CN105871219A - 一种辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器 - Google Patents

Abstract

一种辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器，包括高频变压器Tr原边电路和副边电路。原边电路包括高频变压器原边第一绕组N _P1 ，原边第二绕组N _P2 ，带结电容和反并联二极管的第一功率管S ₁ 、第二功率管S ₂ 、第三功率管S ₃ ，直流电压源V _in 和箝位二极管D _c 。副边电路包括高频变压器副边绕组N _s ，全桥不控整流电路（D ₄ ~D ₇ ），滤波电感L _f ，滤波电容C _f 和负载R _o 。箝位二极管D _c 可以将辅助管两端电压进行箝位，有效抑制了辅助管在开关过程中因漏感能量释放导致高的电压尖峰，使得辅助管上的电压箝位于输入电压，有利于辅助管的器件选型，提高系统工作的可靠性及稳定性。

Description

一种辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器

技术领域

本发明涉及DC-DC变换器技术领域，具体涉及一种辅助管电压箝位的软开关推挽直流变换器，一种电力电子变换器。

背景技术

随着科学技术和社会经济的快速发展，能源消耗与环境保护的问题日益突出；能源需求增长与化石燃料资源日趋枯竭的矛盾与日俱增；化石燃料的大量使用对环境的污染和引起的雾霾、温室效应越来越严重等。大规模开发利用新能源和可再生能源(太阳能、风能、生物质能、燃料电池)发电是解决这些问题的有效途径。在新能源发电与储能系统中，由于光伏电池、燃料电池及系统储能装置的电压很低，需要通过DC/DC直流变换器将低电压升至较高的直流母线电压以满足后级逆变器的要求。推挽直流变换器由于结构简单，变压器利用率高，隔离效果好等优点而广泛应用于此类低电压输入电能变换的场合。然而，传统的

推挽直流变换器功率管工作在硬开关状态、损耗大、效率低，不利于电能的高效率传输。另外，由于变压器漏感、线路杂散电感、变压器寄生电容及功率管结电容的作用，在功率管开关过程中会导致很高的电压电流应力，不利于功率管的选型及系统的稳定性。针对此问题，中国电机工程学报2012年第32卷第33期第23至30页提出了一种新型的三管推挽直流变换器，该变换器通过在输入电压源及变压器中间绕组间串接一个辅助管以实现变压器原边所有功率管的零电压开通，提高了变换器的效率。然而，辅助管在轻载下难于实现软开关，为此，中国电机工程学报2013年第33卷第24期第42至51页提出了一种并联LC网络的软开关三管推挽式直流变换器，解决了辅助管轻载下软开关难实现的问题，进一步提高了轻载下变换器的效率。但是，以上两类变换器虽然均实现了软开关，但是功率管的电压应力仍然较高，尤其是辅助管在关断时刻，变压器漏感上的能量将转移至辅助管结电容C_ds两端，会产生一个很高的电压尖峰，影响系统性能。

发明内容

本发明的目的旨在针对背景所述技术的不足，提出了一种辅助管电压箝位的软开关推挽直流变换器，有效的抑制了辅助管上的电压尖峰，有利于辅助管选型及系统的稳定性及可靠性。

本发明为了实现上述目的，采用如下技术方案。

本发明的一种辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器，包括高频变压器Tr原边电路和副边电路。

原边电路包括高频变压器原边第一绕组N_P1，原边第二绕组N_P2，带结电容和反并联二极管的第一功率管S₁、第二功率管S₂和第三功率管S₃，直流电压源V_in和箝位二极管D_c。原边电路连接关系为：第三功率管S₃的漏极接直流电压源V_in的正极，第三功率管S₃的源极与原边第一绕组N_P1的异名端和第二绕组N_P2的同名端及箝位二极管D_c的阴极相连接；原边第一绕组N_P1的同名端和第二绕组N_P2的异名端分别接第一功率管S₁和第二功率管S₂的漏极；第一功率管S₁与第二功率管S₂的源极和箝位二极管D_c的阳极共同与直流电压源V_in的负极相连。

副边电路包括高频变压器Tr副边绕组N_s，由二极管D₄、二极管D₅、二极管D₆和二极管D₇组成的全桥不控整流电路，滤波电感L_f，滤波电容C_f和负载R_o。副边电路连接关系为：副边绕组N_s的同名端接二极管D₄的阳极和二极管D₆的阴极，副边绕组N_s的异名端接二极管D₅的阳极和二极管D₇的阴极，二极管D₄和二极管D₅的阴极共同与滤波电感L_f左端相连，滤波电感L_f的右端与滤波电容C_f的正极与负载电阻R_o的上端相连，二极管D₆和二极管D₇的阳极共同接滤波电容C_f的负极与负载电阻R_o的下端。

本发明辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器的PWM信号采用背景技术中三管推挽直流变换器的开关时序，即为：①功率管S₁与S₃共同导通T_d/2时间后关断功率管S₃；②经过一定的死区时间后开通功率管S₂，功率管S₁与功率管S₂共同导通T(1-d)/2后，关断功率管S₁；③经过一定的死区时间后开通功率管S₃，功率管S₃与功率管S₂共同导通T_d/2时间后，关断功率管S₃；④经过一定的死区时间后开通功率管S₁，功率管S₂与功率管S₁共同导通T(1-d)/2后，关断功率管S₂；⑤经过一定的死区时间后开通功率管S₃，功率管S₁与S₃同时导通，回到第①个过程；如此循坏工作。

本发明所述的第一功率管S₁、第二功率管S₂和第三功率管S₃均采用功率场效应管MOSFET。

本发明所述高频变压器的漏感，第一功率管S₁、第二功率管S₂和第三功率管S₃的结电容参与软开关过程，提高了高频变压器与功率管的利用率。

本发明与原有技术相比主要的技术特点是：在已有的三管推挽直流变换器高频变压器原边电路增加了一个箝位二极管D_c，在保证原有变换器优点基础上，箝位二极管可以将辅助管两端电压进行箝位，有效抑制了辅助管在开关过程中因漏感能量释放导致高的电压尖峰，使得辅助管上的电压箝位于输入电压，有利于辅助管的器件选型，提高系统工作的可靠性及稳定性。

本发明的辅助管电压箝位型软开关型推挽直流变换器结构相对简单，实现了推挽变换器功率管的软开关工作及辅助管两端电压箝位的功能，提高了变换器的电能传输效率与系统可靠性，有利于变换器的高频化工作和装置体积的减小。

附图说明

图1为背景技术中的三管推挽直流变换器电路图；

图2为本发明的辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器电路图；

图3为本发明的辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器的PWM开关时序图；

图4为本发明的辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器实施电路主要波形示意图；

图5～图10为本发明的电压箝位软开关型推挽直流变换器实施例的各个开关模态示意图。

以上附图中的主要符号名称：V_in：直流电源电压；S₁～S₃：功率开关管；C₁～C₃：功率管S₁～S₃的结电容；D₁～D₃：功率管S₁～S₃的体二极管；D_c：箝位二极管；Tr：高频变压器；D₄～D₆：整流二极管；L_f：滤波电感；C_f：滤波电容；R_o：负载电阻；v_gs1～v_gs3：功率管S₁～S₃的驱动信号；L_leak-1、L_leak-2：高频变压器原边绕组N_P1、N_P2的漏感；v_ds1～v_ds3：功率管S₁～S₃两端承受的电压；i₁～i₃：流过功率管S₁～S₃的电流；i_Dc：流过箝位二极管的电流；I_p:原边流过最大电流；v_s：高频变压器副边绕组电压；i_s：流过高频变压器副边绕组电流；i_L：流过滤波电感电流；V_o：输出电压。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明的技术方案进行详细描述。

图1为技术背景中所述的三管推换直流变换器电路图。

图2、图3为本发明提出的辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器电路图与其所对应的开关时序图。

如图2所示，本发明实施例一种辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器由1个直流电压源、3个功率管、1个箝位二极管、1个高频变压器、1个不可控全桥整流电路、1个LC输出滤波电路和负载组成。其中，S₁～S₃是三只功率管，C₁是S₁的结电容，C₂是S₂的结电容，C₃是S₃的结电容；D₁为功率管S₁的体二极管，D₂为功率管S₂的体二极管，D₃为功率管S₃的体二极管；D_c是箝位二极管；Tr为高频变压器；L_leak-1、L_leak-2为Tr原边绕组的漏感；二极管D₄、二极管D₅、二极管D₆和二极管D₇组成不可控全桥整流电路；L_f是滤波电感，C_f是滤波电容，R_o为输出负载。

本箝位型软开关推挽直流变换器采用图3所示的开关时序：

1)功率管S₁与功率管S₃共同导通T_d/2时间后关断功率管S₃；

2)经过一定的死区时间后开通功率管S₂，功率管S₁与功率管S₂共同导通T(1-d)/2后，关断功率管S₁；

3)经过一定的死区时间后开通功率管S₃，功率管S₃与功率管S₂共同导通T_d/2时间后关断功率管S₃；

4)经过一定的死区时间后开通功率管S₁，功率管S₂与功率管S₁共同导通T(1-d)/2后，关断功率管S₂；

5)经过一定的死区时间后开通功率管S₃，功率管S₁与功率管S₃同时导通，回到第1)个过程；如此循坏下去。

下面以本发明的图2电压箝位软开关型推挽直流变换器为基础，结合图4采用的开关时序，用图5～图11来阐述本发明直流变换器的具体工作原理。

由图4可知，在一个开关周期内，所发明的变换器工作过程可分为12个模态，分别是[t₀～t₁]、[t₁～t₂]、[t₂～t₃]、[t₃～t₄]、[t₄～t₅]、[t₅～t₆]、[t₆～t₇]、[t₇～t₈]、[t₈～t₉]、[t₉～t₁₀]、[t₁₀～t₁₁]、[t₁₁～t₁₂]，其中[t₀～t₆]为前半周期工作状态，[t₇～t₁₂]为后半周期工作状态。下面对各个模态的工作原理具体分析。

为了分析方便，先做以下常规假设：①功率管S₁～S₃和二极管D₄～D₇及箝位二极管D_c均为理想器件，通态压降为零；②三个功率管结电容C₁，C₂和C₃的值相等，都等于C；③高频变压器Tr的励磁电感足够大，励磁电流忽略不计，副边、原边绕组的匝比为n＝N_S/N_P1＝N_S/N_P2，漏感L_leak-1＝L_leak-2＝L_leak；④滤波电感L_f足够大，流过其电流在开关瞬态时等效为一个恒流源；⑤输出电压稳定，V_o保持不变。

1、模态1[t₀～t₁]，如图5所示。

功率管S₁与功率管S₃共同导通，副边二极管D₅，二极管D₆导通续流。高频变压器原边电流流经功率管S₃、原边绕组Np₁、漏感L_leak-1、功率管S₁；高频变压器副边电流流经副边绕组Np₂、二极管D₅、二极管D₆，最后经LC滤波电路后输出。设t₁时刻原边电流i₃线性上升至I_P，此阶段电能由输入侧向输出侧传输。

2、模态2[t₁～t₂]，如图6所示。

t₁时刻，关断功率管S₃，由于结电容C₃的作用，功率管S₃为零电压关断，高频变压器副边侧滤波电感L_f折射到原边并与结电容C₂、结电容C₃、原边漏感一起谐振，由于滤波电感L_f上的能量足够大，功率管S₃的电压从零迅速上升到V_in时，功率管S₂上的电压则从2V_in迅速下降到零，箝位二极管D_c导通并将功率管S₃两端电压箝位在V_in。为了维持高频变压器的磁能不变，i₁、i₃下降，i₂反向增加。随后，反并联二极管D₂与箝位二极管D_c共同导通续流。二极管D₂的导通为功率管S₂的零电压开通创造了条件。t₂时刻，原边电流i₃下降到零，高频变压器原边电压也下降到零。此模态高频变压器副边的电流路径与模态1一致。

此阶段滤波电感L_f折射到高频变压器原边与漏感共同的能量使功率管S₃两端的电压从零充电到V_in，功率管S₂两端的电压从2V_in放电至零。因此，功率管S₂实现零电压开通需要满足的能量条件为：

$(L_{leak}+n^2{L}_f)I_P^2\≥5{\mathrm{CU}}_{in}^2---\left(1\right)$

此阶段需要的时间为：

$t_{d1}\≥\sqrt{2/5\mathrm{\ω}}\[\mathrm{\π}-\arccos (1/4)\]---\left(2\right)$

3、模态3[t₂～t₃]，如图7所示。

t₂时刻，开通功率管S₂，若变换器工作状态满足式(3)(4)，S₂的反并联二极管D₂已导通，则功率管S₂即为零电压开通。随后高频变压器原边处于环流阶段，箝位二极管D_c与功率管S₂的反并联二极管D₂共同导通环流。若箝位二极管D_c上的电流为i_Dc，则在这段时间里，电流i₁，i₂与i_DC满足：

i₁(t)+i₂(t)+i_Dc(t)＝ni_L(t) (3)

4、模态4[t₃～t₄]，如图8所示。

t₃时刻，关断功率管S₁，由于结电容C₁的作用，S₁为零电压关断，高频变压器原边漏感与结电容C₁，结电容C₃发生谐振，功率管S₁的端电压逐渐上升，功率管S₃的端电压逐渐下降，如果漏感能量足够，此阶段S₁两端电压上升到V_in时S₃的电压则下降到零。功率管S₃电压的下降主要取决于回路中漏感的能量，因此功率管S₃实现零电压开通需满足的能量条件为：

$L_{Leak}{i}_1^2\left(t_3\right)>2{\mathrm{CU}}_{in}^2---\left(4\right)$

功率管S₃实现零电压开通需要满足的死区时间近似为：

$t_{d2}\≥\frac{\mathrm{\π}\sqrt{L_{leak}C}}{2}---\left(5\right)$

在此模态中，原边电流i₁的减小使得副边电流i_s也跟着减小，为了维持滤波电感电流不变，副边二极管D₄～D₇开始换流，其中流过D₅与D₆的电流减小，流过D₄与D₇的电流增加，滤波电感电流i_L由四个二极管导通共同提供。

5、模态5[t₄～t₅]，如图9所示。

t₄时刻，开通功率管S₃，若漏感能量满足式(4)～(5)，功率管S₃的反并联二极管D₃已导通，即功率管S₃可实现零电压开通，此后功率管S₂和功率管S₃共同导通，V_in作用在漏感L_leak-2上，高频变压器原、副边电流迅速上升且换向，高频变压器副边迅速换流，流过二极管D₅与二极管D₆的电流迅速减小，流过二极管D₄与二极管D₇的电流迅速增加。到t₅时刻，流过二极管D₅与二极管D₆的电流达到最大反向峰值电流，同样该峰值也感应到原边侧增大了i₂与i₃的开通电流尖峰。此阶段，高频变压器电压仍然为零，功率管S₁的电压上升至V_in。

6、模态6[t₅～t₆]，如图10所示。

在t₅时刻，二极管D₅与二极管D₆从反向峰值电流处开始恢复并迅速承受反压。高频变压器副边电压瞬间反向，原边电压也跟着从零反向迅速升高到输入电压V_in。电压v_ds1也随之从Vin上升到2Vin。二极管D₅与二极管D₆的反向恢复带动原边电流i₂与i₃下降。到t6时刻，二极管D₅与二极管D₆反向恢复到零，二极管换流结束，随后副边电流只流过二极管D₄与二极管D₇。

t₆时刻之后，变换器开始后半周期的工作，其工作状况与前半周期类似，因此不再赘述。

综上所述可以得知，本发明的辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器具有以下几方面优点：

1)变换器拓扑与开关时序简单，容易实现。

2)高频变压器原边所有功率开关管可以实现零电压开关，减小了开关损耗，提高了变换效率。

3)箝位二极管可将辅助功率管两端电压箝位在输入电压值V_in上，有效的抑制了关断过程的电压尖峰，减小了电压应力，有利于其功率管的选型及时变换器工作的稳定性和可靠性。

Claims (4)

1.一种辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器，其特征在于，所述变换器包括高频变压器Tr原边电路和副边电路；

所述原边电路包括高频变压器原边第一绕组N _P1 ，原边第二绕组N _P2 ，带结电容和反并联二极管的第一功率管S ₁ 、第二功率管S ₂ 和第三功率管S ₃ ，直流电压源V _in 和箝位二极管D _c ；第三功率管S ₃ 的漏极接直流电压源V _in 的正极，第三功率管S ₃ 的源极与原边第一绕组N _P1 的异名端和第二绕组N _P2 的同名端及箝位二极管D _c 的阴极相连接；原边第一绕组N _P1 的同名端和第二绕组N _P2 的异名端分别接第一功率管S ₁ 和第二功率管S ₂ 的漏极；第一功率管S ₁ 与第二功率管S ₂ 的源极和箝位二极管D _c 的阳极共同与直流电压源V _in 的负极相连；

所述副边电路包括高频变压器Tr副边绕组N _s ，由二极管D ₄ 、二极管D ₅ 、二极管D ₆ 和二极管D ₇ 组成的全桥不控整流电路，滤波电感L _f ，滤波电容C _f 和负载R _o ；副边绕组N _s 的同名端接二极管D ₄ 的阳极和二极管D ₆ 的阴极，副边绕组N _s 的异名端接二极管D ₅ 的阳极和二极管D ₇ 的阴极，二极管D ₄ 和二极管D ₅ 的阴极共同与滤波电感L _f 左端相连，滤波电感L _f 的右端与滤波电容C _f 的正极与负载电阻R _o 的上端相连，二极管D ₆ 和二极管D ₇ 的阳极共同接滤波电容C _f 的负极与负载电阻R _o 的下端。

2.根据权利要求1所述一种辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器，其特征在于，所述箝位二极管D _c 可以将辅助管S ₃ 两端电压进行箝位，有效抑制了辅助管S ₃ 在开关过程中因漏感能量释放导致高的电压尖峰，使得辅助管S ₃ 上的电压箝位于输入电压，有利于辅助管的器件选型，提高系统工作的可靠性及稳定性。

3.根据权利要求1所述的一种辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器，其特征在于，所述高频变压器的漏感，第一功率管S ₁ 、第二功率管S ₂ 和第三功率管S ₃ 的结电容参与软开关过程，提高高频变压器与功率管的利用率。

4.根据权利要求1所述的一种辅助管电压箝位型软开关推挽直流变换器，其特征在于，所述第一功率管S ₁ 、第二功率管S ₂ 和第三功率管S ₃ 是功率场效应管MOSFET。