CN102739064A

CN102739064A - 一种软开关全波整流推挽正激变换器

Info

Publication number: CN102739064A
Application number: CN2012102186720A
Authority: CN
Inventors: 唐虹; 毛金奎; 张西龙; 赵磊
Original assignee: Northwestern Polytechnical University
Current assignee: Northwestern Polytechnical University
Priority date: 2012-06-29
Filing date: 2012-06-29
Publication date: 2012-10-17
Anticipated expiration: 2032-06-29
Also published as: CN102739064B

Abstract

本发明涉及一种软开关全波整流推挽正激变换器，技术特征在于：包括原边两个开关管S₁、S₂，一个篏位电容C_c，副边两个整流二极管D₁、D₂，一个滤波电感L₁，一个滤波电容C₁，一个变压器（包含两个原边绕组，两个副边绕组）以及一个谐振单元（包含一个谐振电感L_r，一个谐振电容C_r，三个二极管D₃、D₄、D₅和一个开关管S₃）。本发明实现了原边开关管零电流关断，解决了推挽正激电路原边开关管硬开关的工作状态，同时副边整流二极管零电流关断，消除了整流二极管反向恢复尖峰。

Description

一种软开关全波整流推挽正激变换器

技术领域

本发明涉及DC-DC变换器领域，特别涉及DC-DC变换器的软开关领域，具体涉及一种软开关全波整流推挽正激变换器，是一种工作在全波整流方式下的软开电路拓扑。

背景技术

近年来，随着石化能源的耗竭，太阳能、燃料电池等作为无污染可再生的能源而备受人们的关注和研究，然而利用这些能源直接转换产生的电压幅值较小，要想有效地利用这些可再生能源，必须设计出合适的变换器。推挽正激变换器因其兼具正激电路和推挽电路的优点而成为了低压大电流的优选方案，在推挽正激电路的整流方式中，全波整流是整流电路中效率最高的一种整流方式，然而全波整流推挽正激电路是在硬开关的状态下工作，这样的工作模式不仅产生大量的热和电磁干扰噪声，浪费了大量的能源，而且严重降低了变换器的效率和功率密度；同时由于变压器副边漏感的存在和整流二极管反向恢复的特性造成了非常高的关断尖峰，在实际电路的设计中往往需要增加尖峰吸收支路，这样不仅影响了变流的稳定性和可靠性，而且必须选用耐压较高的整流二极管，增加了变换器的成本。

发明内容

要解决的技术问题

为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种软开关全波整流推挽正激变换器，解决推挽正激变换器原边开关管硬开关的工作状态和克服副边整流管的关断尖峰的问题。

技术方案

一种软开关全波整流推挽正激变换器，包括原边电路和副边电路，所述原边电路包括变压器原边第一绕组N_p1、第一开关管S₁、第二开关管S₂、变压器原边第二绕组N_p2和篏位电容C_c；其特征在于：所述副边电路包括由第一电容C₁构成的第一条支路，由变压器副边第一绕组N_s1、第一二极管D₁和第一电感L₁构成的第二条支路，由第二二极管D₂正端、变压器副边第二绕组N_s2和第一电感L₁构成的第三条支路，以及谐振单元；第一条支路的连接关系：第一电容C₁上端与电源正输出端连接，第一电容C₁下端与电源负输出端连接；第二条支路的连接关系：电源负输出端、变压器副边第一绕组N_s1、第一二极管D₁正端、第一电感L₁、电源正输出端，变压器副边第一绕组N_s1同名端接第一二极管D₁正端，变压器副边第一绕组N_s1异名端接电源负输出端；第三条支路连接的关系：电源负输出端、第二二极管D₂正端、变压器副边第二绕组N_s2、第一电感L₁、电源正输出端，变压器副边第二绕组N_s2同名端接第二二极管D₂负端，变压器副边第二绕组N_s2异名端接第一电感L₁左端；在变压器副边第一绕组N_s1的同名端与变压器副边第二绕组N_s2的同名端之间跨接谐振单元。

所述的谐振单元包括谐振电感Lr、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第三开关管S₃、第五二极管D₅和谐振电容C_r；上述各器件的连接关系：谐振电感Lr左端、第三二极管D₃正端、第四二极管D₄正端、第三开关管S₃、谐振电感Lr右端，谐振电感Lr右端接变压器副边第二绕组N_s2同名端，第四二极管D₄正端接谐振电容C_r的正端，变压器副边第一绕组N_s1同名端接谐振电容C_r负端和第五二极管D₅正端，第五二极管D₅负端接变压器副边第二绕组N_s2同名端。

所述的变压器原边第一绕组N_p1与变压器原边第二绕组N_p2的匝数相同。

所述的变压器副边第一绕组N_s1与变压器副边第二绕组N_s2的匝数相同。

所述第一电容C₁为无极性电容。

所述箝位电容C_c的计算公式：

C_{c} = \frac{P_{o} \times (1 - 2 \times D) \times T_{s}}{4 \times V_{in} \times Δ V_{c}}

其中：P_o为变换器的输出功率，D为变换器主开关管的占空比，T_s为变换器主开关管的工作周期，V_in为变换器的输入电压，ΔV_c＜10％×V_in。

所述谐振电容C_r的计算公式：

\frac{Δ T_{f} \times P_{o \max}}{V_{o} \times n \times V_{in}} < C_{r} < \frac{P_{o \max} \times (n \times V_{in \max} - V_{o})}{12 \times n^{2} \times V_{in \min}^{2} \times V_{o} \times f_{s}}

其中：V_in为变换器的输入电压，ΔT_f为辅助开关管S₃开通到主开管关断之间的时间跨度，P_omax为变换器最大的输出功率，V_o为变换器的输出电压，n为变压器的副边与原边匝数之比，V_inmax为变换器最大的输入电压，V_inmin为变换器最小的输入电压，f_s为变换器主开关管的工作频率。

所述谐振电感L_r的计算公式：

L_{r} = \frac{{(V_{o} - 2 \times n \times V_{in \max} \times f_{s} \times Δ T_{f})}^{2}}{{(2 \times π \times n \times V_{in \max} \times f_{s})}^{2} \times C_{r}}

其中：V_o为变换器的输出电压，n为变压器的副边与原边匝数之比，f_s为变换器主开关管的工作频率，ΔT_f为辅助开关管S₃开通到主开管关断之间的时间跨度，V_inmax为变换器最大的输入电压，V_inmin为变换器最小的输入电压，C_r为谐振电容。

有益效果

本发明提出的一种软开关全波整流推挽正激变换器，结合全波整流电路的特点提出了一种软开关电路拓扑。通过合理的设计，这种拓扑结构不仅可以使原边开关管零电流关断，减小原边篏位电容，降低了原边开关管关断损耗，避免了因散热问题而设计庞大的散热体系，而且可以使副边整流二极管零电流关断，消除了整流二极管的关断尖峰，并且在谐振电路中引入的输助开关管处于零电压零电流关断的工作状态，因此本发明在解决以上涉及的问题的同时，也极大地提高了推挽正激变换器的效率。

有益效果：本发明公开了一种针对全波整流推挽正激变换器的软开关电路拓扑，包括原边两个开关管S₁、S₂，一个篏位电容C_c，副边两个整流二极管D₁、D₂，一个滤波电感L₁，一个滤波电容C₁，一个变压器（包含两个原边绕组，两个副边绕组）以及一个谐振单元（包含一个谐振电感L_r，一个谐振电容C_r，三个二极管D₃、D₄、D₅和一个开关管S₃）。本发明实现了原边开关管零电流关断，解决了推挽正激电路原边开关管硬开关的工作状态，同时副边整流二极管零电流关断，消除了整流二极管反向恢复尖峰。

附图说明

图1为传统全波整流推挽正激电路；

图2为本发明提出的软开关推挽正激电路；

图3从上到下依次为具体实施方式中软开关推挽正激电路原边开关管S₁、S₂及副边开关管S₃的占空比，流过原边开关管S₁、S₂的电流波形和流过副边整流二极管的电流波形；

图4从上到下依次为具体实施方式中软开关推挽正激电路原边开关管S₁、S₂及副边开关管S₃的驱动波形V(OUT_A)、V(OUT_B)、V(OUT_C)和流过副边谐振单元二极管D₄的电流波形（即通过开关管S₃的电流波形）；

图5从上到下依次为具体实施方式中软开关推挽正激电路原边开关管S₁、S₂及副边开关管S₃驱动波形V(OUT_A)、V(OUT_B)、V(OUT_C)和开关管S₃漏源极的电压波形；

图6从上到下依次为具体实施方式中软开关推挽正激电路原边开关管S₁、S₂及副边开关管S₃驱动波形V(OUT_A)、V(OUT_B)、V(OUT_C)和副边谐振电容的电压波形。

具体实施方式

现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：

本发明实施例包括原边电路、整流电路和谐振单元：

a.所述的原边电路包括两条并联的支路，第一条支路连接的顺序是电源正极、变压器原边第一绕组N_p1、第一开关管S₁、电源负极，其中变压器原边第一绕组N_p1的同名端接电源正极、变压器原边第一绕组N_p1的异名端接第一开关管S₁；第二条支路连接的顺序是：电源正极、第二开关管S₂、变压器原边第二绕组N_p2、电源负极，其中变压器原边第二绕组N_p2的同名端接电源负极、变压器原边第二绕组N_p2的异名端接第二开关管S₂；变压器原边第一绕组N_p1与变压器原边第二绕组N_p2之间连接一个篏位电容C_c，原边第一绕组N_p1的异名端接篏位电容C_c正端，原边第二绕组N_p2的异名端接篏位电容C_c负端。

b.所述的副边由三条并联的支路和一个谐振单元组成，第一条支路由第一电容C₁构成，第一电容C₁上端与电源正输出端连接，第一电容C₁下端与电源负输出端连接；第二条支路连接的顺序：电源负输出端、变压器副边第一绕组N_s1、第一二极管D₁正端、第一电感L₁、电源正输出端，变压器副边第一绕组N_s1同名端接第一二极管D₁正端，变压器副边第一绕组N_s1异名端接电源负输出端；第三条支路连接的顺序：电源负输出端、第二二极管D₂正端、变压器副边第二绕组N_s2、第一电感L₁、电源正输出端，变压器副边第二绕组N_s2同名端接第二二极管D₂负端，变压器副边第二绕组N_s2异名端接第一电感L₁左端；

谐振单元的连接顺序：谐振电感Lr左端、第三二极管D₃正端、第四二极管D₄正端、第三开关管S₃、谐振电感Lr右端，谐振电感Lr右端接变压器副边第二绕组N_s2同名端，第四二极管D₄正端接谐振电容C_r的正端，变压器副边第一绕组N_s1同名端接谐振电容C_r负端和第五二极管D₅正端，第五二极管D₅负端接变压器副边第二绕组N_s2同名端。

所述变压器原边两个绕组的匝数相同，变压器副边两个绕组的匝数也相同，所述副边支路中第一电容C₁为无极性电容。

所述箝位电容C_c的设计公式：

C_{c} = \frac{P_{o} \times (1 - 2 \times D) \times T_{s}}{4 \times V_{in} \times Δ V_{c}}

所述谐振电容C_r的设计公式：

\frac{Δ T_{f} \times P_{o \max}}{V_{o} \times n \times V_{in}} < C_{r} < \frac{P_{o \max} \times (n \times V_{in \max} - V_{o})}{12 \times n^{2} \times V_{in \min}^{2} \times V_{o} \times f_{s}}

所述谐振电感L_r的设计公式：

L_{r} = \frac{{(V_{o} - 2 \times n \times V_{in \max} \times f_{s} \times Δ T_{f})}^{2}}{{(2 \times π \times n \times V_{in \max} \times f_{s})}^{2} \times C_{r}}

其中：P_o为变换器的输出功率，D为变换器主开关管的占空比，T_s为变换器主开关管的工作周期，V_in为变换器的输入电压，ΔV_c＜10％×V_in，ΔT_f为辅助开关管S₃开通到主开管关断之间的时间跨度，P_omax为变换器最大的输出功率，V_o为变换器的输出功率，n为变压器的副边与原边匝数之比，V_inmax为变换器最大的输入电压，V_inmin为变换器最小的输入电压，f_s为变换器主开关管的工作频率。

现根据本发明与传统全波整流推挽正激电路进行比较：

图1为传统全波整流推挽正激电路。

原边开关管S₁导通时，原边输入电源V₁和绕组N_p1构成一条回路，箝位电容C_c和绕组N_p2构成另外一条回路，两条回路同时向副边传递能量。副边整流二极管D₁导通，绕组N_s1向负载传递能量。

原边开关管S₁关断的过程中，出现电压和电流重叠现象，造成了大量的功率损耗和电磁干扰噪声，并且开关管S₁关断的比较大；开关管S₁关断后，在绕组N_s1漏感电流的作用下原边开关管S₂的体二极管导通，原边输入电源V₁和绕组N_p2构成一条回路，箝位电容C_c和绕组N_p1构成另外一条回路，此时整流二极管D₁关断过程中产生的di/dt和dv/dt比较大；当绕组N_s1漏感电流在原边输入电源V₁的作用下变为零时，原边开关管S₂的体二极管关断，原边输入电源V₁、绕组N_p1、箝位电容C_c、绕组N_p2构成回路，原边输入电源V₁和变压器部分漏感能量通过绕组N_p1和绕组N_p2向箝位电容C_c充电，同时依靠较大的箝位电容C_c箝位原边开关管S₁关断电压尖峰；此时副边原先导通的整流二极管D₁和原先关断的整流二极管D₂共同续流维持电感电流向负载供电；

原边开关管S₂开通后，整流二极管D₁电流逐渐减小，整流二极管D₂电流逐渐增大，实现换流，直至整流二极管D₂完全承担负载电流，整流二极管D₁正向电流减小为零，但此时整流二极管D₁承受反向电压，二极管反向恢复特性导致此时整流二极管D₁会有电流反向流过，部分漏感能量与二极管结电容谐振，造成较大损耗以及整流二极管尖峰，影响了变换器的效率和可靠性。

图2为所提出的软开关全波整流推挽正激电路。

原边开关管S₁导通时，原边输入电源V₁和绕组N_p1构成一条回路，箝位电容C_c和绕组N_p2构成另外一条回路，两条回路同时向副边传递能量。副边整流二极管D₁导通，绕组N_s1向负载传递能量。与图1所不同的是，此时副边绕组N_s2的漏感、谐振电感L_r及谐振电容C_r进行谐振，且谐振电流在开关管S₃导通之前谐振至零，完成零电流自然关断，并且谐振回路与绕组N_s1向负载传递能量的回路是相互独立的，因此这种谐振回路对主电路的占空比没有影响，同时也有效地减小了滤波电感L₁电流的纹波值。

副边开关管S₃导通时，副边绕组N_s2的漏感与谐振电容C_r进行谐振，谐振电流一部分通过整流二极管D₁流回谐振电容C_r负端，另一部分向负载传递能量。当流过整流二极管D₁的电流谐振至零时，流过原边开关管S₁的电流也减小为零，关断原边开关管S₁，实现了整流二极管D₁和原边开关管S₁零电流关断，此时整流二极管D₁承受的反向电压仅为输出直流电压，避免了图1电路硬开关工作状态下的二极管反向恢复尖峰，由于开关管S₁也为零电流关断，关断期间产生的电压尖峰和功率损耗几乎为零，因此大大提高了逆变器的效率，减小了电磁干扰噪声，同时也使选择耐压更低、通态损耗更小的MOSFET成为可能。开关管S₃导通后，由绕组N_s1、谐振电容C_r、副边二极管D₄、绕组N_s2组成的续流支路向滤波电感L₁续流继续向负载传递能量；当谐振电容C_r正端与负端的电压之差为零时，副边二极管D₅导通，滤波电感L₁的续流支路转由绕组N_s1、副边二极管D₅、绕组N_s2组成，此时开关管S₃的漏源极电压和流经开关管S₃的电流均为零，关断开关管S₃，实现了谐振开关管S₃的零电压零电流关断，进一步减小了逆变器的功率损耗。

原边开关管S₁关断后，原边输入电源V₁、绕组N_p1、箝位电容C_c、绕组N_p2组成回路，输入电源V₁通过绕组N_p1、N_p2给箝位电容C_c充电，箝位电容C_c电压值在输入电源V₁电压左右微小波动，与图1所不同的是，在原边开关管S₁关断和箝位电容C_c充电的时间段内，原边开关管S₂并未开通，降低了整流二极管D₁关断过程中产生的di/dt和dv/dt，有效地抑制了整流二极管D₁的反向恢复尖峰。副边通过续流支路持续向负载传递能量，直到原边开关管S₂导通，变换器在前半个工作周期的工作模态和后半个工作周期类似。

Claims

1.一种软开关全波整流推挽正激变换器，包括原边电路和副边电路，所述原边电路包括变压器原边第一绕组N_p1、第一开关管S₁、第二开关管S₂、变压器原边第二绕组N_p2和篏位电容C_c；其特征在于：所述副边电路包括由第一电容C₁构成的第一条支路，由变压器副边第一绕组N_s1、第一二极管D₁和第一电感L₁构成的第二条支路，由第二二极管D₂正端、变压器副边第二绕组N_s2和第一电感L₁构成的第三条支路，以及谐振单元；第一条支路的连接关系：第一电容C₁上端与电源正输出端连接，第一电容C₁下端与电源负输出端连接；第二条支路的连接关系：电源负输出端、变压器副边第一绕组N_s1、第一二极管D₁正端、第一电感L₁、电源正输出端，变压器副边第一绕组N_s1同名端接第一二极管D₁正端，变压器副边第一绕组N_s1异名端接电源负输出端；第三条支路连接的关系：电源负输出端、第二二极管D₂正端、变压器副边第二绕组N_s2、第一电感L₁、电源正输出端，变压器副边第二绕组N_s2同名端接第二二极管D₂负端，变压器副边第二绕组Ns₂异名端接第一电感L₁左端；在变压器副边第一绕组N_s1的同名端与变压器副边第二绕组N_s2的同名端之间跨接谐振单元。

2.根据权利要求1所述软开关全波整流推挽正激变换器，其特征在于：所述的谐振单元包括谐振电感Lr、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第三开关管S₃、第五二极管D₅和谐振电容C_r；上述各器件的连接关系：谐振电感Lr左端、第三二极管D₃正端、第四二极管D₄正端、第三开关管S₃、谐振电感Lr右端，谐振电感Lr右端接变压器副边第二绕组N_s2同名端，第四二极管D₄正端接谐振电容C_r的正端，变压器副边第一绕组N_s1同名端接谐振电容C_r负端和第五二极管D₅正端，第五二极管D₅负端接变压器副边第二绕组N_s2同名端。

3.根据权利要求1所述软开关全波整流推挽正激变换器，其特征在于：所述的变压器原边第一绕组N_p1与变压器原边第二绕组N_p2的匝数相同。

4.根据权利要求1所述软开关全波整流推挽正激变换器，其特征在于：所述的变压器副边第一绕组N_s1与变压器副边第二绕组N_s2的匝数相同。

5.根据权利要求1所述软开关全波整流推挽正激变换器，其特征在于：所述第一电容C₁为无极性电容。

6.根据权利要求1所述软开关全波整流推挽正激变换器，其特征在于：所述箝位电容C_c的计算公式：

C_{c} = \frac{P_{o} \times (1 - 2 \times D) \times T_{s}}{4 \times V_{in} \times Δ V_{c}}

7.根据权利要求1所述软开关全波整流推挽正激变换器，其特征在于：所述谐振电容C_r的计算公式：

\frac{Δ T_{f} \times P_{o \max}}{V_{o} \times n \times V_{in}} < C_{r} < \frac{P_{o \max} \times (n \times V_{in \max} - V_{o})}{12 \times n^{2} \times V_{in \min}^{2} \times V_{o} \times f_{s}}

8.根据权利要求1所述软开关全波整流推挽正激变换器，其特征在于：所述谐振电感L_r的计算公式：

L_{r} = \frac{{(V_{o} - 2 \times n \times V_{in \max} \times f_{s} \times Δ T_{f})}^{2}}{{(2 \times π \times n \times V_{in \max} \times f_{s})}^{2} \times C_{r}}