CN112054659A - 零电压导通反激电路及其控制方法和控制电路 - Google Patents

零电压导通反激电路及其控制方法和控制电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种零电压导通反激电路及其控制方法和控制电路，一种用于零电压导通反激电路的控制方法，所述零电压导通反激电路包括主开关管、第二开关管、变压器的原边绕组、副边绕组和辅助绕组，所述第二开关管和辅助绕组或副边绕组连接，处于临界导通模式时，第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得主开关管漏极电压可以振荡到接近零电压。

Description

零电压导通反激电路及其控制方法和控制电路
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种零电压导通反激电路及其控制方法和控制电路。
背景技术
传统反激变换器，原边主开关管是硬开通，开通损耗大。随着适配器对小体积，高功率密度要求越来越高，需要提高开关频率，但是会进一步增加开通损耗，从而传统硬开关反激变换器在此应用中受到了限制。
针对以上问题，业界推出了零电压导通ZVS(zero voltage switching)反激变换器，在原边主开关管开通前，通过额外开通一下辅助开关管(辅助绕组侧辅助开关管或原边功率管上管)或副边同步整流管，产生一定大小的负向励磁电流，然后关断辅助管或同步整流管，负向励磁电流则将主开关管的Coss上的电压放电到零，然后主开关管导通，实现ZVS开通，优化了系统效率。
但是，现有的零电压导通技术，都是在主开关管开通前额外再打一个窄脉冲产生负向励磁电流，该方法会额外增加管子的开关损耗和驱动损耗，削弱了ZVS带来的好处。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种零电压导通反激电路及其控制方法和控制电路，用以解决现有技术中额外增加管子的开关损耗和驱动损耗的问题。
本发明提供一种用于零电压导通反激电路的控制方法，所述零电压导通反激电路包括主开关管、第二开关管、变压器的原边绕组、副边绕组和辅助绕组，所述第二开关管和辅助绕组或副边绕组连接，处于临界导通模式时，第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得主开关管漏极电压可以振荡到接近零电压。
作为可选，在断续模式时，第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得第二开关管在励磁电感电流接近零时关断。
作为可选，在断续导通模式时，从励磁电感电流处于断续时的第二开关管导通开始计时，当第二开关管导通时间为第一导通时间时，第二开关管关断，主开关管在漏源电压振荡到零电压附近时导通；当主开关管导通时间达到第三时间或者励磁电感电流达到第三电流阈值，则主开关管关断，当计时达到第二时间时，第二开关管导通，重新开始计时。
作为可选，当开关电路的每个开关周期处于临界导通模式或者连续导通模式，随着负载功率降低，进入打嗝模式，连续N个开关周期处于临界导通模式，接着一个开关周期处于断续导通模式，连续N个处于临界导通模式的开关周期加一个处于断续导通模式开关周期为打嗝周期；随着负载功率再降低，则每个开关周期都处于断续导通模式，其中，N为大于等于1的自然数。
作为可选，处于打嗝模式时，第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得主开关管漏极电压可以振荡到接近零电压；
或者在打嗝模式中，第N+1次主开关管导通后，第二开关管不导通。
本发明还提供一种用于零电压导通反激电路的控制电路，所述零电压导通反激电路包括主开关管、第二开关管、变压器的原边绕组、副边绕组和辅助绕组，所述第二开关管和辅助绕组或副边绕组连接，其特征在于：
所述控制电路包括第二开关管开关信号产生电路和主开关管漏极电压检测电路；所述第二开关管开关信号产生电路接收主开关管漏极电压检测电路的输出电压和主开关管的开关信号，并产生第二开关管开关信号；
处于临界导通模式时，所述第二开关管开关信号产生电路控制第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得主开关管漏极电压检测电路检测到主开关管漏极电压可以振荡到接近零电压。
作为可选，所述控制电路还包括励磁电感电流检测电路，所述第二开关管开关信号产生电路接收励磁电感电流检测电路的输出电压；
在断续模式时，所述第二开关管开关信号产生电路控制第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得第二开关管在所述励磁电感电流检测电路检测到励磁电感电流接近零时关断。
作为可选，在断续导通模式时，所述第二开关管开关信号产生电路从励磁电感电流处于断续时的第二开关管导通开始计时，当第二开关管导通时间为第一导通时间时，所述第二开关管开关信号产生电路控制第二开关管关断，主开关管在漏源电压振荡到零电压附近时导通；当主开关管导通时间达到第三时间或者励磁电感电流达到第三电流阈值，则主开关管关断，当计时达到第二时间时，第二开关管导通，重新开始计时。
作为可选，所述控制电路还包括功率检测电路和模式选择电路，所述模式选择电路接收所述功率检测电路的输出电压，所述第二开关开关信号产生电路接收所述模式选择电路的输出电压；
当开关电路的每个开关周期处于临界导通模式或者连续导通模式，所述功率检测电路检测反激电路的功率，随着负载功率降低，所述模式选择电路将工作模式切换成打嗝模式，连续N个开关周期处于临界导通模式，接着一个开关周期处于断续导通模式，连续N个处于临界导通模式的开关周期加一个处于断续导通模式开关周期为打嗝周期；随着负载功率再降低，所述模式选择电路将工作模式切换成则每个开关周期都处于断续导通模式，其中，N为大于等于1的自然数。
作为可选，处于打嗝模式时，所述第二开关开关信号产生电路控制第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得主开关管漏极电压检测电路检测到主开关管漏极电压可以振荡到接近零电压；
或者在打嗝模式中，第N+1次主开关管导通后，第二开关管不导通。
本发明还提供一种零电压导通反激电路。
采用本发明的电路结构和方法，与现有技术相比，具有以下优点：当第二开关管和辅助绕组连接时，在临界导通模式(BCM)下，励磁电感电流波形连续，减小了BCM下的导通损耗，优化了系统效率，同时主开关管和第二开关管互补导通，减小了第二开关管的二极管导通损耗。断续导通模式(DCM)下，在辅助绕组给电容充电时，也让第二开关管导通，也减小了第二开关管的二极管导通损耗；第二开关管和副边绕组连接时，无需额外增加驱动信号，同时实现了原副边驱动的互锁，优化了系统效率，提高了系统可靠性，防止原副边共通。
附图说明
图1为第二开关管和辅助绕组连接时的零电压导通反激电路的电路示意图；
图2为第二开关管和副边绕组连接时的零电压导通反激电路的电路示意图；
图3为零电压导通反激电路的控制电路的一种实施方式；
图4为零电压导通反激电路在临界导通模式下的主开关管开关信号LI、第二开关管开关信号HI、励磁电感电流iLM和主开关管漏极电压VSW的波形；
图5为零电压导通反激电路在一个实施例中，每个开关周期都是断续导通模式下的主开关管开关信号LI、第二开关管开关信号HI、励磁电感电流iLM和主开关管漏极电压VSW的波形；
图6为零电压导通反激电路在另一个实施例中，每个开关周期都是断续导通模式下的主开关管开关信号LI、第二开关管开关信号HI、励磁电感电流iLM和主开关管漏极电压VSW的波形；
图7为零电压导通反激电路的控制电路的另一种实施方式；
图8为零电压导通反激电路由打嗝模式进入每个开关周期都是临界导通模式下的主开关管开关信号LI、励磁电感电流iLM和主开关管漏极电压VSW的波形；
图9为零电压导通反激电路由每个开关周期都是断续导通模式进入打嗝模式的主开关管开关信号LI、励磁电感电流iLM和主开关管漏极电压VSW的波形；
图10为零电压导通反激电路在打嗝模式的主开关管开关信号LI、励磁电感电流iLM和主开关管漏极电压VSW的波形。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精神和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。
为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。
在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。
本发明公开了一种用于零电压导通反激电路的控制电路，所述零电压导通反激电路包括主开关管、第二开关管、变压器的原边绕组、副边绕组和辅助绕组，所述第二开关管和辅助绕组或副边绕组连接，请参考图1所示，为第二开关管和辅助绕组连接时的零电压导通反激电路的电路示意图；请参考图2所示，为第二开关管和副边绕组连接时的零电压导通反激电路的电路示意图，当第二开关管和副边绕组连接时，一般第二开关管会称为同步整流管。
请参考图3所示，为零电压导通反激电路的控制电路的一种实施方式，所述控制电路200包括第二开关管开关信号产生电路230和主开关管漏极电压检测电路220；所述第二开关管开关信号产生电路230接收主开关管漏极电压检测电路220的输出电压和主开关管的开关信号LI，并产生第二开关管开关信号HI；处于临界导通模式时，所述第二开关管开关信号产生电路控制第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得主开关管漏极电压检测电路检测到主开关管漏极电压可以振荡到接近零电压。请参考图4所示，为零电压导通反激电路在临界导通模式下的主开关管开关信号LI、第二开关管开关信号HI、励磁电感电流iLM和主开关管漏极电压VSW的波形。
请继续参考图3所示，所述控制电路200还包括励磁电感电流检测电路210，所述第二开关管开关信号产生电路230接收励磁电感电流检测电路210的输出电压；在断续模式时，所述第二开关管开关信号产生电路控制第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得第二开关管在所述励磁电感电流检测电路检测到励磁电感电流接近零时关断。请参考图5所示，为零电压导通反激电路在一个实施例中，每个开关周期都是断续导通模式下的主开关管开关信号LI、第二开关管开关信号HI、励磁电感电流iLM和主开关管漏极电压VSW的波形。
请参考图6所示，为零电压导通反激电路在另一个实施例中，每个开关周期都是断续导通模式下的主开关管开关信号LI、第二开关管开关信号HI、励磁电感电流iLM和主开关管漏极电压VSW的波形；在断续导通模式时，所述第二开关管开关信号产生电路从励磁电感电流处于断续时的第二开关管导通开始计时，也就是图6中示意开关周期的起始时刻；当第二开关管导通时间为第一导通时间时，所述第二开关管开关信号产生电路控制第二开关管关断，主开关管在漏源电压振荡到零电压附近时导通；当主开关管导通时间达到第三时间或者励磁电感电流达到第三电流阈值，则主开关管关断，当计时达到第二时间时，第二开关管导通，重新开始计时。所述第二时间为开关周期。
请参考图7所示，为零电压导通反激电路的控制电路的另一种实施方式，所述控制电路200还包括功率检测电路250和模式选择电路260，所述模式选择电路260接收所述功率检测电路250的输出电压，所述第二开关开关信号产生电路230接收所述模式选择电路260的输出电压；当开关电路的每个开关周期处于临界导通模式或者连续导通模式，所述功率检测电路检测反激电路的功率，随着负载功率降低，所述模式选择电路将工作模式切换成打嗝模式，连续N个开关周期处于临界导通模式，接着一个开关周期处于断续导通模式，连续N个处于临界导通模式的开关周期加一个处于断续导通模式开关周期为打嗝周期；随着负载功率再降低，所述模式选择电路将工作模式切换成则每个开关周期都处于断续导通模式，其中，N为大于等于1的自然数。
请参考图8和图9所示，图8为零电压导通反激电路由打嗝模式进入每个开关周期都是临界导通模式下的主开关管开关信号LI、励磁电感电流iLM和主开关管漏极电压VSW的波形；图9为由每个开关周期都是断续导通模式进入打嗝模式的主开关管开关信号LI、励磁电感电流iLM和主开关管漏极电压VSW的波形。在图8和图9的打嗝周期中，N＝2。
需要说明的是，并不一定是采样负载的功率来得到负载功率，可以是采用主开关管的峰值电流，或者开关周期，或者补偿电压或者电路中其他的量来得到负载功率。在特定的电路中，N是定值，N不随着负载的变化而变化。
请参考图10所示，为零电压导通反激电路在打嗝模式的主开关管开关信号LI、励磁电感电流iLM和主开关管漏极电压VSW的波形；处于打嗝模式时，所述第二开关开关信号产生电路控制第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得主开关管漏极电压检测电路检测到主开关管漏极电压可以振荡到接近零电压；或者在打嗝模式中，第N+1次主开关管导通后，第二开关管不导通。也就是图10中的虚线部分的第二开关管导通，可以是导通的，也可以是不导通的。
本发明在每个周期都是临界导通模式、打嗝模式以及每个周期都是断续导通模式中的开关损耗低，转换效率高。并且在切换点附近不会来回切换，且反馈环路简单。
当处于打嗝模式时，当打嗝周期大于第一打嗝周期阈值，则切换为每个开关周期都是断续导通模式；当每个开关周期都是断续导通模式，当开关周期小于第二周期阈值，则切换为打嗝模式。当打嗝模式和每个开关周期都是断续导通模式之间的切换不存在滞回时，第一打嗝周期阈值为第二周期阈值的N+1倍。当打嗝模式切换到每个开关周期都是断续导通模式存在滞回时，第一打嗝周期阈值大于第二周期阈值的N+1倍。当打嗝模式切换到每个开关周期都是断续导通模式存在滞回时，不会在两个模式之间来回切换。
除了判断打嗝周期从打嗝模式切换到每个开关周期都是断续导通模式，还可以用以下方式：当处于打嗝模式中的断续导通模式的开关周期中的主开关管关断时间大于第一时间阈值时，则切换为每个开关周期都是断续导通模式。当每个开关周期都是断续导通模式，当主开关管关断时间小于第三时间阈值时，则切换为打嗝模式。当打嗝模式和每个开关周期都是断续导通模式之间的切换不存在滞回时，第一时间阈值为第三时间阈值的N+1倍。当打嗝模式切换到每个开关周期都是断续导通模式存在滞回时，第一时间阈值大于第三时间阈值的N+1倍。
另一种从打嗝模式切换到每个开关周期都是断续导通模式的方式为：当处于打嗝模式中的断续导通模式的开关周期中的电感电流为零的时间大于第五时间阈值时，则切换为每个开关周期都是断续导通模式。当每个开关周期都是断续导通模式，当电感电流为零的时间小于第六时间阈值时，则切换为打嗝模式。当打嗝模式和每个开关周期都是断续导通模式之间的切换不存在滞回时，第五时间阈值为第六时间阈值的N+1倍。当打嗝模式切换到每个开关周期都是断续导通模式存在滞回时，第五时间阈值大于第六时间阈值的N+1倍。
上述三种方式分别使用开关周期、主开关管关断时间和电感电流为零的时间表征负载功率，作为工作模式切换的条件，本发明不限于使用上述两种方式，还可以用各种其他方式表征负载功率，来作为工作模式切换的条件。
当开关电路的每个开关周期处于临界导通模式，电感电流峰值小于第一电流阈值，切换为所述打嗝模式，并且处于打嗝模式的电感电流峰值大于所述第一电流阈值。当处于打嗝模式，电感电流峰值大于第二电流阈值，则切换为每个开关周期处于临界导通模式，且每个开关周期处于临界导通模式的电感电流峰值小于第二电流阈值。当切换存在滞回时，第二电流阈值大于第一电流阈值。
在另一个实施例中，当开关电路的每个开关周期处于临界导通模式，补偿电压小于第一电压阈值，切换为所述打嗝模式；当处于打嗝模式，补偿电压大于第二电压阈值，则切换为每个开关周期处于临界导通模式。输出电压或输出电流与参考值进行运算放大，得到所述补偿电压。当切换存在滞回时，第二电压阈值大于第一电压阈值。
在又一个实施例中，当开关电路的每个开关周期处于临界导通模式，连续M个开关周期的总时间小于第七时间，切换为所述打嗝模式或断续导通模式，M为自然数。作为优选，M＝N+1，第七时间为相应补偿电压对应的开关电路最短开关周期限制的M倍。处于临界导通模式时或者连续导通模式，在不同的补偿电压下，有不同的最短开关周期限制，也就是最高开关频率限制。
当处于打嗝模式中的断续导通模式的开关周期中的主开关管和第二开关管都关断的时间大于第二时间阈值，则切换为每个开关周期都是断续导通模式；当每个开关周期都是断续导通模式，主开关管和第二开关管都关断的时间小于第四时间阈值，则切换为打嗝模式。当打嗝模式和每个开关周期都是断续导通模式之间的切换不存在滞回时，第二时间阈值为第四时间阈值的N+1倍。当打嗝模式切换到每个开关周期都是断续导通模式存在滞回时，第二时间阈值大于第四时间阈值的N+1倍。
为了进一步提高零电压导通反激电路的效率，当每个开关周期处于断续导通模式中或/和当处于打嗝模式时，从电感电流处于断续时的第二开关管导通开始计时，当第二开关管导通时间为第一导通时间时，第二开关管关断，主开关管在漏源电压振荡到零电压附近时导通；当主开关管导通时间达到第三时间或者电感电流达到第三电流阈值，则主开关管关断，当计时达到第二时间时，第二开关管导通，重新开始计时。
当每个开关周期处于断续导通模式中，请参考图6所示，在一个开关周期中，第二开关管导通两次，一次导通在图5中是实线的，而另一次导通是虚线的。是从第二开关管开关信号HI的虚线的上升沿开始计时，当计时达到第二时间时，第二开关管再次导通，重新开始计时。第二时间等于开关周期。
当处于打嗝模式中，请参考图8所示，在一个打嗝周期中，第二开关管导通N+2次，其中，有N+1次第二开关管的导通都是在主开关管关断后导通，有1次虚线表示的第二开关管的导通是在打嗝周期的第一次主开关管导通之前的，也就是从这个虚线表示的第二开关管的导通开始计时，当计时达到第二时间时，第二开关管再次导通，重新开始计时。第二时间等于打嗝周期。并且，第N+1次主开关管导通后，第二开关管导通，第二开关管可以在电感电流接近零的时候关断，也可以是电感电流为负，使得主开关管漏源电压接近零电压的时候再关断。需要说明的是，一般，是通过调节第二开关管的关断时刻，来实现主开关管在漏源电压接近零电压的时候导通。
另一种实施方式为，当处于打嗝模式中，请参考图10所示，在一个打嗝周期中，第二开关管导通N+1次，其中，有N次第二开关管的导通都是在第1～N主开关管关断后导通，第N+1次的主开关管导通后，第二开关管可以不导通，有1次虚线表示的第二开关管的导通是在打嗝周期的第一次主开关管导通之前的，也就是从这个虚线表示的第二开关管的导通开始计时，当计时达到第二时间时，第二开关管再次导通，重新开始计时。第二时间等于打嗝周期。
需要说明的是，一般，是通过调节第二开关管的关断时刻，来实现电感电流在零电流附近的第二开关管关断。通过该方式，不需要检测电感电流，就可以实现，第二开关管在电感电流接近零时关断。具体做法为，从第二开关管关断后开始计时，计时第八时间，主开关管漏源电压接近母线电压。请参考图3所示，母线电压为输入电压Vin。一般，可以通过检测输出反馈电压来得到，输出反馈电压过零，表征主开关管漏源电压接近母线电压。输出电压进行分压，得到输出反馈电压。第八时间一般为1/4个谐振周期。考虑一般系统中有些延迟，第八时间会略大于1/4个谐振周期。谐振周期为变压器励磁电感和主开关管、第二开关管输出电容之和产生谐振所形成的谐振周期。另一种判断第二开关管在电感电流接近零时关断的方法为，从第二开关管关断后开始计时，计时到1/2谐振周期，主开关管漏源电压接近谷底。
在一个实施例中，当开关电路的每个开关周期处于临界导通模式，连续M个开关周期的时间小于第七时间，切换为所述打嗝模式或断续导通模式。M为自然数。比较常用的M值为2～5。
本发明还提供一种用于零电压导通反激电路的控制方法，所述零电压导通反激电路包括主开关管、第二开关管、变压器的原边绕组、副边绕组和辅助绕组，所述第二开关管和辅助绕组或副边绕组连接，处于临界导通模式时，第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得主开关管漏极电压可以振荡到接近零电压。
作为可选，在断续模式时，第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得第二开关管在励磁电感电流接近零时关断。
作为可选，在断续导通模式时，从励磁电感电流处于断续时的第二开关管导通开始计时，当第二开关管导通时间为第一导通时间时，第二开关管关断，主开关管在漏源电压振荡到零电压附近时导通；当主开关管导通时间达到第三时间或者励磁电感电流达到第三电流阈值，则主开关管关断，当计时达到第二时间时，第二开关管导通，重新开始计时。
作为可选，当开关电路的每个开关周期处于临界导通模式或者连续导通模式，随着负载功率降低，进入打嗝模式，连续N个开关周期处于临界导通模式，接着一个开关周期处于断续导通模式，连续N个处于临界导通模式的开关周期加一个处于断续导通模式开关周期为打嗝周期；随着负载功率再降低，则每个开关周期都处于断续导通模式，其中，N为大于等于1的自然数。
作为可选，处于打嗝模式时，第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得主开关管漏极电压可以振荡到接近零电压；或者在打嗝模式中，第N+1次主开关管导通后，第二开关管不导通。
虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术，在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。
以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。

Claims (11)

1.一种用于零电压导通反激电路的控制方法，所述零电压导通反激电路包括主开关管、第二开关管、变压器的原边绕组、副边绕组和辅助绕组，所述第二开关管和辅助绕组或副边绕组连接，其特征在于：
处于临界导通模式时，第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得主开关管漏极电压可以振荡到接近零电压。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：在断续模式时，第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得第二开关管在励磁电感电流接近零时关断。
3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于：在断续导通模式时，从励磁电感电流处于断续时的第二开关管导通开始计时，当第二开关管导通时间为第一导通时间时，第二开关管关断，主开关管在漏源电压振荡到零电压附近时导通；当主开关管导通时间达到第三时间或者励磁电感电流达到第三电流阈值，则主开关管关断，当计时达到第二时间时，第二开关管导通，重新开始计时。
4.根据权利要求1或2或3所述的控制方法，其特征在于：当开关电路的每个开关周期处于临界导通模式或者连续导通模式，随着负载功率降低，进入打嗝模式，连续N个开关周期处于临界导通模式，接着一个开关周期处于断续导通模式，连续N个处于临界导通模式的开关周期加一个处于断续导通模式开关周期为打嗝周期；随着负载功率再降低，则每个开关周期都处于断续导通模式，其中，N为大于等于1的自然数。
5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于：处于打嗝模式时，第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得主开关管漏极电压可以振荡到接近零电压；
或者在打嗝模式中，第N+1次主开关管导通后，第二开关管不导通。
6.一种用于零电压导通反激电路的控制电路，所述零电压导通反激电路包括主开关管、第二开关管、变压器的原边绕组、副边绕组和辅助绕组，所述第二开关管和辅助绕组或副边绕组连接，其特征在于：
所述控制电路包括第二开关管开关信号产生电路和主开关管漏极电压检测电路；所述第二开关管开关信号产生电路接收主开关管漏极电压检测电路的输出电压和主开关管的开关信号，并产生第二开关管开关信号；
处于临界导通模式时，所述第二开关管开关信号产生电路控制第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得主开关管漏极电压检测电路检测到主开关管漏极电压可以振荡到接近零电压。
7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于：所述控制电路还包括励磁电感电流检测电路，所述第二开关管开关信号产生电路接收励磁电感电流检测电路的输出电压；
在断续模式时，所述第二开关管开关信号产生电路控制第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得第二开关管在所述励磁电感电流检测电路检测到励磁电感电流接近零时关断。
8.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于：在断续导通模式时，所述第二开关管开关信号产生电路从励磁电感电流处于断续时的第二开关管导通开始计时，当第二开关管导通时间为第一导通时间时，所述第二开关管开关信号产生电路控制第二开关管关断，主开关管在漏源电压振荡到零电压附近时导通；当主开关管导通时间达到第三时间或者励磁电感电流达到第三电流阈值，则主开关管关断，当计时达到第二时间时，第二开关管导通，重新开始计时。
9.根据权利要求6或7或8所述的控制电路，其特征在于：
所述控制电路还包括功率检测电路和模式选择电路，所述模式选择电路接收所述功率检测电路的输出电压，所述第二开关开关信号产生电路接收所述模式选择电路的输出电压；
当开关电路的每个开关周期处于临界导通模式或者连续导通模式，所述功率检测电路检测反激电路的功率，随着负载功率降低，所述模式选择电路将工作模式切换成打嗝模式，连续N个开关周期处于临界导通模式，接着一个开关周期处于断续导通模式，连续N个处于临界导通模式的开关周期加一个处于断续导通模式开关周期为打嗝周期；随着负载功率再降低，所述模式选择电路将工作模式切换成则每个开关周期都处于断续导通模式，其中，N为大于等于1的自然数。
10.根据权利要求9所述的控制电路，其特征在于：处于打嗝模式时，所述第二开关开关信号产生电路控制第二开关管在主开关管关断后导通，通过调节所述第二开关管的关断时刻，使得主开关管漏极电压检测电路检测到主开关管漏极电压可以振荡到接近零电压；
或者在打嗝模式中，第N+1次主开关管导通后，第二开关管不导通。
11.一种零电压导通反激电路，其特征在于：包括如权利要求6～10任意一项所述的零电压导通反激电路的控制电路，或采用如权利要求1～5任意一项所述的零电压导通反激电路的控制方法。
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Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113054848A (zh) * 2021-03-16 2021-06-29 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器的控制装置及控制方法
CN113131746A (zh) * 2021-03-16 2021-07-16 广州金升阳科技有限公司 反激变换器控制方法及控制装置
CN113131745A (zh) * 2021-03-16 2021-07-16 广州金升阳科技有限公司 一种反激电源的控制方法及控制电路
CN113300606A (zh) * 2021-05-24 2021-08-24 杰华特微电子股份有限公司 反激变换器及其控制方法
CN113315378A (zh) * 2021-04-23 2021-08-27 上海翰迈电子科技有限公司 一种控制方法、控制电路、反激式变换器及电子设备
CN113381611A (zh) * 2021-03-16 2021-09-10 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器的控制方法及控制装置
CN113382506A (zh) * 2021-05-31 2021-09-10 深圳市必易微电子股份有限公司 一种基于分时复用的led驱动电路、驱动方法及其控制电路
CN113541501A (zh) * 2021-07-09 2021-10-22 无锡芯朋微电子股份有限公司 一种反激式开关电源及提高其转换效率的控制方法、电路
CN113708635A (zh) * 2021-03-16 2021-11-26 广州金升阳科技有限公司 反激变换器的切换方法及控制装置
WO2023078362A1 (zh) * 2021-11-04 2023-05-11 力源科技有限公司 开关电源的控制方法和开关电源

Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113131746A (zh) * 2021-03-16 2021-07-16 广州金升阳科技有限公司 反激变换器控制方法及控制装置
CN113131745A (zh) * 2021-03-16 2021-07-16 广州金升阳科技有限公司 一种反激电源的控制方法及控制电路
CN113054848A (zh) * 2021-03-16 2021-06-29 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器的控制装置及控制方法
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CN113131746B (zh) * 2021-03-16 2022-08-19 广州金升阳科技有限公司 反激变换器控制方法及控制装置
CN113054848B (zh) * 2021-03-16 2022-07-19 广州金升阳科技有限公司 一种反激变换器的控制装置及控制方法
CN113708635A (zh) * 2021-03-16 2021-11-26 广州金升阳科技有限公司 反激变换器的切换方法及控制装置
CN113315378B (zh) * 2021-04-23 2022-06-03 上海翰迈电子科技有限公司 一种控制方法、控制电路、反激式变换器及电子设备
CN113315378A (zh) * 2021-04-23 2021-08-27 上海翰迈电子科技有限公司 一种控制方法、控制电路、反激式变换器及电子设备
CN113300606A (zh) * 2021-05-24 2021-08-24 杰华特微电子股份有限公司 反激变换器及其控制方法
CN113300606B (zh) * 2021-05-24 2022-07-19 杰华特微电子股份有限公司 反激变换器及其控制方法
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CN113541501A (zh) * 2021-07-09 2021-10-22 无锡芯朋微电子股份有限公司 一种反激式开关电源及提高其转换效率的控制方法、电路
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