数调节功能（PFC）的交流-直流电源变换器通常采用两种普遍的做法。在小功率应用时可以使用单级反激变换电路同时实现功率因数调节和直流电压变换的双重功能，其典型电路结构如图1（A）所示。在图1中交流输入电压经整流桥B1整流后成为正弦脉动直流电压V1，如图1（B）中所示，再经电容器C1进行滤波。这里C1的电容量特意地选得比较小，只是滤去反激开关Q1高频操作所产生的纹波，对V1的工频正弦波形不造成影响。反激开关Q1的高频开关操作通过脉宽调制来控制电流I1的峰值包络线跟随V1的脉动正弦波形，如图1（B）所示，而输出电压的大小则通过I1包络线的幅值大小来进行调节。注意图案（B）中的脉动正弦波形V1主要是为了说明I1了的电流调制原理，并不具有具体幅值的意义。这种电路使用元件少，成本低，但效率比较低，所以通常只适用于功率较小的场合。 

 在用电功率较大时交流-直流电源变换器一般都需要采用单独的功率因数调节（PFC）电路。这样的典型电路如图2所示。和图1电路相比电子开关Q11，电感L11，二极管D11和电容C11组成了功率因数调节电路。电子开关Q11的开关操作通过脉宽调制使得I1，也即电感L11的电流波形的包络线跟随整流后的直流脉动正弦波形。这里C1同样取较小的值而不至于影响V1的工频脉动正弦波形。这样从整流桥BG1交流输入端AC1，AC2所输入的交流电流自然也维持正弦波形并且与输入电压同相，从而可以使功率因数达到接近于1的理想状态。图2中的直流变换部分仍使用由Q1，TF1，D1 和C2所组成的反激式变换电路。这里需要指出除了反激式电路以外，其它电路结构如正激式，推挽式，半桥电路，全桥电路等均可在这种结构中使用来完成DC-DC变换功能。 

 图1和图2所示电路工作效率一般都比较低。特别是反激电子开关Q1工作在高压硬开关工作状态。当开关状态从关断转换为导通状态时由于漏极和源极间电位差从高压突变到接近于零，源漏极间寄生电容的高压储能在极短的瞬间通过开关本身强迫放电，其能量全部消耗在开关管内部转化为热能。这样既降低效率，又增加管子发热，同时也产生较强的电磁辐射。另一个损耗因素是变压器的漏电感能量。当Q1导通时电磁能量随着变压器TX1初级绕组510电流的增加逐渐建立起来。当Q1关断时储存于偶合电感中的电磁能量通过磁路耦合到次级绕组并使整流二极管D2导通向输出端供电。储存于漏感中的能量由于无法耦合到次级去而只好通过Q1的源漏极间电容维持流通并通过充电把能量转移到源漏电容上去。在这种情况下Q1的漏极电可能冲得很高，甚至造成Q1过电压击穿。为了抑制这种电压过冲现象，通常不得不采用吸收电路来吸收并消耗这部份漏感能量。图2中的R3，C3网络即是一种最简单的吸收电路。在实际应用中还有多种不同的吸收电路设计。这些电路为众所周知，故这里不予详述。另一方面由于工作电流波形跟随脉动工频正弦波形，电路中的滤波电容C11确和C2需要选用大容量才能较好地滤除工频纹波。而这时往往唯一的选择是电解电容器。但众所周知，电解电容器又往往是影响产品寿命和可靠性的主要元件。基于这些原因，本发明提出了几种高效率的综合功能交流-直流电源变换器以及独特的操作控制方法来提高系统的工作性能并降低产品的材料成本。 

发明内容

本发明提出了对传统单级反激式综合功能交流-直流电源变换电路的改进方案，使用谐振式电路操作来使得功率开关工作在软开关或接近软开关的工作状态来减小开关损耗，提高工作效率，扩大适用功率范围。 

 本发明还提出了一种使用半桥或其他对称式开关电路架构的单级式综合功能交流-直流电源变换电路方案。采用谐振式操作的半桥电路可以在完成功率因数调节和直流电压变换的过程中始终保持功率开关的软开关工作状态，实现单级式高效率综合功能交流-直流电源变换。此外，本发明还提出了一种非正弦电流波形调制方案。使用此方案可以大大地减小电 

源输出的工频纹波，从而可以允许使用较小容量的滤波电容，摆脱电解电容对产品寿命和可靠性的影响。

 图 1 所示为一个典型的反激式综合功能交流-直流变换器电路结构。 

 图 2 所示为一典型的有单独功率因数调节电路的交流-直流变换电路结构。 

 图 3 描述了本发明提出的一种使用无损耗谐振吸收电路的反激式综合功能交流-直流变换器电路结构及其操作原理。 

 图 4 描述了本发明提出的另一种使用无损耗谐振吸收谐振电路的反激式综合功能交流-直流变换器电路结构及其操作原理。 

 图 5 描述了本发明提出的采用非正弦波电流调制的功率因数调节方案。 

 图 6 描述了本发明提出的半桥式单级综合功能交流-直流变换器电路结构及其操作原理。 

详细描述

 如前所述，传统的反激式变换器漏电感的储能以及为抑制其开关过程中造成的电压尖峰而采用的消耗式吸收电路，以及功率开关管的开关损耗是反激变换器工作过程中主要的损耗因素。本发明利用电感和电容的  谐振特性组成一种可控的无损耗吸收电路。该电路一方面可以在无损耗  的情况下有效地在功率开关管关断时吸收变压器漏电感的能量而抑制开关电压尖峰，同时又可以利用吸收电路的储能和变压器电感之的间谐振为功率开关产生电压过零的条件，从而实现零电压导通型软开关操作。

 其概念电路之一如图3（A）所示。在图3（A）中，N型金属氧化物场效应管（以下简称为MOSFET）Q1为主功率开关。Q1的漏极接到变压器TX1的初级绕组反相端（此处需说明反相，同相的命名为相对概念，初级的反相端和次级的反相端即为同相，反之亦然）。Q1的源极通过电流桥测电阻R1接到经整流桥BG1整流后的直流电压的负端，也即直流地端PGND。 

 TX1的初级绕组同相端则接至BG1整流后的直流正端V1，跨接在TX1初级绕组两端的由电容器C3和N型MOSFET Q2所组成的串联回路则为无损耗吸收谐振电路。变压器TX1的次级输出则由D1及C2所组成的整流滤波电路最后产生所需要的直流输出VOUT。 

 图3（A）电路的主要工作信号波形如图3（B）所示。图中的电压信号都以功率地PGND为参考点。在工作过程中当 Q1在to开始导通时，变压器500的初级绕组510中的电流通过由V1经过510、Q1及R1到PGND的回路逐渐建立起来。当Q1在t1关断时，储存在510耦合电感部分的能量耦合到TX1的次级绕组SN2并使D1导通对C2及接在VOUT与GND间的负载供电。而储存在510漏电感中的能量由于无法耦合到次级去，在保持其电流连续的规则下则会自然地对MOSFET Q1的源漏极寄生电容及通过Q2的寄生二极管对C3进行充电，并造成这些电容上的电压持续上升直至时刻t2漏感电流为零。储存于漏感中的电磁能量全部转移到电容上去。 

 C3上的电压为上负下正，这段时间如果Q2导通，则C3充电通过Q2完成。 

 电容上的峰值电压和漏感能量的大小和电容的大小直接有关。在相同的漏感能量下，电容值越大，漏感能量转移结束时电容上的峰值电压越小。因为这里采用的是无损耗吸收电路，故C3可以用较大的电容值，从而可以有效地降低其电压峰值，也即使得Q1的漏极电压VQ1D被钳在较低的水平。 

 同时由于C3和Q1源漏极的寄生电容量和它们所吸收的能量成正比关系，C3越大则它所吸收的能量也越大，而Q1寄生电容所吸收的能量则越小。 

 这一过程的主要信号波形和控制时序如图3（B）所示。如图所示，从Q1在t1关断到C3电压在t2达到峰值的这段时间Q2处于导通状态。漏感能量转移到C3的过程通过Q2完成。这样既降低了Q2寄生二极管导通压降所引起的损耗，更重要的是避免了寄生二极管反向恢复特性所引起的振荡。在C3电压达到峰值时，Q2关断，其寄生二极管处于反向截止状态，C3和510之间的通路被切断，C3电压在接下来一段时间维持在其峰值。 

 在t1到t3期间储存在变压器初级绕组耦合电感能量持续转移次级对C2和负载供电。在t3时刻这部分储能耗尽，次级电流中断，Q1的源漏寄生电容开始向变压器初级绕组放电，Q1漏极的电压VQ1D开始回落。这时Q2又开始导通。储存在C3中的能量开始向变压器的初级绕组510转移并形成谐振。谐振的第一个1/4周期是t3至t4区间能量向510转移。在t4时刻C3电压为零而510的电流达到最大。这时如果Q2关断，变压器初级绕组510中的电流将改变流通路径，通过C1，R1和Q1的源漏极寄生电容进行流通。当寄生电容在t5时刻放电到零时Q1的寄生二极管导通，继续维持续流过程。如果Q1在这一时刻开始导通就实现了零电压导通的软开关操作。从理论上讲，如果绕组510的电感电流足够大，Q1的寄生二极管将在t5时刻后维持一小段时间直至电流耗尽。只要Q1在这一段时间内开始导通就能够实现软开关操作。如此周而复始就可以保持电路高效率的开关操作。 

 这里需要强调，在传统反激变换器设计中变压器的漏电感需要做得 尽量小以减小功率损耗。这一要求在变压器设计中是一个非常具有挑战性的问题。在本方案的情况下，变压器的漏感能量的大部分并没有消耗掉，而是通过和吸收电容C3之间的谐振为功率开关Q1创造零电压软开关条件。因此，变压器的漏电感不需要做得尽量小，因此变压器的设计和制造工艺相对来说更容易一些。 

 以上所描述的电路既可以实现没有PFC功能的AC-DC变换功能，也可以实现带有PFC功能的单级式AC-DC变换器。在不需要PFC功能时C1的电容量选得比较大，这样经C1滤波后的V1接近纯直流，电容器C1则可以选得比较小一些。当需要PFC功能时，C1电容量则选得比较小， 其电容量只要足够滤除Q1的高频开关纹波，而不对V1 的低频正弦脉动 波形产生影响。这样Q1导通时的电流包络线保持和V1同频同相，最终通过使得从交流输入端AC1和AC输入的电流呈正弦波形并且和输入电 压同频同相而达到功率因数接近于1的效果。注意在这种情况下变压器  次级的电流也和初级一样跟随V1的低频正弦脉动波形。C2需要用大容 量的电容来滤除这些低频脉动成分。本专利在后续章节中将提出一种非正弦电流波形调制的方法来改善这种情形。图4（A）所示为采用另一种无损耗吸收谐振电路的反激变换器电路，其工作原理和图3（A）所示电路相似。如图所示，和图3（A）不同的地方主要在于C3和Q2从跨接于510两端变成了跨接在Q1漏极和初级直流功率地PGND之间，Q2也由N型MOSFET换成了P型MOSFET。因为Q2 的漏极以参考点PGND一边，驱动电路比较简单方便，但不足之处是P型MOSFET的性能和N型管比较要相对差一些。这种电路结构采用P型管的主要原因是可以对C3向变压器绕组510的放电过程进行有效控制，并进而控制软开关过程。 

 图4（A）中Q1和Q2的开关控制规则和图3（A）中电路一样。其主要信号波形如图4（B）所示，工作原理不再赘述。这里和图3（B）相比，主要不同是Q2的驱动信号VG2的电压极性，在P型管时为负电压导通。这里同时需要注意， 在t2到t3的时间区间Q2也可以维持导通，也即Q2在时刻t1到t4区间一直导通。这样一做原则上不影响电路的软开关操作性能。 唯一的影响是在t2到t3的时间区间电容C3和绕组510的漏感可能形成小的本地振荡而消耗掉一小部分储能，对t4到t5区间所需 要的软开关谐振过程有不利影响。 

 在[0010]节中所描述的谐振过程，因为电路的谐振频率基本上由谐振电路的L、C和R值所确定，所以当变压器的电感参数，C3的 电容量，Q1的源漏寄生电容值及谐振回路中的电阻性阻抗确定后，其谐振频率也基本可以确定，所以这时对于从t1到t2区间的Q2导通时间和从t3到t4的Q2导通时间控制，既可以通过对谐振电路的电流和电压信号进行监测来确定，也可以根据电路的谐振频率特性进行近似的固定时间控制，在具体实施时可根据具体情况进行安排。 

 图3和图4所示电路可以控制调节输出电压，也可以控制调节输出电流，在实施中一般只要把所需要控制调节对象作为反馈变量进行控制即可。这类反馈电路为本领域人士所熟悉，故这里不再赘述。同样图4和图3电路一样，可以用来实现具有PFC功能和DC-DC变换功能的综合式电源变换器，只要通过Q1的开关操作控制使得输入电流I1的包络线跟 

随经整流后的脉动正弦电压波形，即可实现上述带PFC功能单级式综合功能电源变换器。另外图3和图4中的电子开关Q1和 Q2也可以用相应的双极型晶体管或其他类型的电子开关器件来代替。

如在[0012]节所提到的，在实现PFC 功能时由于变压器或电感的工作电流需要跟随整流后的低频正弦脉动波形，在电路的直流环节， 特别是直流输出端，需要用大容量的电容来滤除这些低频脉动成分，在大多数情况下不得不使用电解电容。但是众所周知电解电容通常使用寿命有限，会成为产品的寿命和可靠性的一个主要制约因素。针对这种情况，本专利发明了一种非正弦电流波形调制的方法来减小电流中的低频纹波成分，进而减小滤波电容的容量要求。具体方法如下节所述。 

 图5（B）描述了非正弦电流波形调制的原理波形示意图。为便于说明，图5（A）给出了一个典型的反激式PFC加直流变换综合功能的单级变换电路作为信号参照。图中V1是交流输入经过B1整流后的工频脉动正弦波电压，I1是通过电流调制控制产生的电流波形。如图所示，I1 的电流波形包络线并不完全跟随V1的脉动正弦波形，而是在保持和V1的脉动周期同频率的情况下把相应于脉动正弦波顶部区域的电流幅值减小，把相应于脉动正弦波谷部区域的电流幅值提升，从而使得整个电流波形的工频纹波大大地减小。 在这种原则下，电流波形的包络线可以采用多种不同的形状或调制方案，比如说用脉动工频正弦基波和它的奇次谐波迭加。这样最后的极限波形成为方波，各个周期连起来最终成为连续直流波 

形。图5（B）所示即为这样的调制波形。注意在V1零电压点的附近I1的幅值略有下降，这是因为在实用中可能V1电压在零点附近太低而无法维持理想的电流幅值。不过这些小的下降不会太强的纹波，效果要比脉动正弦波的情形好得多。除了直流波形以外，其他类型的波形如梯形波等也可使用。只要按照提升对应脉动正弦波谷部区域的电流幅值，降低对应脉

 动正弦波顶部区域的电流幅值，电流中的工频纹波都可以得到改善。

 采用上述控制方法所得到的功率因数显然会和传统的脉动正弦波电流的情形有所不同。首先如果假定输出电容和负载为一个恒电压系统，当使用一个直流电流对其提供功率时，如果该直流电流的大小和相应的脉动正弦电流的平均值相等，则两者向这一负载提供相等的功率。在这种情况下，该直流电流的大小等于脉动正弦电流的峰值的0.637倍。如果用脉动正弦电流向同样的负载提供同样的功率，它的有效值是峰值的0.707倍。所以采用脉动正弦电流供电，其等效的直流电流值要比直流电流供电大。换句话说，按功率因数的定义一个系统的电流波形无论如何，如果它在同样的正弦电压条件下传输同样的功率时其电流有效值等于相应脉动正弦电流峰值的0.707倍，这个系统的功率因数就是1。以此为基准，如果在同样的正弦电压条件下传输同样的功率时其电流有效值大于相应脉动正弦电流峰值的0.707倍，这个系统的功率因数就小于1。反之，如果在同样的正弦电压条件下传输同样的功率时其电流有效值小于相应脉动正弦电流峰值的0.707倍，这个系统的功率因数就大于1。在上述本发明的直流电流调制的情况下，其电流有效值和平均值相等，所以有效值也是相应脉动正弦电流峰值的0.637倍，也即，这样的系统的功率因数大于1。由此可见，这种调制方法不仅消除了输出中的低频纹波，而且还可以进一步提升功率因数，使功率传输损耗更小。 

 上述非正弦电流波形调制的方法可以普遍应用于各种需要调节功率因数或减小低频纹波的系统中。图5所示电路只是一个范例，所有各种要求PFC功能的电路，无论何种结构，都可以使用这个方法。除此以外，在电力工业的某些应用中，该方法也具有相当的实用价值，这里不再一一赘述。 

 在功率比较大的交流-直流电源转换应用中，目前大多数都采用单独的PFC电路把交流输入转换成直流高压，再用对称式的直流-直流变换电路如半桥，全桥电路等把直流高压通过变压器转换成和原边隔离的输出。 

 这类结构因使用两级转换电路，成本比较高，效率也会因有两级转换损耗而偏低。针对这种情况，本专利又提出了采用对称开关电路来实现综合PFC功能的单级交流-直流转换电路。基本概念如图6所示。 

图6（A）所示为概念性电路。图中B1，C1所担负的功能如前所述，C1仍取较小的容量以避免对V1的脉动正弦电压波形造成影响。开关转换电路由Q1和Q2组成半桥电路结构。变压器的初级绕组510和电容C3形成串联后接于半桥的中间开关节点和初级PGND地端。半桥电路可以采用不同的工作模式。当C3采用比较大的电容量时，电路可以工作在PWM工作模式，此时C3的功能主要是隔直和提供约等于V1/2 的偏置电压。电路的输出通过Q1和Q2的脉宽调制来调节。另一种工作模式是利用C3和变压器电感之间的谐振特性通过改变Q1和Q2的开关操作频率来调节电源输出。在这种情况下C3所取的电容量一般比较小，通常在几到几十纳法，以设定比较合适的谐振频率。在这种谐振变频的操作中，Q1 和Q2一直工作在接近满占空比的情况，通过变压器初级绕组510的漏电感的适当选择，可以保证在整个工作范围内实现软开关操作，故而电路效率比较高。经变压器转换后的次级电压通过D1，D2所组成的整流电路变成 

直流，再通过C2滤波后输出。

 在使用Q1和Q2所组成的半桥电路完成PFC功能时，电路可以采用不同的电流调制方式。图6（B）所示为传统的脉动正弦波电流调制，电流I1的包络线通过半桥的控制跟随V1的脉动正弦波形，而包络线的幅值随输出调节的需要来变化以满足输出的要求。图6（C）所示为本专利所提出的非正弦电流波形调制方案。电流I1的包络线只是保持和V1同频同相，但并不跟随V1的脉动正弦波形，而是把相应于脉动正弦波顶部区域的电流幅值减小，把相应于脉动正弦波谷部区域的电流幅值提升，从而减少或消除电流波形中的工频纹波。在最理想的情况下I1可以控制为纯直流波形。这里需要指出，图6（B）和（C）中所示的V1和I1的波形粹是为了说明两者的波形关系，并不代表任何实际幅值的意义。同时需要指出的是，半桥电路在输入电压很低的时候不能够象反激式或升压式电路那样对电流进行精确的控制，所以在V1波形靠近谷底的区域I1不能完全跟随理想的电流波形，会对PFC控制的效果产生一定的影响。但即使这种情况下，功率因数仍可以达到0.9以上，特别是在使用非正弦电流波形调制方案时，因其对功率因数的提升能力，实际功率因数仍然可以达到甚至超过1。同时因为在[0022]节所述的谐振式操作可以通过谐振来提高输出电压的幅值，效果会更好一些。 

  图6所示的对称式开关电路为半桥结构，其他对称式开关电路结构如全桥电路等也一样可以在同样的原理下进行实施。这里不再一一赘述。同时也需要指出以上的描述和相关图示主要是作为例子来阐述本发明的原理。在实际应用中遵循同样的原理而采用其他不同的电路形式和元器件同样可以实现本专利所描述的功能和效果。因此本专利的应用在不违背其基本概念的情况下并不限于本文所描述的实现方法。  

Claims (9)

1.一个具有无损耗吸收和谐振软开关功能的变换器电路，由一个整流桥把交流输入整流为直流脉动正弦电压，一个电容器跨接在整流桥的直流输出端上，一个反激式变压器，其初级绕组的同相端接到整流桥正电压输出端，反相端接到一个主电子开关的正电压端口，该电子开关的负电压端口通过电流检测元件接到整流桥的负电压输出端，同相端和反相端的定义只是为了区别变压器初级和次级绕组间的相对极性关系，一个无损耗吸收电路由一个吸收电容和一个辅助电子开关串接而成，所形成的串联支路的靠近电子开关的正电压端的端口连接到整流桥正电压输出端，串联支路的另一端和变压器的反相端相连接，一个电子整流器件，其正电压极接至变压器次级绕组的反相端，负电压极接至一个输出滤波电容的正端并作为变换器的直流输出正端，输出滤波电容的负端和变压器次级绕组的同相端连接并作为变换器的直流输出负端，在变换操作过程中吸收电容吸收变压器初级绕组漏电感的储能，当向变压器次级边的能量传输完成时吸收电容的储能通过辅助电子开关和变压器初级绕组电感进行能量交换而形成振荡，当吸收电容的储能完全转移到变压器的初级绕组后辅助电子开关关断，电路利用变压器初级绕组电流的续流作用使得主电子开关两端的电压降到接近零，这时主电子开关导通，从而实现零电压开关操作，主电子开关工作电流的包络线保持和经整流桥整流后的直流脉动正弦电压一样的波形形状、频率和相位，在完成从变压器初级到次级的直流电源转换的同时也完成功率因数调节的功能，直流输出的调节则通过改变正弦波电流的幅值来完成。

2.  权利声明1所描述的变换器电路的另一种实施方法，吸收电容和辅助电

  子开关串接而成的无损耗吸收电路改为接在主电子开关的正电压端口和整

  流桥的负电压输出端之间，整流桥的负电压输出端靠近电子开关的正电压端

  口，电路的其它部分和声明1中所描述的一样，电路的操作原理也和声明1

  所描述的一样。

3.   一种采用非正弦波电流调制的功率因数调节控制方法，该方法不需要让输入电流波形的包络线完全跟随输入电压的正弦波形状，而是在保持和输入电压同频率同相位的情况下把相应于电压正弦波顶部区域的电流幅值减小，而把相应于电压正弦波过零区域的电流幅值提升，从而使得电流波形中的低频纹波大大地减小，具有上述特点的电流波形可以采取多种不同的形状，最典型的波形是方波，反映到输入整流电路的直流输出端就成为直流，被调制电流的幅值的大小用来调节电路的直流输出。

4. 权利声明1所描述的变换器电路，电路结构不变，但是功率因数调节功

   能不采用正弦电流波形控制，而是采用权利声明3所描述的非正弦电流调  

   制方法，直流输出的调节仍然通过改变被调制电流的幅值来完成。

5.  权利声明2所描述的变换器电路，电路结构不变，但是功率因数调节功能不采用正弦电流波形控制，而是采用权利声明3所描述的非正弦电流调制方法，直流输出的调节仍然通过改变被调制电流的幅值来完成。

6.  一种采用半桥式结构的复合功能电源变换器电路，该变换器使用一级半桥  电路同时完成功率因数调节和直流电源变换的双重功能，电路由一个整流桥把交流输入整流为直流脉动正弦电压，一个电容器跨接在整流桥的直流输出端上，两个电子开关组成一个半桥桥臂，上端电子开关的正电压极，也即半桥桥臂的上端，接到整流桥的直流输出正端，上端电子开关的负电压极和下端电子开关的正电压极相连接形成半桥的开关节点，下端电子开关的负电压极，也即半桥桥臂的下端，接到整流桥的直流输出负端，  一个功率变压器，其初级绕组和一个谐振电容串联，所形成的串联支路的一端接到半桥电路的开关节点，另一端接到半桥桥臂的上端或者下端，功率变压器的次级输出经过整流和滤波后形成直流向负载供电，半桥电路的操作在调节直流输出的同时，也控制本身的工作电流跟随特定的波形形状，使得交流输入端的输入电流保持和输入电压同频同相的正弦波形状，从而同时完成功率因数调节的功能，直流输出的调节则通过改变正弦波电流的幅值来完成。

7.权利声明6所描述的变换器电路，  电路结构不变，但是功率因数调节功  能不采用正弦电流波形控制，而是采用权利声明3所描述的非正弦波电流 调制方法，直流输出的调节仍然通过改变被调制电流的幅值来完成。

8.把权利声明6所描述的变换器电路中的半桥电路改为全桥电路，功率变 压器的初级绕组和谐振电容串联所形成的串联支路接在全桥电路的两个桥臂的开关节点之间，电路的操作方法和声明6所描述的相同。

9.把权利声明6所描述的变换器电路中的半桥电路改为全桥电路，功率变压器的初级绕组和谐振电容串联所形成的串联支路接在全桥电路的两个桥臂的开关节点之间，功率因数调节功能不采用正弦电流波形控制，而是采用权利声明3所描述的非正弦波电流调制方法，直流输出的调节仍然通过改变被调制电流的幅值来完成。

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