CN114123745B - 一种针对漏感的高效反激电路及其控制方法 - Google Patents

一种针对漏感的高效反激电路及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供的一种针对漏感的高效反激电路及其控制方法，所述电路包括：变压器、主功率模块、电容谐振模块和负载模块；所述变压器的初级线圈和所述主功率模块串联在交流电源的正极与负极之间，所述交流电源的负极接地，所述电容谐振模块并联在所述主功率模块两端；所述变压器的次级线圈与所述反馈模块串联连接；所述电容谐振模块包括谐振电容，所述谐振电容用于吸收所述初级线圈的漏感能量，并将漏感能量反馈至所述次级线圈；通过电容谐振回路，根据谐振周期控制时序，从而使初级线圈地漏感能量传输至次级线圈，提高效率，降低开关管的耐压尖峰和EMI干扰，保证谐振质量。

Description

一种针对漏感的高效反激电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体地说，涉及一种针对漏感的高效反激电路及其控制方法。
背景技术
现有技术中，反激变压器的存在漏感问题，不仅使降低整机能量利用率，而且造成的电压尖峰和开关管的电磁干扰会对射频模块造成干扰。
阻容吸收电路能够吸收变压器的漏感能量，但是无法回收利用，降低了反激电路的整体效率。因此可以设计一种电路及控制系统，控制漏感能量流向次级得到利用。
发明内容
为了解决上述问题，本发明实施例提出一种针对漏感的高效反激电路及其控制方法，针对反激变压器的漏感问题提出的谐振电容，谐振电容通过谐振吸收漏感能量，并将漏感能量输出至次级线圈中，减少对射频模块的干扰，提高能量利用率。
本发明实施例提供一种针对漏感的高效反激电路，所述电路包括：变压器、主功率模块、电容谐振模块和负载模块；
所述变压器的初级线圈和所述主功率模块串联在交流电源的正极与负极之间，所述交流电源的负极接地，所述电容谐振模块并联在所述主功率模块两端；所述变压器的次级线圈与所述反馈模块串联连接；
所述电容谐振模块包括谐振电容，所述谐振电容用于吸收所述初级线圈的漏感能量，并将漏感能量反馈至所述次级线圈。
作为一种优选方式，所述电路还包括电流检测模块、过零检测模块和数字信号处理器；
所述电流检测模块用于采集通过所述电容谐振模块的电流信号，并将采集的电流信号传输给所述过零检测模块和所述数字信号处理器；
所述过零检测模块用于将所述电流检测模块传输的电流信号转化为方波信号，并将所述方波信号传输给所述数字信号处理器；
所述数字信号处理器用于读取所述方波信号的频率信息和电流信号的电流信息，并生成并输出第一方波信号给所述电容谐振模块，生成并输出第二方波信号给所述主功率模块。
优选地，所述电容谐振模块还包括第一电容、第一开关管和第一二极管；
所述谐振电容与所述第一电容串联在所述电容谐振模块的第一端与第二端之间；
所述第一开关管的输入端、所述第一二极管的输入端均与所述第一电容的第一端连接；
所述第一开关管的输出端、所述第一二极管的输出端均与所述第一电容的第二端连接；
所述第一开关管的控制端与所述数字信号处理器连接。
优选地，所述主功率模块包括第二开关管、第二二极管和第二电容；
所述第二开关管的输入端、所述第二二极管的输出端、所述第二电容的第一端均与所述主功率模块的第一端连接；
所述第二开关管的输出端、所述第二二极管的输入端、所述第二电容的第一二端均与所述主功率模块的第二端连接；
所述第二开关管的控制端与所述数字信号处理器连接。
作为上述方法的改进，所述负载模块包括第三二极管、第三电容和电阻；
所述第三二极管的输入端与所述变压器的次级线圈的第一端连接，所述第三二极管的输出端分别与所述第三电容的第一端、所述电阻的第一端连接；
所述第三电容的第二端、所述电阻的第二端与所述变压器的次级线圈的第二端均接地。
作为一种优选方式，所述第一开关管为PMOS管；
所述PMOS管的源极与所述第一开关管的输入端连接，所述PMOS管的漏极与所述第一开关管的输出端连接，所述PMOS管的栅极与所述第一开关管的控制端连接。
作为一种优选方式，所述第二开关管为NMOS管；
所述NMOS管的漏极与所述第二开关管的输入端连接，所述NMOS管的漏源与所述第二开关管的输出端连接，所述NMOS管的栅极与所述第二开关管的控制端连接。
本发明另一实施例提供一种针对漏感的高效反激电路的控制方法，所述方法适用于如上述实施例中任一项所述的针对漏感的高效反激电路，所述方法包括：
生成并输出控制信号给所述主功率模块的第二开关管，使所述第二开关管导通预设时间后截止，生成并输出控制信号给所述电容谐振模块的第一开关管，使所述第一开关管导通预设时间后截止，并检测流经所述电容谐振模块的谐振电容的电流信号的周期时间；
根据所述周期时间设置所述第二开关管的截止时刻与所述第一开关管的截止时刻之间的关断时间；
根据预设的第一占空比和预设的第一周期生成并输出第一控制信号给所述第二开关管，根据所述关断时间、预设的第二占空比和预设的第二周期生成并输出第二控制信号给所述第一开关管。
优选地，所述方法还包括：
经过预设周期次数，检测流经所述谐振电容的电流数据，所述电流数据包含所述谐振电容的一次谐振周期内的所有电流值，并对所述电流数据进行判断；
当所述电流数据满足预设条件时，判定所述电路的反激工作正常。
作为上述方案的改进，所述当所述电流数据满足预设条件时，判定所述电路的反激工作正常，具体包括：
获取在所述谐振周期内所述第一开关管截止时刻的第一电流值；
获取在所述谐振周期内流经所述谐振电容的电流的极大值；
当所述第一电流值与所述极大值的差值的绝对值不大于预设的电流阈值时，判定所述电路的反激工作正常。
作为一种优选方式，所述方法还包括：
当所述第一电流值与所述极大值的差值的绝对值大于所述电流阈值时，判定所述电路的反激工作异常；
根据所述周期时间重新设置所述第二开关管的截止时刻与所述第一开关管的截止时刻之间的关断时间；根据重新设置的关断时间、所述第一周期、所述第一占空比、所述第二周期和所述第二占空比重新生成并发送第一控制信号和第二控制信号；经过所述周期次数，重新获取电流数据，并对重新获取的电流数据进行判断，直至重新获取的电流数据满足预设条件，判定所述电路的反激工作正常。
优选地，所述关断时间的设置过程具体包括：
根据所述周期时间确定所述关断时间的取值范围，其中，所述取值范围为：Tr<tr1<1.5Tr，tr1为所述关断时间，Tr为所述周期时间；
在所述取值范围内选取任一值作为所述关断时间。
本发明提供的一种针对漏感的高效反激电路及其控制方法，所述电路包括：变压器、主功率模块、电容谐振模块和负载模块；所述变压器的初级线圈和所述主功率模块串联在交流电源的正极与负极之间，所述交流电源的负极接地，所述电容谐振模块并联在所述主功率模块两端；所述变压器的次级线圈与所述反馈模块串联连接；所述电容谐振模块包括谐振电容，所述谐振电容用于吸收所述初级线圈的漏感能量，并将漏感能量反馈至所述次级线圈；通过电容谐振回路，根据谐振周期控制时序，从而使初级线圈地漏感能量传输至次级线圈，提高效率，降低开关管的耐压尖峰和EMI干扰，保证谐振质量。
附图说明
图1是本发明实施例提供的一种针对漏感的高效反激电路的结构示意图；
图2是本发明另一实施例提供的一种针对漏感的高效反激电路的电路原理图；
图3是本发明实施例提供的一种针对漏感的高效反激电路的控制方法的流程示意图；
图4是本发明实施例提供的针对漏感的高效反激电路的不同状态的电流流向的示意图：
图5是本发明实施例提供的第二控制信号的电压波形图及谐振电流的波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
参见图1，是本发明实施例提供的一种针对漏感的高效反激电路的结构示意图，所述电路包括：变压器、主功率模块、电容谐振模块和负载模块；
所述变压器的初级线圈和所述主功率模块串联在交流电源的正极与负极之间，所述交流电源的负极接地，所述电容谐振模块并联在所述主功率模块两端；所述变压器的次级线圈与所述反馈模块串联连接；
所述电容谐振模块包括谐振电容，所述谐振电容用于吸收所述初级线圈的漏感能量，并将漏感能量反馈至所述次级线圈。
在本实施例具体实施时，所述变压器的初级线圈的第一端用于连接交流电源的正极，所述变压器的初级线圈的第二端分别与所述电容谐振模块的第一端和所述主功率模块的第一端连接，所述电容谐振模块的第二端和所述主功率模块的第二端连接以及所述交流电源的负极均接地；
所述变压器的次级线圈与所述负载模块串联，即所述变压器的次级线圈的第一端与负载模块的输入端连接，所述变压器的次级线圈的第二端与负载模块的输出端连接；
所述电容谐振模块包括谐振电容，谐振电容通过谐振吸收变压器器初级线圈的漏感能量，并将漏感能量反馈至所述次级线圈中。
通过电容谐振模块的谐振电容，能够通过谐振吸收漏感能量，并反馈至次级线圈的负载模块，减少漏感能量造成的电压尖峰和开关管的EMI问题对板载的射频模块造成干扰，并且提高变压器的能量利用率。
在本发明提供的又一实施例中，所述电路还包括电流检测模块、过零检测模块和数字信号处理器；
所述电流检测模块用于采集通过所述电容谐振模块的电流信号，并将采集的电流信号传输给所述过零检测模块和所述数字信号处理器；
所述过零检测模块用于将所述电流检测模块传输的电流信号转化为方波信号，并将所述方波信号传输给所述数字信号处理器；
所述数字信号处理器用于读取所述方波信号的频率信息和电流信号的电流信息，并生成并输出第一方波信号给所述电容谐振模块，生成并输出第二方波信号给所述主功率模块。
在本实施例具体实施时，参见图2，是本发明另一实施例提供的一种针对漏感的高效反激电路的电路原理图，所述电路还包括电流检测模块、过零检测模块和数字信号处理器；
电流检测模块与电容谐振模块连接，在具体实施时，电流检测模块可串联在初级线圈的第二端和电容谐振模块的第一端间，电流检测模块还与过零检测模块和数字信号处理器的ADC单元连接，过零检测模块与数字信号处理器的CAP单元连接。
电流检测模块用于采集通过所述电容谐振模块的电流信号，并将采集的电流信号传输给所述过零检测模块和所述数字信号处理器。
所述电流检测模块采集的为模拟的电流信号，过零检测模块用于将电流检测模块传输的电流信号转化为数字的方波信号，并将所述方波信号传输给所述数字信号处理器。
所述数字信号处理器的CAP模块接收过零检测模块传输的方波信号，通过对方波信号进行脉冲检测，读取方波信号的频率信息；数字信号处理器的ADC模块，通过对电流检测模块传输的电流信号进行模数转换，获取电流信息；数字信号处理器根据对频率信息和电流信息的分析，通过PWM单元生成并输出第一方波信号给所述电容谐振模块，用于控制电容谐振模块的导通或介质，通过PWM单元生成并输出第二方波信号给所述主功率模块，用于控制主功率模块的导通或截止。
通过电流检测模块、过零检测模块和数字信号处理器获取反激电路的谐振特性和电流特征，并根据数字信号处理器生成的方波信号控制电容谐振模块和主功率模块的导通或截止，使控制时序更准确，保证谐振质量。
在本发明提供的又一实施例中，所述电容谐振模块还包括第一电容、第一开关管和第一二极管；
所述谐振电容与所述第一电容串联在所述电容谐振模块的第一端与第二端之间；
所述第一开关管的输入端、所述第一二极管的输入端均与所述第一电容的第一端连接；
所述第一开关管的输出端、所述第一二极管的输出端均与所述第一电容的第二端连接；
所述第一开关管的控制端与所述数字信号处理器的PWM单元连接。
在本实施例具体实施时，所述电容谐振模块还包括第一电容C1、第一开关管Q1和第一二极管D1；
谐振电容Cr与第一电容C1串联在电容谐振模块的第一端与第二端之间；
第一开关管Q1的输入端、第一二极管D1的输入端均与第一电容C1的第一端连接；
第一开关管Q1的输出端、第一二极管D1的输出端均与第一电容C1的第二端连接；
第一开关管Q1的控制端与所述数字信号处理器连接，所述数字信号处理器输出的第一方波信号用于控制第一开关管。
通过数字信号处理器输出的第一方波信号，控制第一开关管的导通或截止，控制流经谐振电容的电流的流向，进而控制谐振电容的谐振过程吸收漏感能量，并且通过对第一开关管的导通或截止的控制，能够决定流过电容谐振模块的电流的流向，使得谐振电容吸收的漏感能量能够通过初级线圈反馈给次级线圈的负载模块中，提高能量利用效率。
在本发明提供的又一实施例中，所述主功率模块包括第二开关管、第二二极管和第二电容；
所述第二开关管的输入端、所述第二二极管的输出端、所述第二电容的第一端均与所述主功率模块的第一端连接；
所述第二开关管的输出端、所述第二二极管的输入端、所述第二电容的第一二端均与所述主功率模块的第二端连接；
所述第二开关管的控制端与所述数字信号处理器连接。
在本实施例具体实施时，参见图2，主功率模块包括第二开关管Q2、第二二极管D2和第二电容C2；
第二开关管Q2的输入端、第二二极管D2的输出端、第二电容C2的第一端均与主功率模块的第一端连接；
第二开关管Q2的输出端、第二二极管D2的输入端、第二电容C2的第一二端均与主功率模块的第二端连接；
第二开关管Q2的控制端与数字信号处理器的EPWM单元连接。
需要说明的是，在图2中，第一开关管为PMOS管，第二开关管为NMOS管，在其他实施例中第一开关管和第二开关管可为其他具有开关功能的半导体器件；
通过数字信号处理器输出方波信号控制主功率模块的第二开关管，控制主功率模块的第二电容吸收变压器的能量，并反激到变压器的次级线圈中；
在本发明又一实施例中，所述负载模块包括第三二极管、第三电容和电阻；
所述第三二极管的输入端与所述变压器的次级线圈的第一端连接，所述第三二极管的输出端分别与所述第三电容的第一端、所述电阻的第一端连接；
所述第三电容的第二端、所述电阻的第二端与所述变压器的次级线圈的第二端均接地。
在本实施例具体实施时，负载模块的第三二极管D3和电阻R串联在次级线圈的两端；即第三二极管D3的输入端与次级线圈的第一端连接，第三二极管D3的输出端与电阻R的第一端连接，电阻R的第二端与次级线圈的第二端连接；
次级线圈的第二端接地，且第三电容C3并联在电阻R的两端；
通过第三二极管限制次级线圈的电流流向，能够减少由于漏感产生的反向漏感电流对负载造成损伤。
在本发明提供的又一实施例中，所述第一开关管为PMOS管；
所述PMOS管的源极与所述第一开关管的输入端连接，所述PMOS管的漏极与所述第一开关管的输出端连接，所述PMOS管的栅极与所述第一开关管的控制端连接。
在本实施例具体实施时，第一开关管Q1为PMOS管，PMOS管的S极与第一开关管Q1的输入端连接，PMOS管的D极与第一开关管Q1的输出端连接，PMOS管的G极与第一开关管Q1的控制端连接。
第一开关管为PMOS，GS负压导通，能实现稳定关断，避免异常开通损坏电路。
在本发明提供的又一实施例中，所述第二开关管为NMOS管；
所述NMOS管的漏极与所述第二开关管的输入端连接，所述NMOS管的漏源与所述第二开关管的输出端连接，所述NMOS管的栅极与所述第二开关管的控制端连接。
在本实施例具体实施时，第二开关管Q2为NMOS管，NMOS管的D极与第二开关管Q2的输入端连接，NMOS管的S极与第二开关管Q2的输出端连接，NMOS管的G极与第二开关管Q2的控制端连接。
第二开关管为NMOS，GS正压导通，能实现稳定关断，避免异常开通损坏电路。
在本发明实施例还提供一种针对漏感的高效反激电路的控制方法，适用于上述任一实施例所述的针对漏感的高效反激电路，参见图3，是本发明实施例提供的一种针对漏感的高效反激电路的控制方法的流程示意图，所述方法包括步骤S1～S3：
S1，生成并输出控制信号给所述主功率模块的第二开关管，使所述第二开关管导通预设时间后截止，生成并输出控制信号给所述电容谐振模块的第一开关管，使所述第一开关管导通预设时间后截止，并检测流经所述电容谐振模块的谐振电容的电流信号的周期时间；
S2，根据所述周期时间设置所述第二开关管的截止时刻与所述第一开关管的截止时刻之间的关断时间；
S3，根据预设的第一占空比和预设的第一周期生成并输出第一控制信号给所述第二开关管，根据所述关断时间、预设的第二占空比和预设的第二周期生成并输出第二控制信号给所述第一开关管。
在本实施例具体实施时，控制信号可由数字信号处理器的PWM单元生成，生成并输出控制信号给所述主功率模块的第二开关管，使所述第二开关管导通预设时间后截止；生成并输出控制信号给所述电容谐振模块的第一开关管，使所述第一开关管导通预设时间后截止；这一具体控制过程包括六个状态，参见图4，是本发明实施例提供的针对漏感的高效反激电路的不同状态的电流流向的示意图：
状态1：
第二开关管Q2导通时，初级线圈在第二开关管Q2导通后开始励磁，线圈电流逐渐升高，储存能量，此时次级线圈连接的第三二极管D3反向关断，不传输能量，负载能量由第三电容C3提供，此时电流流向由初级线圈经过第二开关管Q2接地，电流流向图如图4的a)图。
状态2：
第二开关管Q2截止后，为保证电路安全，第一开关管Q1和第二开关管Q2的导通时间设置开通死区，此时第一开关管Q1和第二开关管Q2均不导通，初级线圈能量对第二开关管Q2的极间的第二电容C2进行充电，同时能量开始传递至次级线圈给第三电容C3和电阻R供电，当极间电容充电完毕后，停止对第二电容C2充电，此时电流流向由初级线圈经过第二电容C2接地，次级线圈中电流经过第三二极管D3流向第三电容C3和电阻R，电流流向图如图4的b)图。
状态3：
第二电容C2充满后，初级线圈通过电容谐振模块的第一二极管D1构成回路给谐振电容Cr充电，同时，能量开始传递至次级线圈给第三电容C3和电阻R供电，此时电流流向由初级线圈经过谐振电容Cr和第一二极管D1接地，次级线圈中电流经过第三二极管D3流向第三电容C3和电阻R，电流流向图如图4的c)图。
状态4：
由于第一二极管D1导通后，使得第一开关管Q1有导通的电压条件，此时，第一开关管Q1导通，此时初级线圈的能量继续储存在谐振电容Cr中，按照串联的谐振规律，谐振频率其中，Lkp为初级线圈的电感；同时，能量开始传递至次级线圈给第三电容C3和电阻R供电；此时电流流向由初级线圈经过谐振电容Cr和第一开关管Q1接地，次级线圈中电流经过第三二极管D3流向第三电容C3和电阻R，电流流向图如图4的d)图；
状态5：
初级线圈的能量完全谐振至谐振电容Cr，此时根据谐振规律，谐振电容Cr存储的能量开始传递至初级线圈中，实现了谐振能量的利用；同时，能量开始传递至次级线圈给第三电容C3和电阻R供电；此时电流流向由谐振电容Cr流向初级线圈，次级线圈中电流经过第三二极管D3流向第三电容C3和电阻R，电流流向图如图4的e)图；
状态6：
在初级线圈与谐振电流Cr的谐振电流最大时，控制第一开关管Q1关断，通过第二二极管D2续流，不仅使得第二电容C2快速放电，且可实现第二开关管Q2的零电压导通，同时，能量开始传递至次级线圈给第三电容C3和电阻R供电；此时，电流流向由第二电容C2和第二二极管D2流向初级线圈，次级线圈中电流经过第三二极管D3流向第三电容C3和电阻R，电流流向图如图4的f)图；
这六个过程为一个循环，为一次谐振吸收漏感能量，并且反馈给次级线圈的过程。
在这一过程中，数字信号处理器通过过零检测模块和电流检测模块检测流经所述电容谐振模块的谐振电容的电流信号的周期时间；并根据所述周期时间设置所述第二开关管的截止时刻与所述第一开关管的截止时刻之间的关断时间；
数字信号处理器的PWM单元根据预设的第一占空比和预设的第一周期生成并输出第一控制信号给所述第二开关管，根据所述关断时间、预设的第二占空比和预设的第二周期生成并输出第二控制信号给所述第一开关管；
之后，电路经过状态6，第二开关管Q2导通，在第一控制信号和第二控制信号的控制下，电路循环经过状态1和状态6。
需要说明的是，第一频率、第一占空比、第二频率和第二占空比，具体根据电路的参数值进行设定；
在输出第一控制信号和第二控制信号过程中，关键在于控制第二开关管Q2截止到控制第一开关管Q1截止中间的关断时间的控制；参见图5所示，是本发明实施例提供的第二控制信号的电压波形图及谐振电流的波形图；第二开关管Q2的方波电压U/V的波形图1)与谐振电容Cr的谐振电流I/A的波形图2)，时间t的单位为ms；
方波电压为高电压时，第二开关管Q2截止，其截止时间的控制同谐振初级线圈与谐振电容的谐振周期相关，在图4的仿真中，在略低于峰值谐振电流时控制第二开关管Q2关断，并控制第一开关管Q1第二开关管Q2死区，防止短路。
在实际工作过程中，由于各反激变压器的电感一致性不强导致初级线圈的电感实际值无法精细确认，并且谐振电容的电容标称值和精度限制，使得谐振频率f无法确定，并且无法灵活适配不同的电路参数情况。在第一开关管Q1截止到第一开关管Q1截止中间的关断时间控制不当时，可能使得初级线圈的能量无法传递，漏感尖峰依旧叠加在第二开关管Q2上，严重可能导致第二开关管Q2叠加谐振电容的电压导致第二开关管Q2损坏。
本方案中，针对电路元器件参数不明确的情况下，提出基于谐振电流检测的关断时间的控制方法。基本思路是结合谐振周期性，通过DSP的CAP模块，捕获谐振周期，以获得关断时间t的初始值，并通过关断时间初始值控制输出第一控制信号和第二控制信号，保证电路的谐振质量。
在本发明提供的又一实施例中，所述方法还包括步骤S4～S5：
S4，经过预设周期次数，检测流经所述谐振电容的电流数据，所述电流数据包含所述谐振电容的一次谐振周期内的所有电流值，并对所述电流数据进行判断；
S5，当所述电流数据满足预设条件时，判定所述电路的反激工作正常。
在本实施例具体实施时，在输出第一控制信号和第二控制信号后，为保证关断时间的时序更加准确，设置周期性进行谐振电流的检测：
在本实施例中预设周期次数可为100次，所述周期次数约小，控制过程越精准，但计算量更大，因此可根据实际情况选择；
经过100次谐振周期后，检测流经所述谐振电容的电流数据，所述电流数据包含所述谐振电容在一次谐振周期内的所有电流值，并对所述电流数据进行判断；
当所述电流数据满足预设条件时，判定所述电路的反激工作正常。
通过对谐振电流的检测，对电路的反激工作进行判定，精准化关断时间的控制，提高谐振质量，避免电流参数变化导致谐振质量变低，保证电路正常工作。
作为上述方案的改进，所述步骤S5具体包括：
获取在所述谐振周期内所述第一开关管截止时刻的第一电流值；
获取在所述谐振周期内流经所述谐振电容的电流的极大值；
当所述第一电流值与所述极大值的差值的绝对值小于预设的电流阈值时，判定所述电路的反激工作正常。
在本实施例具体实施时，数字信号处理器的ADC单元通过电流检测模块获取在谐振周期时间内第一开关管Q1截止时刻的第一电流值；并获取在所述谐振周期内流经所述谐振电容Cr的电流极大值；
判断所述电流极大值和所述第一电流值的差值的绝对值是否小于预设的电流阈值；当差值不大于所述时间阈值时，判定所述电路的反激工作正常；
需要说明的是，在本实施例中，所述电流阈值可根据电路参数情况具体设置；
在本发明提供的又一实施例中，所述方法还包括：
当所述第一电流值与所述极大值的差值的绝对值大小于所述电流阈值时，判定所述电路的反激工作异常；
根据所述周期时间重新设置所述第二开关管的截止时刻与所述第一开关管的截止时刻之间的关断时间；根据重新设置的关断时间、所述第一周期、所述第一占空比、所述第二周期和所述第二占空比重新生成并发送第一控制信号和第二控制信号；经过所述周期次数，重新获取电流数据，并对重新获取的电流数据进行判断，直至重新获取的电流数据满足预设条件，判定所述电路的反激工作正常。
在本实施例具体实施时，当所述第一电流值与所述极大值的差值的绝对值差值大于所述时间阈值时，判定所述电路的反激工作异常；
此时，需要根据所述周期时间重新设置所述第二开关管的截止时刻与所述第一开关管的截止时刻之间的关断时间；并根据重新设置的关断时间，重新生成第二控制信号，并保持第一控制信号不变，仅控制第二控制信号的第一开关管的控制信号的时序，生成并发送第二控制信号给所述第一开关管；经过所述周期次数，重新获取电流数据，并对重新获取的电流数据进行判断，直至重新获取的电流数据满足预设条件，判定所述电路的反激工作正常。
直至判定所述电路的反激工作正常，完成周期性的谐振电流的检测，保证电路谐振正常进行。
需要说明的时，在本实施例中，也可同时改变第一控制信号和第二控制信号的时序；
在本发明提供的又一实施例中，所述关断时间的设置过程具体包括：
根据所述周期时间确定所述关断时间的取值范围，其中，所述取值范围为：Tr<tr1<1.5Tr，tr1为所述关断时间，Tr为所述周期时间；
在所述取值范围内选取任一值作为所述关断时间。
在本实施例具体实施时，从第二开关管Q2截止到第一开关管Q1的截止的关断时间tr1必须大于Tr，且小于nTr，Tr为所述周期时间，才能实现初级线圈的能量传递至次级线圈，且n的取值在1.0～1.5之间，即Tr<tr1<1.5Tr；
n控制得越准确，初级线圈的能量利用率越高，因此需要不断选取关断时间，以更加精准的关断时间，来达到更高的能量利用率。
需要说明的是，本实施例具体实施时，控制过程由数字信号处理器执行，在其他实施例中，控制过程可通过其他控制器执行。
应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。

Claims (11)

1.一种针对漏感的高效反激电路，其特征在于，所述电路包括：变压器、主功率模块、电容谐振模块和负载模块；
所述变压器的初级线圈和所述主功率模块串联在交流电源的正极与负极之间，所述交流电源的负极接地，所述电容谐振模块并联在所述主功率模块两端；所述变压器的次级线圈与所述负载模块串联连接；
所述电容谐振模块包括谐振电容，所述谐振电容用于吸收所述初级线圈的漏感能量，并将漏感能量反馈至所述次级线圈；
所述电路还包括电流检测模块、过零检测模块和数字信号处理器；
所述电流检测模块用于采集通过所述电容谐振模块的电流信号，并将采集的电流信号传输给所述过零检测模块和所述数字信号处理器；
所述过零检测模块用于将所述电流检测模块传输的电流信号转化为方波信号，并将所述方波信号传输给所述数字信号处理器；
所述数字信号处理器用于读取所述方波信号的频率信息和电流信号的电流信息，并生成并输出第一方波信号给所述电容谐振模块，生成并输出第二方波信号给所述主功率模块。
2.根据权利要求1所述的针对漏感的高效反激电路，其特征在于，所述电容谐振模块还包括第一电容、第一开关管和第一二极管；
所述谐振电容与所述第一电容串联在所述电容谐振模块的第一端与第二端之间；
所述第一开关管的输入端、所述第一二极管的输入端均与所述第一电容的第一端连接；
所述第一开关管的输出端、所述第一二极管的输出端均与所述第一电容的第二端连接；
所述第一开关管的控制端与所述数字信号处理器连接。
3.根据权利要求1所述的针对漏感的高效反激电路，其特征在于，所述主功率模块包括第二开关管、第二二极管和第二电容；
所述第二开关管的输入端、所述第二二极管的输出端、所述第二电容的第一端均与所述主功率模块的第一端连接；
所述第二开关管的输出端、所述第二二极管的输入端、所述第二电容的第二端均与所述主功率模块的第二端连接；
所述第二开关管的控制端与所述数字信号处理器连接。
4.根据权利要求1所述的针对漏感的高效反激电路，其特征在于，所述负载模块包括第三二极管、第三电容和电阻；
所述第三二极管的输入端与所述变压器的次级线圈的第一端连接，所述第三二极管的输出端分别与所述第三电容的第一端、所述电阻的第一端连接；
所述第三电容的第二端、所述电阻的第二端与所述变压器的次级线圈的第二端均接地。
5.根据权利要求2所述的针对漏感的高效反激电路，其特征在于，所述第一开关管为PMOS管；
所述PMOS管的源极与所述第一开关管的输入端连接，所述PMOS管的漏极与所述第一开关管的输出端连接，所述PMOS管的栅极与所述第一开关管的控制端连接。
6.根据权利要求3所述的针对漏感的高效反激电路，其特征在于，所述第二开关管为NMOS管；
所述NMOS管的漏极与所述第二开关管的输入端连接，所述NMOS管的漏源与所述第二开关管的输出端连接，所述NMOS管的栅极与所述第二开关管的控制端连接。
7.一种针对漏感的高效反激电路的控制方法，其特征在于，所述方法适用于如权利要求1～6任一项所述的针对漏感的高效反激电路，所述方法包括：
生成并输出控制信号给所述主功率模块的第二开关管，使所述第二开关管导通预设时间后截止，生成并输出控制信号给所述电容谐振模块的第一开关管，使所述第一开关管导通预设时间后截止，并检测流经所述电容谐振模块的谐振电容的电流信号的周期时间；
根据所述周期时间设置所述第二开关管的截止时刻与所述第一开关管的截止时刻之间的关断时间；
根据预设的第一占空比和预设的第一周期生成并输出第一控制信号给所述第二开关管，根据所述关断时间、预设的第二占空比和预设的第二周期生成并输出第二控制信号给所述第一开关管。
8.如权利要求7所述的针对漏感的高效反激电路的控制方法，其特征在于，所述方法还包括：
经过预设周期次数，检测流经所述谐振电容的电流数据，所述电流数据包含所述谐振电容的一次谐振周期内的所有电流值，并对所述电流数据进行判断；
当所述电流数据满足预设条件时，判定所述电路的反激工作正常。
9.如权利要求8所述的针对漏感的高效反激电路的控制方法，其特征在于，所述当所述电流数据满足预设条件时，判定所述电路的反激工作正常，具体包括：
获取在所述谐振周期内所述第一开关管截止时刻的第一电流值；
获取在所述谐振周期内流经所述谐振电容的电流的极大值；
当所述第一电流值与所述极大值的差值的绝对值不大于预设的电流阈值时，判定所述电路的反激工作正常。
10.如权利要求9所述的针对漏感的高效反激电路的控制方法，其特征在于，所述方法还包括：
当所述第一电流值与所述极大值的差值的绝对值大于所述电流阈值时，判定所述电路的反激工作异常；
根据所述周期时间重新设置所述第二开关管的截止时刻与所述第一开关管的截止时刻之间的关断时间；根据重新设置的关断时间、所述第一周期、所述第一占空比、所述第二周期和所述第二占空比重新生成并发送第一控制信号和第二控制信号；经过所述周期次数，重新获取电流数据，并对重新获取的电流数据进行判断，直至重新获取的电流数据满足预设条件，判定所述电路的反激工作正常。
11.如权利要求7所述的针对漏感的高效反激电路的控制方法，其特征在于，所述关断时间的设置过程具体包括：
根据所述周期时间确定所述关断时间的取值范围，其中，所述取值范围为：Tr<tr1<1.5Tr，tr1为所述关断时间，Tr为所述周期时间；
在所述取值范围内选取任一值作为所述关断时间。
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Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN203180762U (zh) * 2013-04-16 2013-09-04 合肥博雷电气有限公司 并联负载的谐振高压电源装置
CN203827182U (zh) * 2014-04-16 2014-09-10 东林科技股份有限公司 电源转换装置
CN203933434U (zh) * 2014-04-23 2014-11-05 苏州微盛特变新能源科技有限公司 双反激谐振的光伏微型逆变器
CN104215832A (zh) * 2013-05-30 2014-12-17 快捷半导体(苏州)有限公司 一种谐振频率的检测方法、电路和集成电路
CN204408212U (zh) * 2014-12-29 2015-06-17 杭州禾迈电力电子技术有限公司 反激变压器漏感能量吸收回馈电路
CN105099204A (zh) * 2015-08-12 2015-11-25 西安明泰半导体科技有限公司 一种谐振转换反激电路
CN106787766A (zh) * 2017-02-08 2017-05-31 深圳市华星光电技术有限公司 反激电路及电子装置
CN107769575A (zh) * 2017-11-28 2018-03-06 苏州汇川技术有限公司 反激式开关电源电路
CN110212770A (zh) * 2019-05-24 2019-09-06 苏州汇川联合动力系统有限公司 软开关反激变换器
CN210120487U (zh) * 2019-04-30 2020-02-28 茂硕电源科技股份有限公司 钳位电路和反激变换器

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN203180762U (zh) * 2013-04-16 2013-09-04 合肥博雷电气有限公司 并联负载的谐振高压电源装置
CN104215832A (zh) * 2013-05-30 2014-12-17 快捷半导体(苏州)有限公司 一种谐振频率的检测方法、电路和集成电路
CN203827182U (zh) * 2014-04-16 2014-09-10 东林科技股份有限公司 电源转换装置
CN203933434U (zh) * 2014-04-23 2014-11-05 苏州微盛特变新能源科技有限公司 双反激谐振的光伏微型逆变器
CN204408212U (zh) * 2014-12-29 2015-06-17 杭州禾迈电力电子技术有限公司 反激变压器漏感能量吸收回馈电路
CN105099204A (zh) * 2015-08-12 2015-11-25 西安明泰半导体科技有限公司 一种谐振转换反激电路
CN106787766A (zh) * 2017-02-08 2017-05-31 深圳市华星光电技术有限公司 反激电路及电子装置
CN107769575A (zh) * 2017-11-28 2018-03-06 苏州汇川技术有限公司 反激式开关电源电路
CN210120487U (zh) * 2019-04-30 2020-02-28 茂硕电源科技股份有限公司 钳位电路和反激变换器
CN110212770A (zh) * 2019-05-24 2019-09-06 苏州汇川联合动力系统有限公司 软开关反激变换器

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