CN105099204A - 一种谐振转换反激电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种谐振转换反激电路，设计增加次级振荡回路，并使其与初级振荡回路谐振；其中，所述次级振荡回路包括主变压器次级绕组、输出电容Cout、谐振电容Cdo和二极管D，主变压器次级绕组的一端与二极管D的正极连接，二极管D的负极通过输出电容Cout与主变压器次级绕组的另一端连接，谐振电容Cdo并联在二极管D的两端。本发明将电路耗散的寄生能量转化为可用能量，大幅减小MOSFET管电应力，减小电磁辐射，提高电源效率，使系统可靠性大幅提高。

Description

一种谐振转换反激电路

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，特别涉及一种谐振转换反激电路。

背景技术

一般在反激电路，特别是在断续模式(DCM)和谐振关断模式(BCM)(或者称连续临界)反激电路中，存在三个主要的寄生振荡，影响系统转化效率，开、关损耗，及系统可靠性。

第一种寄生振荡：初级功率开关MOSFET管寄生电容Coss与主变压器初级漏感Lpk之间，在功率开关MOSFET管关断时刻，产生寄生振荡。该寄生振荡使功率开关MOSFET管漏极产生高压尖峰Vos，当这个尖峰与次级反射电压Vro和供电电压Vdc叠加，如果叠加值超过功率开关MOSFET管的设计耐压BVdss与雪崩能量Ear，会导致开关MOSFET管雪崩击穿，最终损坏开关MOSFET管。

现有技术中通过增加RCD吸收电路(如图1)，吸收消耗掉部分寄生振荡能量，使高压尖峰Vos减小到功率开关MOSFET管设计耐压BVdss允许范围之内。但RCD无法彻底吸收MOSFET管这一关断反峰电压，这就提高了功率开关MOSFET管需要承受的电压应力，需要选用更高成本的高耐压的产品，同时导致RCD回路产生更多无效功耗，使系统效率降低。如图1中虚线框内所示：由Rsn、Csn、Dsn组成RCD吸收回路。由电路特点所定，即便RCD电路不吸收任何高压尖峰Vos，吸收电阻Rsn上也要消耗掉最小为PSN＝Vro²/RSN的功率，所以在5W-200W系统功率情况下，这一功耗会消耗1％-10％的系统效率(η)。

图2是现有技术中MOSFET管关断时其漏极上的反峰电压Vds，Vds＝Vdc+Vro+Vos，Vdc为系统供电电压；Vro为次级反射电压，Vro＝n×(Vo+Vf)，Vo为系统输出电压，Vf为输出整流管正向电压；Vos为变压器初级漏感Lpk与MOSFET寄生电容Coss寄生振荡在MOSFET管Vds上的反冲击电压。

由初级漏感Lpk与寄生电容Coss振荡回路可知，当寄生电容Coss串联初级漏感Lpk充电时，其充电最高点为寄生电容Coss稳态电压的2倍，寄生电容Coss稳态电压为Vdc+Vro，所以，现有电路中，在无RCD吸收电路情况下，MOSFET管关断时的反峰电压Vdc＝2×(Vo+Vro)；

这一振荡功率为：Psdlpk＝Fz×Coss×(Vdc+Vro)²/2；Fz为系统开关频率。

第二种寄生振荡：初级功率开关MOSFET管寄生电容Coss主变压器初级漏感Lpk之间，在功率开关MOSFET管导通时刻，产生寄生振荡，这种寄生振荡使功率开关MOSFET管导通瞬间出现超高漏源电流应力，导致MOSFET管过大的开管损耗。

图3是现有技术中MOSFET管导通时，因初级漏感Lpk，MOSFET管承受很大开启电流，使开关损耗增大。由初级漏感Lpk与寄生电容Coss振荡回路可知，MOSFET导通，寄生电容Coss串联初级漏感Lpk放电，当寄生电容Coss处于零电压时，MOSFET管全导通，同时初级漏感Lpk与寄生电容Coss放电回路放电电流最大，随后初级漏感Lpk对寄生电容Coss继续放电，直到初级漏感Lpk与寄生电容Coss回路能量释放完结。寄生电容Coss放电前稳态电压为Vdc±Vro，取Vdc，这样这一振荡功率为：Poplpk＝Fz×Coss×(Vdc)²/2；Fz为系统开关频率。

第三种寄生振荡：初级功率开关MOSFET管寄生电容Coss与主变压器初级电感Lp之间，在功率开关MOSFET管关断后，初级电感LP上所储磁能输出结束后，发生寄生振荡，一直到MOSFET管下一次导通为止，这种寄生振荡，不仅消耗能量，也影响下一次MOSFET管导通特性，增加了其导通损耗的概率。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种谐振转换反激电路，用于减小反激电路中由于寄生振荡产生的功耗。

本发明通过以下技术手段解决上述问题：

本发明提供的谐振转换反激电路，包括初级振荡回路和次级振荡回路；其中，所述初级振荡回路包括并联在电源两端的第一支路和第二支路，所述第一支路包括输入电容Cin，所述第二支路包括主变压器的初级绕组、MOSFET管和电阻Rs，所述主变压器的初级绕组的一端与所述电源的正极连接，所述主变压器的初级绕组的另一端与所述MOSFET管的漏极连接，所MOSFET管的源级通过所述电阻Rs与所述电源的负极连接；所述次级振荡回路包括主变压器次级绕组、输出电容Cout、谐振电容Cdo和二极管D，主变压器次级绕组的一端与二极管D的正极连接，二极管D的负极通过输出电容Cout与主变压器次级绕组的另一端连接，谐振电容Cdo并联在二极管D的两端。

进一步的，所述谐振电容Cdo和所述MOSFET管的寄生电容Coss之间满足：

Cdo＝n²×Coss，其中，n为所述变压器初级绕组和次级绕组的比例。

本发明的谐振转换反激电路，设计增加次级振荡回路，并使其与初级振荡回路谐振，具有以下有益效果：

1.MOSFET关断时，次级漏感Lsk与谐振电容Cdo的串联振荡与初级漏感Lpk与寄生电容Coss的串联振荡通过主变压器发生谐振，为初级漏感Lpk在MOSFET管导通时的磁储能，提供阻抗匹配的励磁回路，将该寄生振荡能量传递到次级，避免反冲到MOSFET管的Vds上。同时，从反激电路分析看，次级的励磁电流为次级漏感Lsk充磁储能，所以初级漏感Lpk上的寄生磁能量输出给次级漏感Lsk，这时二极管D为导通周期，将这部分能量输出给主输出级，转换为可用能量。

所节约的损耗Psdlpk为：Psdlpk＝Fz×Coss×(Vdc+Vro)²/2，其中：Fz为系统开关频率。

2.节约现有RCD回路的额外功耗Prcd为：

Prcd＝(Vro)²/Rsn＝n²×(Vout+Vf)²/Rsn

3.MOSFET导通时，初级电流ipk通过主变压器励磁到次级漏感Lsk与谐振电容Cdo回路谐振，产生次级电流isk给次级漏感Lsk充磁储能，由于此刻二极管D处于关断状态，这部分能量无法转移输出利用，但MOSFET管开启电流(即次级电流isk)因谐振阻尼变小，实现所谓零电流开启，开关损耗大幅减小，同时系统电磁辐射也大大减小。这部节约分功率Poplpk为：

Poplpk＝Fz×Coss×(Vdc-Vor)²/2，其中：Fz为系统开关频率。

4.MOSFET管关断后，初级电感Lp储能传输给次级后，寄生电容Coss为初级电感Lp充磁触发寄生电容Coss和初级电感Lp串联振荡，次级谐振电容Cdo和次级电感Ls串联振荡并发生谐振，由于此刻二极管D处于关断周期，所以此寄生能量无法输出利用，但它阻尼了初级振荡幅度，使Vds由Vds＝Vdc+Vro迅速下降到Vds＝Vdc-Vro的最低状态，可有效减小下一周期MOSFET导通时的开关损耗，使其真正趋于所谓零流零压谐振导通状态；同时这部分寄生能量较小，这部分节约功率Psdlp为：

Psdlp＝Fz×Coss×(Vro)²/2＝Fz×Coss×n²×(Vot+Vf)²/2

附图说明

下面将结合附图进一步理解本发明，附图图解了本发明的实施例，并与说明书一起用来说明本发明的原理。

图1是现有反激电路的电路图；

图2是现有技术中MOSFET管关断时Vds上的反峰电压随时间的变化关系图；

图3是现有技术中MOSFET管导通时初级电流ipk阻尼电流波形图；

图4是本发明实施例提供的谐振转换反激电路的电路图；

图5是本发明谐振转换反激电路的等效初级振荡回路和次级振荡回路示意图；

图6是本发明提供的谐振转换反激电路中当MOSFET管导通时的谐振回路示意图；

图7是本发明提供的谐振转换反激电路中当MOSFET管关断后的谐振回路示意图；

图8是本发明提供的谐振转换反激电路中当MOSFET管关断时Vds上的反峰电压随时间的变化关系图；

图9是本发明提供的谐振转换反激电路中当MOSFET管导通时初级电流ipk阻尼电流波形图。

具体实施方式

下面对本发明的实施例做详细说明，本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

如图4所示：本实施例的谐振转换反激电路，设计增加次级振荡回路，并使其与初级振荡回路谐振，包括初级振荡回路和次级振荡回路；其中，所述初级振荡回路包括并联在电源两端的第一支路和第二支路，所述第一支路包括输入电容Cin，所述第二支路包括主变压器的初级绕组、MOSFET管和电阻Rs，所述主变压器的初级绕组的一端与所述电源的正极连接，所述主变压器的初级绕组的另一端与所述MOSFET管的漏极连接，所述MOSFET管的源级通过所述电阻Rs与所述电源的负极连接；所述次级振荡回路包括主变压器次级绕组、输出电容Cout、谐振电容Cdo和二极管D，主变压器次级绕组的一端与二极管D的正极连接，二极管D的负极通过输出电容Cout与主变压器次级绕组的另一端连接，谐振电容Cdo并联在二极管D的两端。

为了方便描述，图4示出了MOSFET管自身寄生电容Coss，主变压器初级漏感Lpk和主变压器次级漏感Lsk。

本实施例通过在次级振荡回路中增加谐振电容Cdo，使电路输出端增加了次级漏感Lsk与谐振电容Cdo和输出电容Cout形成的串联输出振荡回路，而输出电容Cout一般远远大于uF级，所以串联输出振荡回路等效为次级漏感Lsk与谐振电容Cdo的串联输出振荡回路；同样初级振荡回路中由于输入电容Cin较大，电阻Rs较小，所以寄生振荡可等效为初级漏感Lpk与寄生电容Coss的串联振荡回路；当上述串联输出振荡回路与串联振荡回路振荡频率相同或相近时，二者通过主变压器谐振。

图5是本发明等效的初级振荡回路和次级振荡回路；

其中：谐振频率Fk＝1/(2π√Lpk×Coss)＝1/(2π√Lsk×Cdo)

所以：Lpk×Coss＝Lsk×Cdo

而Lpk＝n²×Lsk，n为主变压器初级绕组与次级绕组比例；

所以：Cdo＝n²×Coss

当MOSFET管关断时，初级漏感Lpk释能放电，初级电流ipk励磁产生次级电流isk，给次级漏感Lsk充磁储能，把初级漏感Lpk上的寄生磁能存储下来。由于此刻二极管D为导通输出周期，所以在谐振的第一个周期中，初级漏感Lpk上的寄生能量主要转移给输出级。

本发明谐振转换反激电路较现有电路节约的功耗为：

Psdlpk＝Fz×Coss×(Vdc+Vro)²/2，Fz为系统开关频率。

另外也节约了现有RCD回路的额外功耗，这部分功率为：

Prcd＝(Vro)²/Rsn＝n²×(Vout+Vf)²/Rsn

图6是本发明提供的谐振转换反激电路中，当MOSFET管导通时的谐振回路。如图6，当MOSFET管导通时，寄生电容Coss短路并串联初级漏感Lpk放电，寄生电容Coss零电压时，初级电流ipk最大，初级漏感Lpk储存磁能最大，随后初级漏感Lpk释放磁能为寄生电容Coss继续放电，初级电流ipk励磁产生次级电流isk，为次级漏感Lsk储能，由于初级振荡回路和次级振荡回路为阻尼振荡，大幅减小了开启电流；此刻二极管D处于关断周期，所以这部分能量无法输出，而在输出端产生阻尼电压。

这部分功率为：

Poplpk＝Fz×Coss×(Vdc)²/2，Fz为系统开关频率。

图7是本发明增加谐振电容Cdo，当MOSFET管关断后，初级电感Lp储能传输给次级后，初级电感Lp磁能为零，这时寄生电容Coss放电给初级电感Lp充磁，寄生电容Coss与初级电感Lp触发串联振荡，并与次级电感Ls与谐振电容Cdo成串联振荡谐振，由于此刻输出二极管D处于关断周期，所以此寄生能量不能输出利用，但它阻尼了初级振荡幅度，使Vds迅速下降到Vds＝Vdc-Vro，可有效减小下一周期MOSFET管导通时的开关损耗，使其真正趋于所谓零流零压谐振导通状态；同时这部分寄生能量较小，相应功率为：

Psdlp＝Fz×Coss×(Vro)²/2

图8本该发明增加谐振谐振电容Cdo后，MOSFET管关断时刻Vds上的反峰电压；

由于输出端由Vdo＝Vout+Vf箝位，所以电压过冲很小，所以输入端Vds反射电压Vos也很小；Vds＝Vdc+n×(Vout+Vf)，而Vos很小，对Vds基本无贡献。

图9是本发明增加谐振谐振电容Cdo后，当MOSFET管导通时的初级电流ipk阻尼电流波形。

本发明提供的谐振转换反激电路，设计增加次级振荡回路，并使其与初级振荡回路谐振，相较于现有的反激电路有如下有益效果：

1、MOSFET管关断时，同样在主变压器初级已储能磁场作用下，Vds从低电压开始增大，对寄生电容Coss充电，并触发初级漏感Lpk与寄生电容Coss串联振荡；增加谐振电容Cdo后，次级漏感Lsk与谐振电容Cdo的串联振荡与初级漏感Lpk与寄生电容Coss的串联振荡通过主变压器发生谐振，为初级漏感Lpk在MOSFET管导通时的磁储能，提供阻抗匹配的励磁回路，将该寄生振荡能量传递到次级，避免反冲到MOSFET管的Vds上。

同时，从反激电路分析看，次级的励磁电流为次级漏感Lsk充磁储能，所以初级漏感Lpk上的寄生磁能量输出给次级漏感Lsk，这时二极管D为导通周期，将这部分能量输出给主输出级，转换为可用能量。

综上，所节约的损耗Psdlpk为：

Psdlpk＝Fz×Coss×(Vdc+Vro)²/2，Fz为系统开关频率。

2、节约现有RCD回路的额外功耗Prcd为：

Prcd＝(Vro)²/Rsn＝n²×(Vout+Vf)²/Rsn

3、MOSFET导通时，本发明引入谐振电容Cdo后，初级电流ipk通过主变压器励磁到次级漏感Lsk与谐振电容Cdo回路谐振，产生次级电流isk给次级漏感Lsk充磁储能，由于此刻二极管D处于关断状态，这部分能量无法转移输出利用，但MOSFET管开启电流(即次级电流isk)因谐振阻尼变小，实现所谓零电流开启，开关损耗大幅减小，同时系统电磁辐射也大大减小。

这部节功率Poplpk为：

Poplpk＝Fz×Coss×(Vdc-Vor)²/2，Fz为系统开关频率。

此外，由于二极管D此刻处于关断状态，因谐振存在，二极管D的反向最高电压为Vdos＝2×Vdc/n。二极管D无需承受不可控高压反冲，无需对电路增加RC吸收回路。

4、MOSFET管关断后，初级电感Lp储能传输给次级后，寄生电容Coss为初级电感Lp充磁触发寄生电容Coss和初级电感Lp串联振荡，次级谐振电容Cdo和次级电感Ls串联振荡并发生谐振，由于此刻二极管D处于关断周期，所以此寄生能量无法输出利用，但它阻尼了初级振荡幅度，使Vds由Vds＝Vdc+Vro迅速下降到Vds＝Vdc-Vro的最低状态，可有效减小下一周期MOSFET导通时的开关损耗，使其真正趋于所谓零流零压谐振导通状态；同时这部分寄生能量较小，这部分功率Psdlp为：

Psdlp＝Fz×Coss×(Vro)²/2＝Fz×Coss×n²×(Vot+Vf)²/2

本发明提供的谐振转换反激电路，在实际应用中采用AC220V供电电压，功率100W，输出33V、3A的反激式电源，MOSFET管选择型号为15N60，其设计耐压BVdss＝600V，寄生电容Coss＝300pF—405pF,主变压器初、次绕组比n＝4，主变压器初级电感Lp＝500uH，初级电感Lpk为初级电感Lp的3％-5％，开关频率50kHz，二极管D选择MBR20200，其寄生电容Cdj＝300pF，则设计谐振电容Cdo＝n²×Coss＝4800pF-6480pF，再减去寄生电容Cdj，实际选择封装1206，容值4.7nF-6.8nF，耐压大于200V高频陶瓷片容就可以。RCD路不接入。

采用上述电路后，可节约功耗如下：

1、利用MOSFET管关断时的初级漏感Lpk上寄生能量节约功耗：

Psdlpk＝Fz×Coss×(Vdc+Vro)²/2＝50×10³×400×10^-12×450²/2＝2W

2、不接入现有RCD电路节约功耗：

Prcd＝n²×(Vout+Vf)²/Rsn＝1W，其中：Rsn为16K欧

3、MOSFET管导通时的寄生功率：

Poplsk＝Fz×Coss×(Vdc)²/2＝1W

4、MOSFET管关断后次级电感Ls上寄生功率：

Psdlp＝Fz×Coss×(Vro)²/2＝Fz×Coss×n²×(Vot+Vf)²/2＝0.2W，

其中：Vro取140V。

上述3、4项为间接增效部分，这里不予计入，1、2项合计节约3W功耗。实测整机效率达93％以上。

而现有电路中，Rsn＝16K,Csn＝10nF、1000V，Dsn选择HEF307，同样交流AC220V供电时，实际测试MOSFET管Vds>600V，MOSFET管必须选择更高等级的20N70(其BVDSS≧700V)，系统效率仅约89％。

本发明将现有电路耗散的寄生能量转化为可用能量，大幅减小MOSFET管电应力，减小电磁辐射，提高电源效率，使系统可靠性大幅提高。

最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (2)

1.一种谐振转换反激电路，其特征在于：包括初级振荡回路和次级振荡回路；其中，所述初级振荡回路包括并联在电源两端的第一支路和第二支路，所述第一支路包括输入电容(Cin)，所述第二支路包括主变压器的初级绕组、MOSFET管和电阻(Rs)，所述主变压器的初级绕组的一端与所述电源的正极连接，所述主变压器的初级绕组的另一端与所述MOSFET管的漏极连接，所述MOSFET管的源级通过所述电阻(Rs)与所述电源的负极连接；所述次级振荡回路包括主变压器次级绕组、输出电容(Cout)、谐振电容(Cdo)和二极管(D)，主变压器次级绕组的一端与二极管(D)的正极连接，二极管(D)的负极通过输出电容(Cout)与主变压器次级绕组的另一端连接，谐振电容(Cdo)并联在二极管(D)的两端。

2.根据权利要求1所述的谐振转换反激电路，其特征在于：

所述谐振电容(Cdo)和所述MOSFET管的寄生电容(Coss)之间满足：

Cdo＝n²×Coss，其中，n为所述变压器初级绕组和次级绕组的比例。