CN111404403B - 一种自适应检测时间的同步整流控制方法及其控制电路 - Google Patents

一种自适应检测时间的同步整流控制方法及其控制电路 Download PDF

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Abstract

一种自适应检测时间的同步整流控制方法及其控制电路，属于开关电源技术领域。本发明实时检测同步整流开关管的漏源电压，当检测到同步整流开关管的漏源电压为峰值时根据实时监测的峰值电压设置判断电压，并将峰值到来并经过自适应设定的检测时间后的同步整流开关管漏源电压与判断电压进行比较，当同步整流开关管的漏源电压大于判断电压且小于阈值电压时，产生有效的同步整流开关管栅极驱动信号开启同步整流开关管。本发明能够准确区分原边导通反激到副边的波形和副边自身振荡的波形，实现了次级同步整流的准确开通判断，解决了传统斜率检测方式导致的误开启问题；通过自适应设定检测时间，进一步提高了系统轻载效率和控制精度。

Description

一种自适应检测时间的同步整流控制方法及其控制电路
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，涉及一种自适应检测时间的同步整流控制方法，以及实现该自适应检测时间同步整流控制方法的控制电路。
背景技术
如图1所示是一个AC-DC开关电源系统的部分结构，变压器主边绕组连接开关管Q1，副边绕组连接二极管D1，传统反激变换器的副边只有一个二极管D1，然而由于能效要求越来越高，二极管的正向压降一般都是0.7V以上，因此传统方案的功率消耗特别大，越来越难以满足能耗要求。
因此开关电源中提出用SR(同步整流)芯片取代传统结构中的二极管D1，以实现高能效。如图2所示是一个典型的SR(同步整流)芯片再开关电源中的控制架构，同步整流技术是用同步整流控制芯片(SR controller)结合同步整流开关管(MOS管QSR)取代原有的二极管D1，用以降低二极管压降，提高整体效率。如图2所示，同步整流控制芯片采样副边VSEN电压，产生同步整流开关管的栅极驱动信号VG控制同步整流开关管QSR的开启和关断，VDS是同步整流控制芯片VSEN引脚和GND引脚的电压差，也是同步整流开关管QSR的漏源电压。
然而传统的同步整流控制技术也存在一些问题，如图3所示，当副边续流，VDS变为负电压且低于Vds_n时，同步整流开关管QSR应该开启，但是当副边电流为0后，副边同步整流开关管的漏源电压VDS存在振荡，也有可能振荡(励磁电感和寄生电容的振荡)到负，此时是不应该开启同步整流开关管QSR的，即SR芯片不产生有效的栅极Gate驱动信号。所以如何正确区分副边续流和振荡，成了控制SR Gate(即控制同步整流开关管栅极驱动)的关键。
现有的同步整流控制技术通常是通过检测同步整流开关管的漏源电压VDS下降沿的斜率来控制SR Gate，但是在轻载(或副边续流电流小)的情况下，同步整流开关管的漏源电压VDS的正常下降沿和振荡的差别不大，这样就导致现有的同步整流控制技术无法区分副边续流和振荡，容易造成误动作。另外对于有辅组绕组的开启，是无法使用在短时间内注入能量，强迫调节励磁电感谐振的幅度，从而提高效率的控制方式的。如图4所示是开关电源变压器一侧包括辅助绕组的一种情况，因为在能量注入的情况下，Q2_DRV信号控制辅助绕组连接的Q2开启后，同步整流开关管的漏源电压VDS的下降沿很陡，存在必然的同步整流开关管QSR的误开启。
发明内容
针对上述通过检测同步整流开关管的漏源电压VDS下降沿斜率进行同步整流控制存在的无法区分副边续流和振荡导致误开启问题，本发明提出一种自适应检测时间的同步整流电路的控制方法，通过检测同步整流开关管的漏源电压的峰值电压进行同步整流控制，设定检测时间进行电压平台识别，能够准确的进行开关电源次级同步整流的开通判断，不存在传统斜率检测方式存在的误开启问题，可用于斜率检测方式不能适用的场景；另外本发明还提出检测时间自适应的电压平台识别方式，能够进一步提升系统轻载效率和控制精度。
本发明的技术方案为：
一种自适应检测时间的同步整流控制方法，通过控制同步整流开关管的开启和关断对开关电源输出侧电流进行整流；
所述同步整流控制方法包括如下步骤：
步骤一、实时检测所述同步整流开关管的漏源电压，所述同步整流开关管的漏源电压能够表示所述开关电源的输出电压信息，当检测到所述同步整流开关管的漏源电压为峰值时转到步骤二；
步骤二、从步骤一检测到所述同步整流开关管漏源电压的峰值时开始，经过设定的检测时间后将实时检测到的所述同步整流开关管的漏源电压与判断电压进行比较；
其中所述判断电压为将步骤一检测到的所述同步整流开关管漏源电压的峰值进行采样保持并乘以系数N后获得，系数N大于0且不大于1；
所述检测时间根据检测到的所述同步整流开关管的漏源电压进行设置，检测到所述同步整流开关管的漏源电压高则增加所述检测时间，检测到所述同步整流开关管的漏源电压低则减小所述检测时间；
步骤三、当满足所述同步整流开关管的漏源电压低于阈值电压，且步骤二的比较结果为经过设定的检测时间后所述同步整流开关管的漏源电压大于所述判断电压时，开启所述同步整流开关管，否则关断所述同步整流开关管。
具体的，所述步骤二中所述检测时间的设定方法为：
a、检测所述开关电源的输出电压；
b、根据检测到的所述开关电源的输出电压和所述同步整流开关管的漏源电压计算所述开关电源的输入电压；
c、以计算得到的所述开关电源的输入电压为依据设定所述检测时间，计算出所述开关电源的输入电压高时增加所述检测时间，计算出所述开关电源的输入电压低时减小所述检测时间。
具体的，所述系数N小于1。
具体的，根据所述开关电源次级续流时所述同步整流开关管的漏源电压设置所述阈值电压。
一种自适应检测时间的同步整流控制电路，用于产生同步整流开关管的栅极驱动信号控制所述开关电源中同步整流开关管的开启和关断，从而对对所述开关电源输出侧电流进行整流；
所述同步整流控制电路包括峰值检测模块、定时器、自适应时间设置模块、采样模块、第一比较器、第二比较器和与门；
所述峰值检测模块用于检测所述同步整流开关管的漏源电压，当检测到所述同步整流开关管的漏源电压的峰值时产生有效的峰值更新信号；
所述采样模块用于在所述峰值更新信号的控制下对所述同步整流开关管的漏源电压进行采样保持，获得所述同步整流开关管漏源电压的峰值电压；
所述定时器在所述峰值更新信号的控制下开始计时，在复位信号和自适应时间设置模块的控制下停止计时；
所述自适应时间设置模块根据所述同步整流开关管的漏源电压调整所述定时器的计时时间，当所述自适应时间设置模块检测到所述同步整流开关管的漏源电压高时增加所述定时器的计时时间，当所述自适应时间设置模块检测到所述同步整流开关管的漏源电压低时减小所述定时器的计时时间；
所述定时器每次计时停止时产生所述第一比较器的使能信号；
所述第一比较器的第一输入端连接所述同步整流开关管的漏源电压，其第二输入端连接所述采样模块的输出信号；
所述第二比较器的第一输入端连接所述同步整流开关管的漏源电压，其第二输入端连接阈值电压；
所述与门的两个输入信号分别为所述第一比较器的输出信号和第二比较器的输出信号，其输出端产生所述同步整流开关管的栅极驱动信号；
当所述第一比较器比较出所述同步整流开关管的漏源电压大于所述采样模块的输出信号，且所述第二比较器比较出所述同步整流开关管的漏源电压小于所述阈值电压时，所述与门输出有效的所述同步整流开关管的栅极驱动信号开启所述同步整流开关管。
具体的，所述自适应时间设置模块还用于检测所述开关电源的输出电压，并根据检测到的所述开关电源的输出电压和所述同步整流开关管的漏源电压计算所述开关电源的输入电压，根据计算得到的所述开关电源的输入电压调整所述定时器的计时时间，当计算得到的所述开关电源的输入电压高时增加所述定时器的计时时间，当计算得到的所述开关电源的输入电压低时减小所述定时器的计时时间。
具体的，所述自适应时间设置模块包括运算放大器、比较器、第一NMOS管、第二NMOS管、第一PMOS管、第二PMOS管、第一电阻、第一电容和第一电流源，
运算放大器的正向输入端连接所述同步整流开关管漏源电压的峰值电压，其负向输入端连接第一NMOS管的源极并通过第一电阻后接地，其输出端连接第一NMOS管的栅极；
第一PMOS管的栅漏短接并连接第一NMOS管的漏极和第二PMOS管的栅极，其源极连接第二PMOS管的源极并连接电源电压；
第二NMOS管的栅极连接逻辑控制信号，其漏极连接第二PMOS管的漏极、比较器的负向输入端、第一电容的一端和第一电流源，其源极连接第一电容的另一端并接地；
比较器的正向输入端连接所述定时器复位信号的电压信号，其输出端产生所述第一比较器的使能信号。
具体的，所述同步整流开关管为NMOS管，在所述同步整流开关管的漏源电压大于所述采样模块的输出信号时所述第一比较器输出高电平，在所述同步整流开关管的漏源电压小于所述阈值电压时所述第二比较器输出高电平。
具体的，所述同步整流控制电路还包括SR触发器和或门，第一比较器的输出信号经过所述SR触发器后再作为所述与门的一个输入信号；
所述SR触发器的S输入端连接所述第一比较器的输出端，其R输入端连接所述或门的输出端，其输出端连接所述与门的一个输入端；
所述或门的第一输入端连接所述同步整流开关管的栅极驱动信号，其第二输入端连接所述峰值更新信号。
具体的，所述采样模块和第一比较器之间还设置有乘法器，所述采样模块的输出信号在所述乘法器中乘以系数N后再连接所述第一比较器的第二输入端，其中系数N大于0且小于1。
本发明的有益效果为：本发明通过实时峰值监测设定判断电压，经过自适应设定的检测时间后将同步整流开关管漏源电压和判断电压进行比较，有效识别在检测时间内同步整流开关管漏源电压是否为一平台电压，从而准确区分原边导通反激到副边的波形和副边自身振荡的波形，实现了次级同步整流的准确开通判断，解决了传统斜率检测方式导致的误开启问题；另外本发明能够根据线电压大小自适应调整检测时间，提升了次级同步整流的控制精度和系统效率；本发明提出的同步整流控制稳定可靠，易于集成，显著提高了电源系统的转换效率。
附图说明
图1是AC-DC开关电源系统的部分结构示意图，包括原边结构和副边结构。
图2是开关电源低侧驱动中利用同步整流控制芯片(SR controller)结合MOS管QSR进行同步整流技术的结构框图。
图3是传统同步整流控制技术中关键节点波形图。
图4是开关电源变压器一侧包括辅助绕组的同步整流控制示意图。
图5是采用本发明提出的一种自适应检测时间的同步整流控制方法时一些关键节点波形图。
图6是本发明提出的一种自适应检测时间的同步整流控制方法的部分流程图。
图7是本发明提出的一种自适应检测时间的同步整流控制方法的部分流程图。
图8是将本发明应用于开关电源高侧驱动的示意图。
图9是本发明提出的一种自适应检测时间的同步整流控制电路的一种实现架构图。
图10是本发明提出的一种自适应检测时间的同步整流控制方法基于VSEN和Vo的自适应检测时间设置原理示意图。
图11是本发明提出的一种自适应检测时间的同步整流控制方法基于VSEN的自适应检测时间设置原理示意图。
图12是本发明提出的基于VSEN的自适应定时时间设置的一种实现形式。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例详细描述本发明的技术方案。
本发明提出的同步整流控制方法以及控制电路，适用于开关电源，包括反激式、正激式、LLC等，下面以将本发明应用到反激式开关电源为例进行说明，根据本发明的思想同样能够用于其他开关电源类型。
如图2和图8所示是将本发明应用于开关电源低侧驱动和高侧驱动的示意图，开关电源原边包括原边绕组和开关管Q1，副边包括副边绕组、电容C1和同步整流开关管QSR，本发明通过检测同步整流开关管QSR的漏源电压(即SR芯片的VSEN引脚电压)来产生控制同步整流开关管QSR的栅极驱动信号。当原边开关管Q1关断时，开关电源次级续流，即开关电源输出侧有电流产生，当副边反激电压到负时需要开启同步整流开关管QSR，但根据背景技术分析可知，当副边反激电压到负时还存在原边导通反激到副边和副边自身振荡两种类型，这两种类型难以区分。而本发明提出的同步整流控制方法就能够准确区分这两种类型，如图5所示是采用本发明提出的同步整流控制方法时一些关键节点波形图，包括副边反激电压即同步整流开关管的漏源电压VDS的波形、原边开关管Q1的栅极驱动信号的波形和本发明产生的同步整流控制信号SR Gate的波形图，当原边开关管Q1导通的时候，副边反激电压的波形是方形，除去电压尖峰Spike，近似一个方形，当副边自身谐振的时候，副边电压的波形是一个圆弧形。本发明提出的同步整流控制方法通过平台检测的方式，判断副边电压波形是圆弧形还是方形，以区分原边导通反激到副边的波形和副边自身振荡的波形，进一步区分原边是否开启，从而控制同步整流开关管是否应该开启。如果原边开启，则副边反激电压到负时开启同步整流开关管，如果原边并未开启，则副边反激电压到负时不开启同步整流开关管。
如图6和图7所示是本发明提出的同步整流控制方法的流程图，包括如下步骤：
步骤A、检测同步整流开关管的漏源电压VDS，同步整流开关管的漏源电压VDS能够表示开关电源的输出电压信息，当检测到同步整流开关管的漏源电压为峰值时同时进行步骤B和步骤C。
步骤B、峰值来临时，采样保持同步整流开关管漏源电压的峰值电压Vpk，如图9所示在峰值来临时利用峰值检测模块产生一脉冲信号Vpk_t，在脉冲信号Vpk_t的控制下对同步整流开关管的漏源电压VDS(即引脚VSEN电压)进行采样，获得有效的峰值电压Vpk。利用峰值电压Vpk设置平台的判断电压，判断电压为峰值电压Vpk乘以系数N，N可以为1，即直接用峰值电压Vpk作为判断电压；N也可以为大于0小于1的数，表示容许一定的电压跌落，且这样设置能实现更强的抗干扰性。
步骤C、峰值来临时，利用计时器开始计时，计时时间即为设置的检测时间，可以通过一个定时器根据电路本身的特性先设定一个固定的检测时间，数量级一般是百nS～uS。但是设置固定的检测时间存在一个问题，即定时器是直接用于判断原边开通的时间，对于相同的原边峰值电流，原边开通的时间和线电压(原边的母线电压)成反比，线电压越高，开通时间约短，反之亦然。如果设置固定的检测时间，很难兼顾高压和低压的情况。检测时间设置过大，线电压高的时候轻载下无法开启同步整流开关管，影响系统的轻载效率；检测时间设置较小，在低线电压情况下，同步整流开关管的漏源电压VDS的原边反激电压幅度和谐振电压幅度接近，此时检测时间较小容易误把振铃波形检测成平台电压。因此对于定时器计时时间的设置，本发明提出了自适应检测时间的设置方法，对于同一复位信号RST，在线电压高的时候适当减小定时器的计时时间，线电压低的时候适当增加定时器的计时时间，这样使得本发明能够在用复位信号RST设定固定检测时间的基础上自动调节检测时间的大小。随后在峰值来临并经过设置的自适应检测时间后获取此时的同步整流开关管的漏源电压VDS。
步骤D、将步骤C获取的经过自适应检测时间后的同步整流开关管的漏源电压VDS与步骤B设置的判断电压Vpk*N进行比较，根据比较结果控制同步整流开关管QSR。
计时器设置检测时间是用来判断副边反激电压平台的宽度，当检测时间到计时结束，比较同步整流开关管的漏源电压VDS是否大于判断电压Vpk*N，从而判断平台是否存在。
如果Vpk*N<VDS，说明副边电压的平台电压仍然在，且平台电压的宽度大于所设定的检测时间，表示原边开启状态，同步整流开启有效。
如果Vpk*N>VDS，说明副边电压的平台电压已经不在，要么是平台太短，要么是副边自身振荡，不满足开启同步整流开关管条件，同步整流开启无效。
步骤E、将同步整流开关管的漏源电压VDS与设定的阈值电压Vds_n进行比较，并结合以上步骤获得的进一步判断标准，可以获取开关电源次级同步整流开启的准确判断。阈值电压Vds_n是判断开关电源次级续流的判断信号，是一个固定值，由开关电源本身决定，如-0.1V等。当同步整流开关管的漏源电压VDS为负值且小于阈值电压Vds_n，同时经过检测时间后Vpk*N<VDS时，就可以产生有效的同步整流开关管栅极驱动信号VG，开启同步整流开关管QSR。
如果只判断同步整流开关管的漏源电压VDS是否小于设定的阈值电压Vds_n，即图3波形所示，是不能区分原边导通反激到副边的波形和副边自身振荡的波形的，因此本发明提出平台检测的方式，以同步整流开关管漏源电压VDS的峰值设定判断电压Vpk*N，设置自适应检测时间获取经过检测时间后的同步整流开关管漏源电压VDS再与判断电压Vpk*N进行比较，从而获知同步整流开关管漏源电压VDS在检测时间内是否为一个平台电压，用以识别同步整流开关管漏源电压VDS的波形到底是原边反激到副边的方形还是副边自身谐振的圆弧形，只有在判断为方形波形时才进行同步整流。
如图9所示给出了本发明提出的同步整流控制电路的一种实现形式，用于产生同步整流开关管QSR的栅极驱动信号VG控制开关电源中同步整流开关管QSR的开启和关断，从而对对开关电源输出侧电流进行整流。如图9所示，同步整流控制电路包括峰值检测模块、定时器、自适应时间设置模块、采样模块、第一比较器、第二比较器和与门；峰值检测模块用于检测同步整流开关管QSR的漏源电压，其输入端可以连接SR芯片的VSEN引脚，当检测到同步整流开关管QSR的漏源电压的峰值时产生有效的峰值更新信号Vpk_t；采样模块用于在峰值更新信号Vpk_t的控制下对同步整流开关管QSR的漏源电压进行采样保持，获得同步整流开关管QSR漏源电压的峰值电压VPK；定时器在峰值更新信号Vpk_t的控制下开始计时，在复位信号RST和自适应时间设置模块的控制下停止计时，自适应时间设置模块根据同步整流开关管的漏源电压VSEN调整定时器的计时时间，当自适应时间设置模块检测到同步整流开关管的漏源电压VSEN高时增加定时器的计时时间，当自适应时间设置模块检测到同步整流开关管的漏源电压VSEN低时减小定时器的计时时间；定时器每次计时停止时产生第一比较器的使能信号K*T_trigger；第一比较器的第一输入端连接同步整流开关管QSR的漏源电压，其第二输入端连接采样模块的输出信号VPK；第二比较器的第一输入端连接同步整流开关管QSR的漏源电压，其第二输入端连接阈值电压Vds_n；与门的两个输入信号分别为第一比较器的输出信号和第二比较器的输出信号，其输出端产生同步整流开关管QSR的栅极驱动信号VG；当第一比较器比较出同步整流开关管QSR的漏源电压大于采样模块的输出信号，且第二比较器比较出同步整流开关管QSR的漏源电压小于阈值电压时，与门输出有效的同步整流开关管QSR的栅极驱动信号VG开启同步整流开关管QSR。
以同步整流开关管QSR为高电平有效的NMOS管为例，在同步整流开关管QSR的漏源电压大于采样模块的输出信号时第一比较器输出高电平，在同步整流开关管QSR的漏源电压小于阈值电压时第二比较器输出高电平，仅当第一比较器和第二比较器都输出高电平时与门输出为高开启同步整流开关管QSR。
一些实施例中，同步整流控制电路还包括SR触发器和或门，如图9所示，第一比较器的输出信号经过SR触发器后再作为与门的一个输入信号；SR触发器的S输入端连接第一比较器的输出端，其R输入端连接或门的输出端，其输出端连接与门的一个输入端；或门的第一输入端连接同步整流开关管QSR的栅极驱动信号VG，其第二输入端连接峰值更新信号Vpk_t，峰值更新信号可以为脉冲信号。
采样模块和第一比较器之间还可以设置一个乘法器，将采样模块的输出信号VPK在乘法器中乘以系数N后再连接第一比较器的第二输入端，其中系数N大于0且小于1。
本发明提出的自适应检测时间的同步整流控制方法，可以仅仅根据检测到的同步整流开关管的漏源电压VSEN进行设置，如图11所示是本发明提出的根据VSEN设置计时时间自适应的原理示意图，定时器在复位信号RST的控制下产生的是一个固定的检测时间，再在自适应时间设置模块中与检测到的同步整流开关管的漏源电压VSEN进行比较调整最终的检测时间，检测到同步整流开关管的漏源电压VSEN高则增加设置的检测时间，检测到同步整流开关管的漏源电压VSEN低则减小设置的检测时间。
如图12所示给出了实施例中实现VSEN设置计时时间自适应的一种实现形式，包括运算放大器、比较器、第一NMOS管M0、第二NMOS管M3、第一PMOS管M1、第二PMOS管M2、第一电阻R0、第一电容C0和第一电流源I3，运算放大器的正向输入端连接同步整流开关管漏源电压的峰值电压Vpk，其负向输入端连接第一NMOS管M0的源极并通过第一电阻R0后接地，其输出端连接第一NMOS管M0的栅极；第一PMOS管M1的栅漏短接并连接第一NMOS管M0的漏极和第二PMOS管M2的栅极，其源极连接第二PMOS管M2的源极并连接电源电压；第二NMOS管M3的栅极连接逻辑控制信号，其漏极连接第二PMOS管M2的漏极、比较器的负向输入端、第一电容C0的一端和第一电流源I3，其源极连接第一电容C0的另一端并接地；比较器的正向输入端连接定时器复位信号RST的电压信号，其输出端产生第一比较器的使能信号。
运算放大器的正向输入端连接的同步整流开关管漏源电压的峰值电压Vpk是采样到的同步整流开关管漏源电压VSEN平台电压，也可以是与之成比例的电压。首先定时器复位信号RST可以转换为电压量作为比较器的出入。同步整流开关管漏源电压的峰值电压Vpk通过运算放大器、第一NMOS管M0、以及第一PMOS管M1和第二PMOS管M2构成的电流镜转化为电流信息，在第三电流源I3的基础上，一起对第一电容C0充电，仅仅使用第三电流源I3为第一电容C0时能够产生固定的检测时间，本发明增加了包含同步整流开关管漏源电压信息的电流一起为第一电容C0充电，实现了检测时间自适应调节；随后将第一电容C0上的电压与定时器复位信号RST转换的电压量进行比较，以实现自适应调节检测时间。逻辑控制信号Logic用于控制延时和清零第一电容C0。
根据变压器原理可知，VSEN＝Vo+VIN/N1，其中VIN代表原边输入电压，VSEN是本发明检测的同步整流开关管QSR的漏源电压即SR芯片的VSEN引脚电压，N1是变压器的匝比，因此副边根据VSEN和Vo的信息可以计算出VIN＝(VSEN-Vo)*N1。利用原边输入电压VIN代替同步整流开关管漏源电压VSEN做依据实现自适应检测时间能够获得更精确的检测时间，如图10所示是本发明提出的根据同步整流开关管的漏源电压VSEN和开关电源的输出电压Vo设置计时时间的原理示意图，首先检测同步整流开关管的漏源电压VSEN及开关电源的输出电压Vo，通过上式计算得到开关电源的输入电VIN，复位信号RST设置定时器，利用开关电源的输入电VIN和定时器实现自适应时间。
在某一些芯片中，开关电源的输出电压Vo的信息无法获取，此时可以不检测开关电源的输出电压Vo的信息，直接利用同步整流开关管的漏源电压VSEN和定时器实现自适应时间。在不检测开关电源的输出电压Vo直接利用同步整流开关管的漏源电压VSEN和定时器实现自适应时间时得出结论存在误差，但是本发明是在复位信号RST设置固定定时时间的基础上按一定比例调整检测时间，如图9所示，即定时器产生一个固定定时时间T_trigger，本发明提出的自适应时间设置模块在固定计时时间T_trigger的基础上按一个比例K进行调整得到K*T_trigger，例如检测到同步整流开关管的漏源电压VSEN或计算出开关电源的输入电VIN高时设置比例K大于1，增大计时时间，检测到同步整流开关管的漏源电压VSEN或计算出开关电源的输入电VIN低时设置比例K小于1，减小计时时间。所以本发明所产生的误差对芯片影响有限，可以忽略。
下面详细说明本实施例中电路的工作过程：同步整流控制电路的输入端连接SR芯片的VSEN引脚，输入同步整流开关管漏源电压VDS，峰值检测模块始终监测同步整流开关管漏源电压VDS是否出现峰值，检测到同步整流开关管漏源电压VDS的峰值时产生有效的峰值更新信号Vpk_t。峰值更新信号Vpk_t发出后，采样模块进行采样保持更新同步整流开关管漏源电压VDS的峰值电压VPK；同时，峰值更新信号Vpk_t控制定时器归零，重新计时，定时器外接电阻RST引脚用来设定固定的计时时间，并根据自适应时间设置模块调整计时时间，实现自适应检测时间，定时时间结束后，产生有效的第一比较器使能信号T_trigger触发第一比较器，第一比较器两个输入信号分别是判断电压VPK*N和同步整流开关管漏源电压VDS即VSEN引脚电压，在定时器设置的自适应检测时间后将这两个信号进行比较，如果VPK*N小于这时的VSEN，第一比较器输出有效信号；第一比较器的有效信号使得SR触发器U1的输出信号SR_EN为高电平；同时第二比较器比较同步整流开关管漏源电压VDS即VSEN引脚电压和阈值电压Vds_n，当VSEN低于负的阈值电压Vds_n，则第二比较器的输出信号Vds_neg有效，与门U2的输出信号即同步整流开关管栅极驱动信号VG有效，同步整流开关管QSR开启。SR触发器U1可由同步整流开关管栅极驱动信号VG的下降沿或者峰值更新信号Vpk_t信号清零。
综上所述，本实施例以反激控制器的次级同步整流为例进行了说明，公开了一种自适应检测时间的同步整流控制方法和控制电路，本发明通过实时进行峰值监测设定判断电压，设置检测时间提供平台，根据同步整流开关管的漏源电压或开关电源的输入电压设置自适应检测时间，经过自适应设置的检测时间后将同步整流开关管漏源电压和判断电压进行比较，有效识别在自适应检测时间内同步整流开关管漏源电压是否为一平台电压，从而准确进行同步整流开关管漏源电压的波形区分，实现次级同步整流的准确开通判断，可见本发明的控制方法稳定可靠，精确性高，易于集成，显著的提高了电源系统的转换效率。
以上对本发明所提供的同步整流控制方法和控制电路进行了详细介绍，本发明中应用了具体实施例对本发明的原理和实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，不应理解为对本发明的限制；同时，对本领域的一般技术人员，根据本发明的思想，在具体实施方法及应用范围上均会有改变之处，以上改变都应属于本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种自适应检测时间的同步整流控制方法，通过控制同步整流开关管的开启和关断对开关电源输出侧电流进行整流；
其特征在于，所述同步整流控制方法包括如下步骤：
步骤一、实时检测所述同步整流开关管的漏源电压，所述同步整流开关管的漏源电压能够表示所述开关电源的输出电压信息，当检测到所述同步整流开关管的漏源电压为峰值时转到步骤二；
步骤二、从步骤一检测到所述同步整流开关管漏源电压的峰值时开始，经过设定的检测时间后将实时检测到的所述同步整流开关管的漏源电压与判断电压进行比较；
其中所述判断电压为将步骤一检测到的所述同步整流开关管漏源电压的峰值进行采样保持并乘以系数N后获得，系数N大于0且不大于1；
所述检测时间根据检测到的所述同步整流开关管的漏源电压进行设置，检测到所述同步整流开关管的漏源电压高则增加所述检测时间，检测到所述同步整流开关管的漏源电压低则减小所述检测时间；
步骤三、当满足所述同步整流开关管的漏源电压低于阈值电压，且步骤二的比较结果为经过设定的检测时间后所述同步整流开关管的漏源电压大于所述判断电压时，开启所述同步整流开关管，否则关断所述同步整流开关管。
2.根据权利要求1所述的自适应检测时间的同步整流控制方法，其特征在于，所述步骤二中所述检测时间的设定方法为：
a、检测所述开关电源的输出电压；
b、根据检测到的所述开关电源的输出电压和所述同步整流开关管的漏源电压计算所述开关电源的输入电压；
c、以计算得到的所述开关电源的输入电压为依据设定所述检测时间，计算出所述开关电源的输入电压高时增加所述检测时间，计算出所述开关电源的输入电压低时减小所述检测时间。
3.根据权利要求1或2所述的自适应检测时间的同步整流控制方法，其特征在于，所述系数N小于1。
4.根据权利要求1或2所述的自适应检测时间的同步整流控制方法，其特征在于，根据所述开关电源次级续流时所述同步整流开关管的漏源电压设置所述阈值电压。
5.一种自适应检测时间的同步整流控制电路，用于产生同步整流开关管的栅极驱动信号控制所述开关电源中同步整流开关管的开启和关断，从而对所述开关电源输出侧电流进行整流；
其特征在于，所述同步整流控制电路包括峰值检测模块、定时器、自适应时间设置模块、采样模块、第一比较器、第二比较器和与门；
所述峰值检测模块用于检测所述同步整流开关管的漏源电压，当检测到所述同步整流开关管的漏源电压的峰值时产生有效的峰值更新信号；
所述采样模块用于在所述峰值更新信号的控制下对所述同步整流开关管的漏源电压进行采样保持，获得所述同步整流开关管漏源电压的峰值电压；
所述定时器在所述峰值更新信号的控制下开始计时，在复位信号和自适应时间设置模块的控制下停止计时；
所述自适应时间设置模块根据所述同步整流开关管的漏源电压调整所述定时器的计时时间，当所述自适应时间设置模块检测到所述同步整流开关管的漏源电压高时增加所述定时器的计时时间，当所述自适应时间设置模块检测到所述同步整流开关管的漏源电压低时减小所述定时器的计时时间；
所述定时器每次计时停止时产生所述第一比较器的使能信号；
所述第一比较器的第一输入端连接所述同步整流开关管的漏源电压，其第二输入端连接所述采样模块的输出信号；
所述第二比较器的第一输入端连接所述同步整流开关管的漏源电压，其第二输入端连接阈值电压；
所述与门的两个输入信号分别为所述第一比较器的输出信号和第二比较器的输出信号，其输出端产生所述同步整流开关管的栅极驱动信号；
当所述第一比较器比较出所述同步整流开关管的漏源电压大于所述采样模块的输出信号，且所述第二比较器比较出所述同步整流开关管的漏源电压小于所述阈值电压时，所述与门输出有效的所述同步整流开关管的栅极驱动信号开启所述同步整流开关管。
6.根据权利要求5所述的自适应检测时间的同步整流控制电路，其特征在于，所述自适应时间设置模块还用于检测所述开关电源的输出电压，并根据检测到的所述开关电源的输出电压和所述同步整流开关管的漏源电压计算所述开关电源的输入电压，根据计算得到的所述开关电源的输入电压调整所述定时器的计时时间，当计算得到的所述开关电源的输入电压高时增加所述定时器的计时时间，当计算得到的所述开关电源的输入电压低时减小所述定时器的计时时间。
7.根据权利要求5所述的自适应检测时间的同步整流控制电路，其特征在于，所述自适应时间设置模块包括运算放大器、比较器、第一NMOS管、第二NMOS管、第一PMOS管、第二PMOS管、第一电阻、第一电容和第一电流源，
运算放大器的正向输入端连接所述同步整流开关管漏源电压的峰值电压，其负向输入端连接第一NMOS管的源极并通过第一电阻后接地，其输出端连接第一NMOS管的栅极；
第一PMOS管的栅漏短接并连接第一NMOS管的漏极和第二PMOS管的栅极，其源极连接第二PMOS管的源极并连接电源电压；
第二NMOS管的栅极连接逻辑控制信号，其漏极连接第二PMOS管的漏极、比较器的负向输入端、第一电容的一端和第一电流源，其源极连接第一电容的另一端并接地；
比较器的正向输入端连接所述定时器复位信号的电压信号，其输出端产生所述第一比较器的使能信号。
8.根据权利要求5至7任一项所述的自适应检测时间的同步整流控制电路，其特征在于，所述同步整流开关管为NMOS管，在所述同步整流开关管的漏源电压大于所述采样模块的输出信号时所述第一比较器输出高电平，在所述同步整流开关管的漏源电压小于所述阈值电压时所述第二比较器输出高电平。
9.根据权利要求5至7任一项所述的自适应检测时间的同步整流控制电路，其特征在于，所述同步整流控制电路还包括SR触发器和或门，第一比较器的输出信号经过所述SR触发器后再作为所述与门的一个输入信号；
所述SR触发器的S输入端连接所述第一比较器的输出端，其R输入端连接所述或门的输出端，其输出端连接所述与门的一个输入端；
所述或门的第一输入端连接所述同步整流开关管的栅极驱动信号，其第二输入端连接所述峰值更新信号。
10.根据权利要求5至7任一项所述的自适应检测时间的同步整流控制电路，其特征在于，所述采样模块和第一比较器之间还设置有乘法器，所述采样模块的输出信号在所述乘法器中乘以系数N后再连接所述第一比较器的第二输入端，其中系数N大于0且小于1。
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Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10622902B2 (en) 2012-04-12 2020-04-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
US9595874B2 (en) 2012-04-12 2017-03-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
CN111146961B (zh) 2020-01-20 2022-04-12 昂宝电子（上海）有限公司 用于控制同步整流系统的控制电路及方法
CN111697838B (zh) 2020-05-29 2023-09-26 昂宝电子（上海）有限公司 同步整流控制电路、方法和开关电源系统
CN112865541B (zh) * 2021-01-22 2022-03-29 成都启臣微电子股份有限公司 同步整流控制器、同步整流系统及同步整流控制方法
CN113141117B (zh) * 2021-04-08 2022-05-31 昂宝电子（上海）有限公司 反激式开关电源及其同步整流控制器
CN113472209B (zh) * 2021-06-22 2023-02-17 深圳市必易微电子股份有限公司 同步整流控制电路以及控制方法和反激式电压变换系统
CN114301304B (zh) * 2022-01-05 2023-09-12 浙江大学 一种同步整流管的控制方法及控制电路、开关电源电路
CN114679072A (zh) * 2022-04-12 2022-06-28 电子科技大学 一种车用同步整流转速检测的直接频率跟踪方法
CN117155136B (zh) * 2023-10-27 2024-01-26 茂睿芯（深圳）科技有限公司 用于抑制整流管振铃误开通的同步整流控制电路和方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102231605A (zh) * 2011-06-30 2011-11-02 上海新进半导体制造有限公司 一种开关电源副边的同步整流控制电路及反激式开关电源
CN102882377A (zh) * 2012-09-20 2013-01-16 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种同步整流控制方法及其同步整流控制电路
CN103236795A (zh) * 2013-05-10 2013-08-07 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 同步整流控制电路以及方法
CN108631620A (zh) * 2018-05-15 2018-10-09 成都启臣微电子股份有限公司 一种具备轻载模式的同步整流控制器及同步整流系统

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7688602B2 (en) * 2008-04-29 2010-03-30 Infineon Technologies Austria Ag Synchronous rectifier control circuit and method
US7936575B2 (en) * 2008-06-24 2011-05-03 Infineon Technologies Austria Ag Synchronous rectifier control using load condition determination
JP6633863B2 (ja) * 2015-08-07 2020-01-22 ローム株式会社 絶縁同期整流型ｄｃ／ｄｃコンバータ、同期整流コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器、同期整流コントローラの制御方法
CN208971392U (zh) * 2017-12-15 2019-06-11 杰华特微电子（杭州）有限公司 反激式开关电源

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102231605A (zh) * 2011-06-30 2011-11-02 上海新进半导体制造有限公司 一种开关电源副边的同步整流控制电路及反激式开关电源
CN102882377A (zh) * 2012-09-20 2013-01-16 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种同步整流控制方法及其同步整流控制电路
CN103236795A (zh) * 2013-05-10 2013-08-07 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 同步整流控制电路以及方法
CN108631620A (zh) * 2018-05-15 2018-10-09 成都启臣微电子股份有限公司 一种具备轻载模式的同步整流控制器及同步整流系统

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