CN102882377A - 一种同步整流控制方法及其同步整流控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了应用于隔离式开关电源中的同步整流控制方法以及同步整流控制电路。依据本发明实施例的同步整流控制方法通过一基于同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压的斜坡电压的峰值来准确判断原边侧的主功率器件关断时刻，来及时开启所述同步整流器，尽可能的减小主功率器件的关断时刻和同步整流器的开通时刻之间的间隔时间，来减小功率损耗，保证获得最大的工作效率。

Description

一种同步整流控制方法及其同步整流控制电路

技术领域

本发明涉及半导体技术领域，具体涉及使用功率变压器的开关电源中的同步整流器的同步整流控制方法以及同步整流控制电路。

背景技术

常规的隔离式电源包括一个或多个原边开关，至少一个变压器和位于副边上的一个或者多个整流器。变压器用于提供相对较大的电压变换比，对输入源实行更可靠的短路保护，并实现满足安规要求的原边与副边间的隔离。整流器用于对变压器副边绕组的交流电压或者电流整流而产生输出负载所需的直流电压或者电流。常见的基于变压器的开关电源拓扑有反激式，正激式，推挽式，半桥，全桥变换器等类型。

为了减少整流器的导通损耗，可以用导通电阻相对较低的金属氧化物半导体（简称MOS）晶体管作为同步整流器。选择这种低导通电阻R_DSON的MOS晶体管，整流器的导通压降可以降至约0.1V以下。以这种方式，电源转换效率可大幅度提高。

参考图1A，100A所示为一反激式开关电源的原理框图。反激式变换器是具有由感应线圈组成的变压器的buck-boost变换器，因此既能实现隔离也可实现电压比值转换。在该实施例中，NMOS晶体管S₂作为同步整流器。S₂的漏极“D”接到变压器T1的副边绕组上，源极“S”接到输出地端。控制电路102用来驱动和控制栅极“G”。

在运行时，原边晶体管S₁和同步整流器S₂周期性的开启和关闭以用来调节输出电压V_out或者输出电流,从而达到输出恒定电压或者恒定电流的要求。当原边晶体管S₁关断时，位于变压器T1的副边侧的同步整流器S₂开通；当副边绕组电流I_S衰减为约0mA或原边晶体管S₁再次被开通时，同步整流器S₂关断。

理想状况下，同步整流器的开通和关断由漏极电流或漏源电压决定。例如，如果用N型MOS晶体管作为同步整流器，当漏源电压变负时或电流开始从源极流向漏极时，MOS晶体管被开通。当漏源电压为正或电流开始从漏极流向源极时，MOS晶体管被关断。然而，在某些情况下，很难精确控制开通和关断时间，原因可能是：（1）实际中用来检测电压或电流零交叉点的比较器有输入失调和速度有限的问题；（2）从比较器输出到驱动级输出，以及从MOS晶体管栅极端的电压改变到MOS晶体管的实际开通/关断存在固有的延时；（3）MOS晶体管封装内和印刷电路板（PCB）上的寄生电感和寄生电容使检测信号失真。为了尽量减少导通损耗，选择导通电阻R_DSON低的MOS晶体管可以尽可能减小导通损耗，但是同时较低的导通电阻的MOS晶体管也会使得解决精确控制开通和关断时间的问题更加困难。

参考图1B，100B所示为图1A所示的反激式开关电源的同步整流器S₂的工作波形图。由于电路结构固有的延时，使得同步整流器S₂延时开通，如图所示的由t₁时刻延时至t₂时刻。或者，在实际应用中，通常需要一RC滤波电路对漏源电压V_DS进行滤波整理后，再进行漏源电压V_DS的检测以来判断何时开通同步整流器。但是采用这种检测方法，RC滤波电路固有的延时，进一步的增加了同步整流器S₂的延时开通。如图1B中以虚线所示的部分波形，同步整流器S₂的开通时刻由t₁时刻延时至t₃时刻，导致功率损耗增加。另外，如波形100B所示，在原边晶体管S₁关断后，同步整流器S₂的漏源电压V_DS快速下降，然后振荡，为了避免在振荡时间区间内的同步整流器的频繁关断和导通，通常设置一最小导通时间来屏蔽该段振荡时间区间，以避免时序混乱，以及维持轻载时对负载的调节，保证同步整流器的正常工作。但是，也由于最小导通时间的存在，如果在轻载状态时，原边晶体管S₁的导通时间较短，原边电流峰值较小，因此，在最小导通时间内（如时刻t₄）副边电流已经下降至零，在剩余的导通时间内，副边电流由零值继续下降，直至最小导通时间结束（如时刻t₅）。负电流将会引起同步整流器S₂的漏源电压V_DS的剧烈变化，并且需要较长的时间才能进入稳定状态。可见，现有的同步整流控制方法不仅延迟了导通时间，造成了功率损耗，并且，无法规避在轻载时，由最小导通时间引起的负电流问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种新型的同步整流控制电路和同步整流控制方法，以解决现有技术中，功率损耗大，效率低，同步整流器的开关时间控制不精确的问题以及轻载状态时的负电流问题。

为实现上述目的，依据本发明一实施例的应用于一隔离式开关电源中的同步整流控制方法包括：

接收所述隔离式开关电源中的同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压；

根据接收到的所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压产生一斜坡电压；

监测所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压的变化趋势，判断所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压是否开始下降；

当所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压处于上升状态时，所述斜坡电压持续上升；

当所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压开始下降时，判断所述斜坡电压是否大于一电压阈值；所述电压阈值与表征所述同步整流器的最小导通时间相匹配；

当所述斜坡电压小于所述电压阈值时，减小所述斜坡电压，控制所述同步整流器处于关断状态；

当所述斜坡电压大于所述电压阈值，减小所述斜坡电压，并且控制所述同步整流器导通。

其中，所述斜坡电压的产生方法包括：

产生一与所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压相关的充电电流；

利用所述充电电流对一电容进行充电，所述电容两端的电压作为所述斜坡电压。

而所述充电电流与所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压成正比例关系，或者与所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压和所述隔离式开关电源的输出电压的差值成正比例关系。

所述电压阈值与所述隔离式开关电源的输出电压、所述同步整流器的最小导通时间成正比例关系，与所述电容的电容值成反比例关系。

所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压的变化趋势的监测包括以下步骤：

采样并保持所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压；

当通过保持操作得到的所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压大于当前采样得到的所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压时，判定此刻所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压处于开始下降状态。

所述的同步整流控制方法还包括：

当检测到所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压开始下降时，产生一具有固定时间的跌落信号；

所述跌落信号控制所述电容进行放电，从而所述斜坡电压快速下降至零。

另外，所述的同步整流控制方法，还包括在所述同步整流器导通一定时间后，根据一关断信号来关断所述同步整流器。

依据本发明一实施例的应用于一隔离式开关电源中的一种同步整流控制电路，包括，一电压判断电路，一斜坡电压发生电路和一导通信号发生电路；其中，

所述电压判断电路接收所述隔离式开关电源中的同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压；

当监测到所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压开始下降的时刻，产生一跌落信号；

所述斜坡电压发生电路与所述电压判断电路连接，当所述电压判断电路没有产生所述跌落信号时，所述斜坡电压发生电路根据所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压产生一持续上升的斜坡电压；当所述电压判断电路产生所述跌落信号时，减小所述斜坡电压；

所述导通信号发生电路接收所述斜坡电压、一电压阈值以及所述电压判断电路的输出信号；其中，所述电压阈值与所述同步整流器的最小导通时间相匹配；

当所述斜坡电压大于所述电压阈值时，并且，所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压开始下降时，所述导通信号发生电路产生一导通信号，以来导通所述同步整流器。

所述的同步整流控制电路还包括一逻辑电路，所述逻辑电路分别接收所述导通信号和一关断信号，以产生一定的控制信号来控制所述同步整流器的工作状态。

所述电压判断电路包括一采样和保持电路、一第一比较器以及一单脉冲发生电路，其中，

所述采样和保持电路接收所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压；

所述第一比较器的两个输入端分别接收所述采样和保持电路的输出信号和所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压；

所述单脉冲发生电路接收所述第一比较器的输出端的输出信号；

当所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压开始下降时，，所述第一比较器的输出端的输出信号为有效状态，所述单脉冲发生电路根据接收到所述第一比较器的输出端的输出信号产生所述跌落信号。

所述跌落信号发生电路包括一单脉冲信号发生电路。

所述斜坡电压发生电路包括一电流发生电路，一电容以及一控制开关；其中，

所述电流发生电路用以根据所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压产生一充电电流；

所述电容与所述电流发生电路串联连接，所述电容两端的电压作为所述斜坡电压；

所述控制开关与所述电容并联连接；并且，所述控制开关的开关状态由所述电压判断电路的输出信号进行控制；

当所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压不处于下降状态时，所述控制开关处于关断状态，所述充电电流对电容进行充电，所述斜坡电压持续上升；

当所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压开始下降时，所述控制开关处于导通状态，所述斜坡电压减小至零。

所述充电电流与所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压成正比例关系，或者与所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压和所述隔离式开关电源的输出电压的差值成正比例关系。

所述电压阈值与所述隔离式开关电源的输出电压、所述同步整流器的最小导通时间成正比例关系，与所述电容的电容值成反比例关系。

所述导通信号发生电路包括第二比较器和一与门；其中，

所述第二比较器的两个输入端分别接收所述斜坡电压和所述电压阈值；

所述与门两个输入端分别接收所述电压判断电路的输出信号和所述第二比较器的输出端的输出信号。

依据本发明实施例的同步整流控制方法和同步整流控制电路在隔离式开关电源的原边侧的主功率器件关断后，即同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压开始下降时刻，立刻开通副边侧的同步整流器，尽可能的减小主功率器件的关断时刻和同步整流器的开通时刻之间的间隔时间，来减小功率损耗，保证获得最大的工作效率。

另一方面，依据本发明实施例的同步整流控制方法和同步整流控制电路在轻载状态时，在最小导通时间内保证同步整流器不开通，避免了可能会出现的负电流，进一步提高了工作效率，以及系统稳定性。

附图说明

图1A所示为采用现有技术的反激式变换器的原理框图；

图1B所示为图1A所示的反激式变换器的同步整流器的工作波形图；

图2所示为依据本发明一实施例的同步整流控制方法的流程图；

图3所示为图2所示的依据本发明实施例的同步整流控制方法的工作波形图；

图4所示为依据本发明一实施例的同步整流控制电路的原理框图；

图5所示为依据本发明另一实施例的同步整流控制电路的原理框图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的几个优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。

参考图2，所示为依据本发明一实施例的应用于一隔离式开关电源中的同步整流控制方法的流程图。在该实施例中，所述同步整流控制方法包括以下步骤：

S201：接收所述隔离式开关电源中的同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压；

S202：根据接收到的所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压产生一斜坡电压；

S203：监测所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压的变化趋势，判断所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压是否开始下降；

S204：当所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压处于上升状态时，重复步骤S202，所述斜坡电压持续上升；

S205：当所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压开始下降时，判断所述斜坡电压是否大于一电压阈值；所述电压阈值表征与所述同步整流器的最小导通时间相匹配；

S206：当所述斜坡电压小于所述电压阈值时，减小所述斜坡电压，控制所述同步整流器处于关断状态；

S207：当所述斜坡电压大于所述电压阈值，减小所述斜坡电压，并且控制所述同步整流器导通。

在所述同步整流器导通一定时间后，关断所述同步整流器，然后再次重复步骤S201至步骤S207，从而准确控制所述同步整流器的导通和关断状态，获得较好的工作效率。

上述图2所示的依据本发明实施例的同步整流控制方法，通过对同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压的实时监测，能够准确判断隔离式开关电源的原边功率器件的关断时刻，从而在原边功率器件关断后，立刻开通位于副边侧的同步整流器，尽可能的减小主功率器件的关断时刻和同步整流器的开通时刻之间的间隔时间，来减小功率损耗，保证获得最大的工作效率。

另一方面，通过一能够表征原边功率器件导通时间的斜坡电压与一表征同步整流器的最小导通时间的电压阈值之间的比较，实现了在最小导通时间内保证同步整流器不开通，避免了可能会出现的负电流，进一步提高了工作效率，以及系统稳定性。

其中，所述斜坡电压的产生方法包括以下步骤：

产生一与所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压相关的充电电流；

利用所述充电电流对一电容进行充电，所述电容两端的电压作为所述斜坡电压。

进一步的，所述斜坡电压的产生方法还包括：

当检测到所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压开始下降时，产生一具有所述固定时间的单脉冲信号；

所述单脉冲信号控制所述电容进行放电，从而所述斜坡电压快速下降至零。

在一实施例中，所述充电电流与所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压成正比例关系。

在另一实施例中，所述充电电流与所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压和所述隔离式开关电源的输出电压的差值成正比例关系。

在此情况下，所述电压阈值与所述隔离式开关电源的输出电压、所述同步整流器的最小导通时间成正比例关系，与所述电容的电容值成反比例关系。

其中，所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压的变化趋势的监测包括以下步骤：

采样并保持所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压；

当通过保持操作得到的所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压大于当前采样得到的所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压时，判定此刻所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压处于开始下降状态。

依据本发明实施例的上述同步整流控制方法中，同步整流器可以为不同的功率器件，例如N型MOS晶体管，P型MOS晶体管或者双极结型晶体管（BJT）等。具体的，当同步整流器选择为N型MOS晶体管时，第一功率端对应为N型MOS晶体管的漏极，第二功率端对应为N型MOS晶体管的源极，控制端对应为N型MOS晶体管的栅极；所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压对应为N型MOS晶体管的漏源电压。并且，依据本发明实施例的上述同步整流控制方法可以适用于任何基于变压器的隔离式开关电源的同步整流器。

以下以同步整流器为N型MOS晶体管，以及隔离式开关电源为反激式开关电源为例，来详细说明隔离式开关电源的同步整流控制方法。参考图3，所示为图2所示的依据本发明实施例的应用于隔离式开关电源中的同步整流控制方法的工作波形图。其中，

波形301表示同步整流器的漏源电压V_DS；

波形302的实线部分表示隔离式开关电源的副边绕组上的电感电流i_LS；对应的虚线部分表示原边绕组上的电感电流；

波形303表示斜坡电压V_ramp；

波形304表示单脉冲信号V_pulse；

波形305表示同步整流器的导通信号S_on；

波形306表示同步整流器的控制信号V_ctrl。

从波形301可以看出，由于在同步整流器和原边功率器件均处于关断状态的时间区间内，隔离式开关电源的原边绕组的电感和原边功率器件的输出电容可能会发生谐振，同步整流器的漏源电压表现为类似正弦波形状。因此，在谐振时间区间内，漏源电压会出现多次下降状态，如图示的时刻t₁，t₂，t₄，t₆和t₉。因此，为了获得较高的工作效率，希望在原边功率器件关断后立刻开通副边侧的同步整流器（如时刻t₄和时刻t₉）。

因此，本发明的实施例采用了一种新型的同步整流控制方法，仅通过对同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压的检测，获得精确的同步整流器的开通时刻，避免同步整流器的误开通。

具体同步整流控制原理如下：

在同步整流器关断后，接收同步整流器的漏源电压V_DS，以根据所述漏源电压V_DS生成一斜坡电压V_ramp；

监测漏源电压V_DS的变化趋势；并将斜坡电压V_ramp与一电压阈值V_th进行比较；

这里，电压阈值V_th根据所述同步整流器的最小导通时间进行设置。

由于谐振阶段的正弦波的时间区间（时刻t₀至时刻t₂或者时刻t₅至时刻t₆）很短，并且，该时间区间内的漏源电压V_DS的平均数值相对较小一些，因此斜坡电压V_ramp的峰值较小，并不会达到电压阈值V_th。

相反，在经过谐振阶段后，进入主功率晶体管的导通时间区间（时刻t₃至时刻t₄）；由于时间区间（时刻t₂至时刻t₄）相对于谐振阶段的正弦波的时间区间要长一些，并且此时间区间内的漏源电压V_DS的平均数值也相对较大一些，因此，在漏源电压V_DS刚开始下降的一较短的时间区间内，斜坡电压V_ramp的峰值已经达到电压阈值V_th，此时产生一导通信号S_on（如波形305所示）来导通同步整流器，同时将斜坡电压V_ramp快速减小至零。

其中，所述斜坡电压的产生可以采用电容充电的方法获得。具体的，根据所述漏源电压V_DS产生一成比例的充电电流；利用所述充电电流对一电容进行充电；在所述漏源电压V_DS上升时间区间内，所述电容两端的电压由零值持续上升，以作为所述斜坡电压V_ramp。

在所述漏源电压V_DS开始下降的时刻，生成一单脉冲信号（如波形304所示）；然后，利用所述单脉冲信号控制所述电容在此时刻进行放电操作，因此，斜坡电压V_ramp快速下降至零值。

在经过一定的导通时间后，关断所述同步整流器。同步整流器的关断信号可以通过任何合适形式的关断信号控制方法获得。例如，当漏源电压到达一预设负值时，关断同步整流器。在该实施例中，在时刻t₃至时刻t₄，原边功率器件导通，原边绕组的电感电流持续上升；在时刻t₄至时刻t₅，同步整流器导通，副边绕组的电流由最大值持续下降，波形图如图302所示。

其中，电压阈值V_th可以根据所述隔离式开关电源的拓扑结构和所述电容的电容值进行设置。以下以反激式拓扑结构为例，详细说明依据一实施例的电压阈值的设置方法。

根据反激式拓扑结构的特性，我们可以推导出：

$N\×I_P=N\×\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_P}\×T_{\mathrm{ON}\_P}=I_S=\frac{V_{\mathrm{out}}}{L_S}\×T_{\mathrm{ON}\_S}---\left(1\right)$

其中，N表示反激式开关电源的变压器的原边绕组和副边绕组的匝数比；I_P表示原边绕组的峰值电流；V_in表示反激式开关电源的输入电压；L_P表示原边绕组的电感值；T_{ON_P}表示位于变压器的原边侧的原边功率器件的导通时间；I_S表示副边绕组的峰值电流；V_out表示反激式开关电源的输出电压；L_S表示副边绕组的电感值；T_{ON_S}表示位于变压器的副边侧的同步整流器的导通时间。

由公式（1）可以推导出：

$T_{\mathrm{ON}\_P}=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}\×\frac{L_P}{L_S}\×\frac{1}{N}\×T_{\mathrm{ON}\_S}=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}\×N\×T_{\mathrm{ON}\_S}---\left(2\right)$

由于变压器的原边绕组的电感值L_P与副边绕组的电感值L_S之间的比值为匝数比的平方（N²），因此可以得出公式（2）中的关系式。

相应的，从公式（2）可以推导出：

$V_{\mathrm{out}}\×T_{\mathrm{ON}\_S}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{N}\×T_{\mathrm{ON}\_P}---\left(3\right)$

由于同步整流器的漏源电压V_DS、输入电压V_in和输出电压V_out之间的关系如下式（4）所示：

$V_{\mathrm{DS}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{N}+V_{\mathrm{out}}---\left(4\right)$

将公式（4）带入公式（3）中，可以得到以下公式（5）：

V_out×T_{ON_S}=(V_DS-V_out)×T_{ON_P}          （5）

将数值(V_DS-V_out)用一成正比例的一充电电流替换，公式（5）可以变换为：

V_out×T_{ON_S}=k×I_CHG×T_{ON_P}             （6）

其中，k表示比例系数，I_CHG表示充电电流的数值。

在原边功率器件的导通时间内，利用该充电电流对一电容充电，以生成一斜坡电压，所述斜坡电压的数值如下公式（7）所示：

$V_{\mathrm{CHG}}=\frac{I_{\mathrm{CHG}}\×t_{\mathrm{CHG}}}{C_{\mathrm{CHG}}}---\left(7\right)$

其中，V_CHG表示斜坡电压的数值，I_CHG表示充电电流的数值，t_CHG表示充电时间。

根据漏源电压的特性（如图3所示），充电时间为漏源电压的前一下降时刻至后一下降时刻（如时刻t₂至时刻t₄，或者时刻t₇至时刻t₉）。对应的，在漏源电压的谐振时间区间（时刻t₅至时刻t₆）内，由于漏源电压数值较小，并且持续时间也较短，因此，斜坡电压的峰值较小。而在时刻t₇至时刻t₉的时间区间内（包括原边功率器件的导通时间区间，从时刻t₈至时刻t₉），由于漏源电压数值较大，因此，斜坡电压的峰值较大。

根据上述斜坡电压的特性，如果原边功率器件的导通时间较短，则原边电流峰值较小，如果此时导通同步整流器，可能会产生由同步整流器的最小导通时间引起的负电流。如果在这种情况时，能够不导通同步整流器，而仅通过同步整流器的寄生二极管进行续流（从时刻t₄至时刻t₅），则避免了负电流的产生。

因此，依据本发明实施例的同步整流控制方法根据同步整流器的最小导通时间设置所述对应的电压阈值。如果斜坡电压小于该电压阈值，则表征原边功率器件导通时间过短，原边电流峰值过小；只有当斜坡电压大于该电压阈值时，才可能导通同步整流器，从而避免可能产生的负电流。

因此，由公式（6）可以相应的推导出以下公式（8）：

V_out×T_{ON_S_min}=k×I_CHG×T_{ON_P_min}          （8）

其中，T_{ON_S_min}表示同步整流器的最小导通时间，T_{ON_P_min}表示原边功率器件的最小导通时间。

根据电容自身的充放电特性,

公式（8）可以变换为：

V_out×T_{ON_S_min}=C_CHG×V_th         （9）

其中，C_CHG表示电容的电容值，V_th表示所述电压阈值。

从以上基于反激式开关电源的分析可知，所述电压阈值V_th与反激式开关电源的输出电压V_out成正比例关系，与所述同步整流器的最小导通时间T_{ON_S_min}成正比例关系，并与所述电容的电容值C_CHG成反比例关系。

反之，当原边功率器件的导通时间（时刻t₃至时刻t₄）过短时，如波形303所示，斜坡电压V_ramp的峰值小于电压阈值V_th，则在此种情况下，控制同步整流器不导通，而是通过同步整流器自身的寄生二极管进行续流，从而避免了轻载时可能出现的负电流。

可见，依据本发明实施例的同步整流控制方法，通过一与同步整流器关断状态时自身的漏源电压V_DS信息相关的斜坡电压的峰值表征了漏源电压的数值以及状态信息，例如谐振状态或者原边功率器件的导通状态，然后与由隔离式开关电源的电路参数确定的开通状态的电压阈值进行比较，当斜坡电压的峰值达到所述电压阈值，并且漏源电压处于开始下降状态时，导通同步整流器，实现了最快速的同步整流器的导通控制。同时，在一段时间区间后，将斜坡电压减小至零，避免在谐振状态时，可能引起的时序混乱，提高系统的可靠性。另一方面，通过与同步整流器的最小导通时间对应的电压阈值的设置，保证当原边功率器件导通时间过短时，不开通同步整流器，从而避免了可能出现的负电流。

对于输入电压变化幅度不大的应用场合，我们也可以近似仅仅以与漏源电压成比例的电流来作为所述充电电流来给电容充电。原边功率器件的最小导通时间T_{ON_P_min}可以近似看作同步整流器的最小关断时间T_{OFF_S_min}。从以上公式（3）和公式（5），V_out×T_{OFF_S_min}可以近似作为一直流偏置量。其中，同步整流器的最小关断时间可以通过以下公式（10）获得：

$T_{\mathrm{OFF}\_S\_\min }=\frac{V_{\mathrm{out}}\×T_{\mathrm{ON}\_S\_\min }\×N}{V_{\mathrm{in}}}---\left(10\right)$

公式（6）可以变换为：

V_out×T_{ON_S_min}=k×I_CHG×T_{OFF_S_min}-V_out×T_{OFF_S_min}    （11）

即：

V_out×T_{ON_S_min}=C_CHG×V_th-V_out×T_{OFF_S_min}              （12）

从而，可以根据同步整流器的最小导通时间得出电压阈值V_th。

以上以反激式拓扑结构为例详细说明了电压阈值的设置方法，其他拓扑结构的隔离式开关电源的设置方法与之类似，本领域技术人员可以根据拓扑结构的特性相应的进行设置。

参考图4，所示为依据本发明一实施例的应用于隔离式开关电源中的同步整流控制电路的原理框图。在该实施例中，同步整流控制电路400包括电压判断电路401，斜坡电压发生电路402，导通信号发生电路403。这里，以同步整流器（晶体管S₂）为N型MOS晶体管为例，其中，

电压判断电路401接收漏源电压V_DS（同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压），并对漏源电压V_DS的变化趋势进行判断；当监测到漏源电压V_DS开始下降的时刻，产生一跌落信号S_drop。

斜坡电压发生电路402接收漏源电压V_DS和跌落信号S_drop，用以根据漏源电压V_DS生成一持续上升的斜坡电压V_ramp，斜坡电压V_ramp的峰值与漏源电压V_DS和上升时间成正比例关系；当跌落信号S_drop处于有效状态时，斜坡电压V_ramp下降至零。

导通信号发生电路403接收斜坡电压V_ramp、一电压阈值V_th以及跌落信号S_drop；

当斜坡电压V_ramp小于电压阈值V_th时，以及漏源电压V_DS开始下降时，在此时刻跌落信号S_drop有效，将斜坡电压V_ramp减小至零；

反之，当斜坡电压V_ramp大于电压阈值V_th时，并且跌落信号S_drop有效时，导通信号发生电路403的输出信号作为导通信号S_on。电压阈值V_th根据隔离式开关电源的拓扑结构以及电路参数进行相应设置。其工作原理和工作波形图如上述对图3的说明，在此不再进行赘述。

进一步的，图示的同步整流控制电路400还可以进一步包括逻辑电路404，其分别接收导通信号S_on和关断信号S_off，以产生一定的控制信号V_ctrl来控制同步整流器的工作状态。当导通信号S_on有效时，控制信号V_ctrl导通同步整流器；在经过一定的导通时间后，关断信号S_off变为有效，控制信号V_ctrl关断同步整流器。同步整流器的关断信号可以通过任何合适形式的关断信号控制方法获得。例如，当漏源电压变为正或电流开始从漏极流向源极时，关断信号变S_off为有效状态。

参考图5，所示为依据本发明另一实施例的应用于隔离式开关电源中的同步整流控制电路的原理框图。在该实施例中，详细叙述了同步整流控制电路中的电压判断电路，斜坡电压发生电路、导通信号发生电路以及逻辑电路的一种具体实施方式。

详细的，电压判断电路包括采样和保持电路501、第一比较器502以及单脉冲发生电路503。

其中，采样和保持电路501的输入端接收漏源电压V_DS（同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压），输出端连接至第一比较器502的同相输入端，第一比较器502的反相输入端接收漏源电压V_DS；第一比较器502的输出端连接至单脉冲发生电路503的输入端。

斜坡电压发生电路包括串联连接的压控电流源505和电容506，以及与电容506并联连接的开关504。其中，压控电流源505接收漏源电压V_DS和输出电压V_out的差值，以产生与漏源电压V_DS和输出电压V_out的差值成正比例关系的充电电流；压控电流源505和电容506的公共连接点上的电压作为斜坡电压V_ramp。开关504的开关状态由电压判断电路的输出信号进行控制。

导通信号发生电路包括第二比较器507和与门508，第二比较器507的同相输入端连接至压控电流源505和电容506之间的公共连接点，以接收斜坡电压V_ramp，反相输入端接收电压阈值V_th。与门508的两个输入端分别接收电压判断电路的输出信号和第二比较器507的输出端的输出信号。

在工作过程中，同步整流器关断后，在漏源电压V_DS的上升阶段，采样和保持电路501的输出端的输出信号小于实时采样的漏源电压V_DS，第一比较器502的输出端的输出信号为低电平。开关504维持为断开状态，压控电流源505持续对电容506进行充电，压控电流源505和电容506的公共连接点上的斜坡电压V_ramp持续上升。

当斜坡电压V_ramp小于电压阈值V_th时，第二比较器508的输出端的输出信号为低电平。此时，同步整流器维持关断状态。当漏源电压V_DS开始下降时，采样和保持电路501的输出端的输出信号大于实时采样的漏源电压V_DS，第一比较器502的输出端的输出信号变为高电平。此时刻单脉冲发生电路503接收第一比较器502的输出端的输出信号，从而产生一单脉冲信号的跌落信号S_drop，来控制开关管504闭合，从而斜坡电压V_ramp快速下降至零值。

而当斜坡电压V_ramp大于电压阈值V_th，并且跌落信号S_drop有效时，第二比较器507的输出端的输出信号变为高电平，从而控制同步整流器导通。

具体的，逻辑电路可以包括一RS触发器509，其置位端S接收第二比较器507的输出端的输出信号，复位端R接收关断信号，输出端Q的输出信号作为同步整流器的控制信号V_ctrl。

以上详细描述了依据本发明一实施例的同步整流控制电路的具体实现方式，基于本发明的基本思想，同步整流控制电路的电路结构也可以采用其他的合适的能够实现本发明的功能电路的替代电路结构，例如，采样和保持电路的具体实现方式，电流源的实现方式以及电压阈值的设置方式等。

依据本发明实施例的上述同步整流控制方法和同步整流控制电路中，同步整流器可以为不同的功率器件，例如N型MOS晶体管，P型MOS晶体管或者双极结型晶体管（BJT）等。隔离式开关电源的拓扑结构可以为正激式、反激式、半桥或者全桥等变换器。

还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (17)

1.一种同步整流控制方法，应用于一隔离式开关电源中，其特征在于，包括：

接收所述隔离式开关电源中的同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压；

根据接收到的所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压产生一斜坡电压；

监测所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压的变化趋势，判断所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压是否开始下降；

当所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压处于上升状态时，所述斜坡电压持续上升；

当所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压开始下降时，判断所述斜坡电压是否大于一电压阈值；所述电压阈值与表征所述同步整流器的最小导通时间相匹配；

当所述斜坡电压小于所述电压阈值时，减小所述斜坡电压，控制所述同步整流器处于关断状态；

当所述斜坡电压大于所述电压阈值，减小所述斜坡电压，并且控制所述同步整流器导通。

2.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述斜坡电压的产生方法包括以下步骤：

产生一与所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压相关的充电电流；

利用所述充电电流对一电容进行充电，所述电容两端的电压作为所述斜坡电压。

3.根据权利要求2所述的同步整流控制方法，其特征在于，还包括：

当检测到所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压开始下降时，产生一具有固定时间的跌落信号；

所述跌落信号控制所述电容进行放电，从而所述斜坡电压快速下降至零。

4.根据权利要求2所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述充电电流与所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压成正比例关系。

5.根据权利要求2所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述充电电流与所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压和所述隔离式开关电源的输出电压的差值成正比例关系。

6.根据权利要求5所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述电压阈值与所述隔离式开关电源的输出电压、所述同步整流器的最小导通时间成正比例关系，与所述电容的电容值成反比例关系。

7.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其特征在于，所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压的变化趋势的监测包括以下步骤：

采样并保持所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压；

当通过保持操作得到的所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压大于当前采样得到的所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压时，判定此刻所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压处于开始下降状态。

8.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其特征在于，还包括在所述同步整流器导通一定时间后，根据一关断信号来关断所述同步整流器。

9.一种同步整流控制电路，应用于一隔离式开关电源中，其特征在于，包括，一电压判断电路，一斜坡电压发生电路和一导通信号发生电路；其中，

所述电压判断电路接收所述隔离式开关电源中的同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压；

当监测到所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压开始下降的时刻，产生一跌落信号；

所述斜坡电压发生电路与所述电压判断电路连接，当所述电压判断电路没有产生所述跌落信号时，所述斜坡电压发生电路根据所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压产生一持续上升的斜坡电压；当所述电压判断电路产生所述跌落信号时，减小所述斜坡电压；

所述导通信号发生电路接收所述斜坡电压、一电压阈值以及所述电压判断电路的输出信号；其中，所述电压阈值与所述同步整流器的最小导通时间相匹配；

当所述斜坡电压大于所述电压阈值时，并且，所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压开始下降时，所述导通信号发生电路产生一导通信号，以来导通所述同步整流器。

10.根据权利要求9所述的同步整流控制电路，其特征在于，还包括一逻辑电路，所述逻辑电路分别接收所述导通信号和一关断信号，以产生一定的控制信号来控制所述同步整流器的工作状态。

11.根据权利要求9所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述电压判断电路包括一采样和保持电路、一第一比较器以及一单脉冲发生电路，其中，

所述采样和保持电路接收所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压；

所述第一比较器的两个输入端分别接收所述采样和保持电路的输出信号和所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压；

所述单脉冲发生电路接收所述第一比较器的输出端的输出信号；

当所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压开始下降时，，所述第一比较器的输出端的输出信号为有效状态，所述单脉冲发生电路根据接收到所述第一比较器的输出端的输出信号产生所述跌落信号。

12.根据权利要求11所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述跌落信号发生电路包括一单脉冲信号发生电路。

13.根据权利要求9所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述斜坡电压发生电路包括一电流发生电路，一电容以及一控制开关；其中，

所述电流发生电路用以根据所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压产生一充电电流；

所述电容与所述电流发生电路串联连接，所述电容两端的电压作为所述斜坡电压；

所述控制开关与所述电容并联连接；并且，所述控制开关的开关状态由所述电压判断电路的输出信号进行控制；

当所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压不处于下降状态时，所述控制开关处于关断状态，所述充电电流对电容进行充电，所述斜坡电压持续上升；

当所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压开始下降时，所述控制开关处于导通状态，所述斜坡电压减小至零。

14.根据权利要求13所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述充电电流与所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压成正比例关系。

15.根据权利要求13所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述充电电流与所述同步整流器的第一功率端和第二功率端之间的电压和所述隔离式开关电源的输出电压的差值成正比例关系。

16.根据权利要求15所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述电压阈值与所述隔离式开关电源的输出电压、所述同步整流器的最小导通时间成正比例关系，与所述电容的电容值成反比例关系。

17.根据权利要求9所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述导通信号发生电路包括第二比较器和一与门；其中，

所述第二比较器的两个输入端分别接收所述斜坡电压和所述电压阈值；

所述与门两个输入端分别接收所述电压判断电路的输出信号和所述第二比较器的输出端的输出信号。

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