CN113300606B - 反激变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种反激变换器及其控制方法，该反激变换器包括：变压器，功率开关管，同步整流管，原边控制器，同步整流控制器，其中，同步整流控制器用于根据反激变换器的输出电压获得误差补偿信号，并基于误差补偿信号及第一函数关系式提供同步整流管的控制时序；原边控制器用于采样功率开关管的漏极电压以获得对应的目标时间参数，并基于目标时间参数及第二函数关系式获得电感电流峰值，原边控制器根据所述电感电流峰值控制原边的功率开关管的关断。通过反激变换器拓扑结构中的变压器来进行原副边之间信号传递，进而无需隔离器件即可实现原边功率开关管和副边同步整流管的导通/关断控制，优化了电路结构。

Description

反激变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及功率变换器技术领域，具体涉及一种反激变换器及其控制方法。
背景技术
反激变换器是一种绝缘式功率转换器，常用于输入和一个或多个输出之间的电流绝缘的交流至直流和直流至直流之间的转换。更确切地说，反激变换器是一个带有电感分裂的升压/降压变换器，构成一个变压器，使得电压比例与绝缘的额外优势相乘。常规的反激变换器中，通常采用同步整流管代替二极管整流器，以提高效率。
反激变换器的典型结构包括一个初级功率开关管，耦合到变压器的原边(或初级)变压器绕组，以及一个同步整流管，耦合到变压器的副边(或次级)变压器绕组。通过原边绕组和原边功率开关管，提供输入电压。原边驱动电压控制原边功率开关管的导通和关断，传导原边电流。副边开关和同步整流管在运行中作为补充。功率开关管和同步整流管的导通周期不重叠，一个开关接通，同时另一个开关断开。变压器副边部分的电流流动称为副边电流，为输出电容器充电，提供输出电压。
如图1所示，现有的反激变换器在驱动过程中，均会设置至少一个单独的隔离器件6如光耦隔离器件来进行原副边之间的信号传递，进以实现基于误差补偿信号Vcomp的峰值电流控制，以及实现功率开关管SW和同步整流管SR的驱动互锁，防止原边与副边的驱动共通。然而，反激变换器中所设置的隔离器件6及附属的电路结构增加了系统的成本和尺寸，使得反激变换器的应用受到限制。
因此，有必要提供改进的技术方案以克服现有技术中存在的以上技术问题。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种反激变换器及其控制方法，通过反激变换器拓扑结构中的变压器来进行原副边之间信号传递，进而无需隔离器件即可实现原边功率开关管和副边同步整流管的导通/关断控制，优化了电路结构，同时，在DCM模式(断续模式)和BCM模式(临界模式)下也能够实现反激变换器的零电压开通。
根据本公开第一方面，提供了一种反激变换器，包括：
包含有原边绕组和副边绕组的变压器；
连接所述原边绕组的功率开关管和电压输入电路；
连接所述副边绕组的同步整流管和电压输出电路；
与所述功率开关管连接的原边控制器；
分别与所述同步整流管和所述反激变换器的输出端连接的同步整流控制器，
其中，所述同步整流控制器用于根据所述反激变换器的输出电压获得误差补偿信号，并基于所述误差补偿信号及预先存储的第一函数关系式提供所述同步整流管的控制时序；
所述原边控制器用于采样所述功率开关管的漏源电压以获得与所述控制时序对应的目标时间参数，并基于所述目标时间参数及预先存储的第二函数关系式获得电感电流峰值，所述原边控制器根据采样的所述原边绕组的电感电流值和所述电感电流峰值控制所述功率开关管的开关状态。
可选地，所述第一函数关系式和所述第二函数关系式具体为：
所述第一函数关系式表征所述误差补偿信号与所述目标时间参数之间的函数关系；
所述第二函数关系式表征所述电感电流峰值与所述目标时间参数之间的函数关系。
可选地，当所述反激变换器工作在断续模式下，所述同步整流控制器控制所述同步整流管于一个开关周期内开通两次，所述目标时间参数为所述同步整流管第一次关断至第二次开通的间隔时间，所述第一函数关系式表征所述误差补偿信号与所述同步整流管第一次关断至第二次开通的间隔时间之间的函数关系。
可选地，当所述反激变换器工作在临界模式下，所述同步整流控制器控制所述同步整流管的体二极管于每个周期中所述功率开关管关断后至所述同步整流管开通前的区间内导通，所述目标时间参数为所述体二极管的导通时间，所述第一函数关系式表征所述误差补偿信号与所述体二极管的导通时间之间的函数关系。
可选地，当所述反激变换器工作在临界模式下，所述同步整流控制器控制所述同步整流管于一个开关周期内开通两次，所述目标时间参数为所述同步整流管的第一次开通时间或第二次开通时间，所述第一函数关系式表征所述误差补偿信号与所述同步整流管的第一次开通时间或第二次开通时间之间或第一次开通时间和第二次开通时间的比例之间的函数关系。
可选地，所述原边控制器包括：
电压采样单元，与所述功率开关管的开关节点连接，用于检测所述功率开关管的漏源电压，
目标时间参数获得单元，接收功率开关管的漏源电压信号，并基于所述功率开关管的漏源电压信号获取所述目标时间参数；
第一计算单元，与所述目标时间参数获取单元连接以接收所述目标时间参数，用于基于所接收的所述目标时间参数及所述第二函数关系式获得所述电感电流峰值；
比较器，分别与所述第一计算单元和采样电阻连接，接收所述电感电流峰值和所述电感电流值，用于在所述电感电流值达到所述电感电流峰值时生成关断触发信号；
RS触发器，与所述比较器连接，用以在接收到所述关断触发信号的情况下生成原边关断信号以控制所述功率开关管关断。
可选地，所述同步整流控制器包括：
误差补偿信号生成单元，与所述反激变换器的输出端连接，并接收参考电压，根据反激变换器的输出电压和所述参考电压生成误差补偿信号；
第二计算单元，与所述误差补偿信号生成单元连接，接收所述误差补偿信号，并基于所述误差补偿信号及所述第一函数关系式获得所述目标时间参数；
控制信号生成单元，分别与所述第二计算单元和所述同步整流管的控制端连接，接收所述目标时间参数，用于根据所述目标时间参数提供所述同步整流管的控制时序。
根据本公开第二方面，提供了一种反激变换器的控制方法，所述反激变换器包括原边绕组、副边绕组、与所述原边绕组连接的功率开关管以及与所述副边绕组连接的同步整流管，该控制方法包括：
基于所述反激变换器的输出电压获得误差补偿信号；
基于所述误差补偿信号和预先存储的第一函数关系式提供所述同步整流管的控制时序；
基于所述功率开关管的漏源电压信息获取与所述控制时序对应的目标时间参数；
基于获取的所述目标时间参数及预先存储的第二函数关系式获得电感电流峰值；以及
采样所述原边绕组的电感电流值，根据采样的所述原边绕组的电感电流值和所述电感电流峰值控制所述功率开关管的开关状态。
可选地，基于所述误差补偿信号和预先存储的第一函数关系式提供所述同步整流管的控制时序包括：
将所述误差补偿信号代入所述第一函数关系式中，获得目标时间参数；
利用控制信号生成单元基于所述目标时间参数提供所述同步整流管的控制时序。
可选地，当所述反激变换器工作在断续模式下，控制所述同步整流管于一个开关周期内开通两次，所述目标时间参数为所述同步整流管第一次关断至第二次开通的间隔时间，所述第一函数关系式表征所述误差补偿信号与所述同步整流管第一次关断至第二次开通的间隔时间之间的函数关系。
可选地，当所述反激变换器工作在断续模式下，利用控制信号生成单元基于所述目标时间参数提供所述同步整流管的控制时序包括：
在原边绕组的电感电流值变为零之前，利用控制信号生成单元提供控制所述同步整流管关断的关断信号；
于所述目标时间参数对应的间隔时间之后，利用控制信号生成单元提供控制所述同步整流管开通的开通信号。
可选地，当所述反激变换器工作在临界模式下，所述目标时间参数为所述同步整流管的体二极管的导通时间，所述第一函数关系式表征所述误差补偿信号与所述体二极管的导通时间之间的函数关系，
其中，所述同步整流管的体二极管于每个周期中所述功率开关管关断后至所述同步整流管开通前的区间内导通。
可选地，当所述反激变换器工作在临界模式下，利用控制信号生成单元基于所述目标时间参数提供所述同步整流管的控制时序包括：
在所述同步整流管的体二极管导通时开始计时；
在计时值达到所述目标时间参数对应的时间值后，利用控制信号生成单元提供控制所述同步整流管开通的开通信号。
可选地，当所述反激变换器工作临界模式下，所述同步整流管于一个开关周期内开通两次，所述目标时间参数为所述同步整流管的第一次开通时间或第二次开通时间，所述第一函数关系式表征所述误差补偿信号与所述同步整流管的第一次开通时间或第二次开通时间或第一次开通时间和第二次开通时间的比例之间的函数关系。
可选地，在所述反激变换器的临界模式下，利用控制信号生成单元基于所述目标时间参数提供所述同步整流管的控制时序包括：
在所述同步整流管开通的第一次开通时间后，利用控制信号生成单元提供控制所述同步整流管关断的第一关断信号；
于预设的时间间隔后，利用控制信号生成单元提供控制所述同步整流管开通的开通信号；
于第二次开通时间后，利用控制信号生成单元提供控制所述同步整流管关断的第二关断信号。
可选地，所述第二函数关系式基于对所述第一函数关系式和第三函数关系式解析获得，
其中，所述第一函数关系式表征所述误差补偿信号与所述目标时间参数之间的函数关系，所述第二函数关系式表征所述电感电流峰值与所述目标时间参数之间的函数关系，所述第三函数关系式表征所述误差补偿信号与所述电感电流峰值之间的函数关系。
本发明的有益效果是：
1、在基于反激变换器副边部分生成的误差补偿信号实现对原边的功率开关管的关断控制时，通过反激变换器中固有的变压器进行原边部分与副边部分之间的信号传递，进而通过对原边功率开关管的漏源电压进行波形检测即可获得对应同步整流管的控制时序中的目标时间参数，而基于目标时间参数与电感电流峰值之间的函数关系即可相应获得原边绕组的电感电流峰值，无需隔离器件就能够实现原边功率开关管和副边同步整流管的导通/关断控制，优化了电路结构，有助于减小系统的成本和尺寸，扩大系统的应用范围。
2、在调整同步整流管的控制时序时，通过在反激变换器的DCM模式下控制同步整流管导通两次，或在反激变换器的BCM模式下控制同步整流管延迟关断，还能够实现相应模式下原边功率开关管的零电压开通。
应当说明的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。
附图说明
图1示出现有的一种反激变换器的结构示意图；
图2示出根据本公开实施例提供的反激变换器的结构示意图；
图3示出根据本公开第一实施例提供的反激变换器中部分信号的时序波形图；
图4示出根据本公开第二实施例提供的反激变换器中部分信号的时序波形图；
图5示出根据本公开第三实施例提供的反激变换器中部分信号的时序波形图；
图6示出根据本公开实施例提供的反激变换器的控制方法的流程框图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施例。但是，本发明可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。
下面，参照附图对本发明进行详细说明。
如图1所示，现有的反激变换器在驱动过程中，设置于副边的同步整流控制器4通过光耦隔离器件6将得到的误差放大信号Vcomp传递到原边控制器3的COMP管脚，原边控制器3根据该误差放大信号Vcomp以及在采样电阻Rs上采样获得的电感电流值生成原边驱动信号从而控制原边的功率开关管SW的导通与关断。同步整流控制器4还根据对同步整流管SR两功率端的电压Vds_SR和/或输出电压Vo的采样结果生成副边控制信号从而驱动副边的同步整流管SR。也即是说，现有的反激变换器需要一个单独的光耦隔离器件6来进行原副边之间的信号传递，进以实现基于误差补偿信号Vcomp的峰值电流控制。如此，反激变换器中所设置的隔离器件6及附属的电路结构会增加系统的成本和尺寸，使得反激变换器的应用受到限制。
针对上述问题，本发明提供了一种反激式变换器，如图2所示，本公开实施中，该反激变换器包括：包含有原边绕组NP和副边绕组NS的变压器TR，连接原边绕组NP的电压输入电路，连接副边绕组NS的电压输出电路，以及与原边绕组NP连接的功率开关管SW、采样电阻Rs、原边控制器3、与副边绕组NS连接的同步整流管SR和同步整流控制器4。
其中，电压输入电路包括整流器2和输入电容C1，整流器2可通过第一连接端口1与外部电源连接，方便电源提供电能至反激变换器。该电源可以包括但不限于，电网、发电机、变压器、电池、太阳能板、风力涡轮、再生制动系统、液压或风力发电机，或能够将电能提供至反激变换器的任何其它形式的装置。
进一步地，电压输入电路还包括在变压器TR的初级绕组NP的同名端和异名端之间还设置有第二电阻R1、第一电容C2和第一二极管D1。其中，第二电阻R1和第一电容C2相互并联后连接于初级绕组NP的异名端与第一二极管D1的阴极之间，第一二极管D1的阳极与初级绕组NP的同名端连接。如此，能够吸收初级绕组NP的漏感电流，提高了系统性能。
电压输出电路包括输出电容Co，该输出电容Co可通过第二连接端口5与负载连接，负载接收反激变换器转换的电能(例如电压和电流)。在一些实例中，反激变换器转换的电能在到达负载之前还经过有滤波器。在一些实例中，滤波器是反激变换器的子部件、反激变换器的外部部件、和/或负载的子部件。在任何情况下，负载可以使用来自反激变换器的已滤波或未滤波的电能来执行功能。可选的，负载可以包括但不限于，计算设备和相关部件，例如微处理器、电气部件、电路、膝上型计算机、台式计算机、平板计算机、移动电话、电池、扬声器、照明单元、汽车/船舶/航空/火车的相关部件、马达、变压器、或从反激变换器接收电压或电流的任何其它类型的电气设备和/或电路。
在图2中，负载等效的表示为负载电阻RL，并以虚线表示。
功率开关管SW的第一功率端与原边绕组NP的同名端连接，功率开关管SW的第二功率端通过采样电阻Rs与参考地连接。在一个可能的实施例中，功率开关管SW如采用NMOS的场效应晶体管，其第一功率端为NMOS的场效应晶体管的漏极，其第二功率端为NMOS的场效应晶体管的源极，其控制端为NMOS的场效应晶体管的栅极。
原边控制器3至少包括电压采样管脚、DRV(控制信号输出)管脚和CS(电感电流采样)管脚。原边控制器3的电压采样管脚与功率开关管SW的漏极连接，DRV管脚与功率开关管SW的栅极连接连接，CS管脚与功率开关管SW的源极连接。
同步整流管SR连接于副边绕组NS的异名端与参考地之间。在一个可能的实施例中，同步整流管SR如采用NMOS的场效应晶体管，其漏极与副边绕组NS的异名端连接，其源极与参考地连接。
同步整流控制器4的第一输入端与副边绕组NS的异名端即同步整流管SR的漏极连接，其第二输入端与参考地即同步整流管SR的源极连接，其第三输入端与反激变换器的输出端连接，其第一输出端与同步整流管SR的栅极连接。
本公开中，同步整流控制器4用于根据反激变换器的输出电压Vo获得误差补偿信号Vcomp，并基于误差补偿信号Vcomp及预先存储的第一函数关系式提供同步整流管SR的控制时序。
进一步的，同步整流控制器4包括：误差补偿信号生成单元41、第二计算单元42以及控制信号生成单元43。
其中，误差补偿信号生成单元41的第一输入端与反激变换器的输出端连接以接收反激变换器的输出电压Vo，其第二输入端接收参考电压Vref，该误差补偿信号生成单元41用于根据反激变换器的输出电压Vo和参考电压Vref生成误差补偿信号Vcomp。误差补偿信号生成单元41的具体电路结构和工作原理可参考现有技术进行理解，此处不再赘述。
第二计算单元42与误差补偿信号生成单元41的输出端连接以接收误差补偿信号Vcomp，并基于所接收的误差补偿信号Vcomp及预先存储的第一函数关系式获得目标时间参数。
第二计算单元42中预先存储有相应的表征误差补偿信号Vcomp与目标时间参数之间的函数关系的第一函数关系式，其在接收到误差补偿信号生成单元41输出的误差补偿信号Vcomp时，会自动的将误差补偿信号Vcomp代入到第一函数关系式中，并求解获得相应的目标时间参数。其中，本文中所描述的目标时间参数对应为同步整流管SR的控制时序中的特定时间段，可用于直接或间接的表征同步整流管SR的开关工作时间。
可以理解的是，在反激变换器的不同工作模式下，第二计算单元42所需求解的目标时间参数不同。因此，可在第二计算单元42中预先存储对应各工作模式的第一函数关系式，进而在运行过程中根据反激变换器的实际工作模式进行对应的第一函数关系式的调用即可。
控制信号生成单元43分别与第二计算单元42的输出端和同步整流管SR的控制端连接，用于接收目标时间参数，并根据所接收的目标时间参数提供同步整流管SR的控制时序。
由于目标时间参数可用于直接或间接的表征同步整流管SR的开关工作时间，因此，控制信号生成单元43在接收到目标时间参数后，根据目标时间参数所对应的同步整流管SR的开关工作时间要求即可生成控制同步整流管SR开通/关断的控制信号。可以理解的是，反激变换器的不同工作模式所对应的目标时间参数不同，进而所生成的同步整流管SR的控制时序也不同，具体可参考后文描述进行理解。
本公开中，原边控制器3用于采样功率开关管SW的漏源电压以获得与同步整流管SR的控制时序对应的目标时间参数，并基于目标时间参数及预先存储的第二函数关系式获得电感电流峰值IPK，以及原边控制器3还用于根据采样的原边绕组NP的电感电流值ICS和电感电流峰值IPK控制功率开关管SW的开关状态。示例性的，原边控制器3可在原边绕组NP的电感电流值ICS达到电感电流峰值IPK时生成控制功率开关管SW关断的原边关断信号。
进一步地，原边控制器3包括：电压采样单元31、目标时间参数获取单元32、第一计算单元33、比较器34以及RS触发器35。
其中，电压采样单元31与功率开关管SW的开关节点连接，用于检测功率开关管SW的漏源电压Vds_pri。具体的，电压采样单元31在功率开关管SW关断期间采样并检测功率开关管的漏源电压Vds_pri。
目标时间参数获取单元32与电压采样单元31连接，用于接收功率开关管SW的漏源电压信号Vds_pri，并基于功率开关管SW的漏源电压信号Vds_pri获取目标时间参数。具体的，目标时间参数获取单元32为基于功率开关管的漏源电压Vds_pri的变化率或者是基于功率开关管的漏源电压Vds_pri的电压大小变化获取目标时间参数。
基于同步整流管的工作原理可知，同步整流管SR在基于目标时间参数所获得的控制时序下开通与关断时，会引起功率开关管的漏源电压Vds_pri产生相应的波动变化，因此，通过检测功率开关管的漏源电压Vds_pri的波形变化，即可获得当前工作模式下的目标时间参数。进而基于目标时间参数与误差补偿信号Vcomp之间的函数关系，即可获得当前工作模式下的误差补偿信号Vcomp。
第一计算单元33与目标时间参数获取单元32连接以接收目标时间参数，该第一计算单元32用于基于所接收的目标时间参数及第二函数关系式获得电感电流峰值IPK。
对于反激变换器来说，根据其工作原理，误差补偿信号Vcomp与电感电流峰值IPK之间存在一定的函数关系(设定为第三函数关系式)，这在电路中时预先设定好的。因此，通过对第一函数关系式和第三函数关系式进行转换计算，即可解析获得表征电感电流峰值IPK与目标时间参数之间的函数关系的第二函数关系式，进而通过将目标时间参数获取单元32所获得的目标时间参数代入第二函数关系式中即可求解获得反激变换器的电感电流峰值IPK。其中，该第二函数关系式可通过预先设计好的电路存储在原边控制器3中。
比较器34分别与第一计算单元33和采样电阻Rs连接，接收电感电流峰值IPK和电感电流值ICS，用于在电感电流值ICS达到电感电流峰值IPK时生成关断触发信号。RS触发器35的第一输入端与电压采样单元31连接，RS触发器35的第二输入端与比较器34连接，RS触发器35用于在接收到关断触发信号的情况下生成原边关断信号以控制功率开关管SW关断。在获得电感电流峰值IPK的情况下，基于比较器34和RS触发器35获得控制功率开关管SW关断的原边关断信号的原理即对应为反激变换器的电感电流峰值控制方法，具体可参考现有技术进行理解，此处不再赘述。但同时也应当理解的是，在获得电感电流峰值IPK的情况下，基于比较器34和RS触发器35获得控制功率开关管SW关断的原边关断信号的结构也仅是本公开的一个示例性实施例，在本公开的其它实施例中，也可在获得电感电流峰值IPK的情况下采用其它的结构来生成原边关断信号，本公开对此不作限定。
进一步，原边控制器3还可用于在反激变换器新的开关周期开启时提供控制功率开关管SW开通的原边开通信号。其中，反激变换器可工作于定频模式或变频模式，在反激变换器的开关控制频率已知的情况下，反激变换器每一开关周期的开启时刻固定，进而原边控制器3可以根据反激变换器的开关控制频率需求，在对应的时间点生成原边开通信号，表征新的开关周期的开启。同时，当反激变换器为QR(Quasi-resonant，反激准谐振)或ZVS(zero voltage switching，零电压开关)等变频控制时，也可对同步整流管的漏源电压Vds_SR进行过零检测，根据过零检测结果确定新的开关周期的开启时刻。
可选的，本公开中可以仅在第一计算单元33中存储预先解析获得的第二函数关系式，仅在第二计算单元42中存储对应不同工作模式的第一函数关系式，简化配置过程。也可以在第一计算单元33和第二计算单元42中均同时存储第一函数关系式、第二函数关系式和第三函数关系式，在运行过程中根据具体的输入参数及所需的输出参数进行相应函数关系式的调用，如此，一方面基于各函数关系式之间的相互印证及转换，有助于提高计算结果的准确性和运算效率；另一方面，统一的操作也能够降低出错率，增强应用范围。
可选的，在本公开的其它实施例中，也可通过在第一计算单元33和/或第二计算单元42中设置对应前述各函数关系式的查找表，进而在接收相应的输入参数的情况下在查找表中查找获得相应的输出参数。
参考图6，图6示出了根据本公开实施例提供的反激变换器的控制方法的流程框图，如图6所示，本实施例中所公开的反激变换器的控制方法可应用于如图2中所描述的反激变换器，包括执行步骤S01至步骤S05。
具体的，在步骤S01中，基于反激变换器的输出电压获得误差补偿信号。
可利用同步整流控制器4中的误差补偿信号生成单元41采样反激变换器的输出电压Vo，并基于该输出电压Vo和参考电压Vref获得误差补偿信号Vcomp。
在步骤S02中，基于误差补偿信号和预先存储的第一函数关系式提供同步整流管的控制时序。
可在同步整流控制器4中的第二计算单元42预先存储表征误差补偿信号Vcomp和目标时间参数之间的函数关系的第一函数关系式，在接收到误差补偿信号生成单元41输出的误差补偿信号Vcomp后，可将其代入第一函数关系式中，经解析后获得目标时间参数。之后，将所获得的目标时间参数输入至控制信号生成单元43中，利用控制信号生成单元43根据目标时间参数所对应的同步整流管SR的开关工作时间要求生成控制同步整流管SR开通/关断的控制时序。
在步骤S03中，基于功率开关管的漏源电压信息获取与同步整流管的控制时序对应的目标时间参数。
当同步整流管SR在基于目标时间参数所获得的控制时序下开通/关断时，会引起反激变换器原边部分的功率开关管SW的漏源电压Vds_pri产生相应的波动，因此，利用原边控制器3中电压采样单元31检测功率开关管的漏源电压Vds_pri信息(例如检测漏源电压Vds_pri的变化率或检测漏源电压Vds_pri的电压大小变化)，利用目标时间参数获取单元32对检测到的漏源电压Vds_pri信息进行解析即可获得当前工作模式下的目标时间参数。
在步骤S04中，基于获取的目标时间参数及预先存储的第二函数关系式获得电感电流峰值。
对于反激变换器来说，误差补偿信号Vcomp与电感电流峰值IPK之间存在一定的函数关系(设定为第三函数关系式)，这在电路中时预先设定好的。因此，基于第一函数关系式和第三函数关系式即可解析获得表征电感电流峰值IPK与目标时间参数之间的函数关系的第二函数关系式。进而，通过在原边控制器3中的第一计算单元33中预先存储第二函数关系式，即可通过将所获得的目标时间参数代入第二函数关系式解析求解的方式获得反激变换器的电感电流峰值IPK。
在步骤S05中，采样原边绕组的电感电流值，根据采样的原边绕组的电感电流值和电感电流峰值控制功率开关管的开关状态。
将所获得的电感电流峰值IPK输入至比较器34的其中一个输入端，在比较器34的其中另一输入端上输入经采样电阻Rs采样获得的实时的电感电流值ICS，通过比较器34的比较，在电感电流值ICS达到电感电流峰值IPK时生成关断触发信号并输出至RS触发器34的输入端，以触发RS触发器34生成原边关断信号，获得下一开关周期内功率开关管SW的关断时刻，以控制功率开关管SW于该时刻关断。
本公开中，在基于反激变换器副边部分生成的误差补偿信号实现对原边的功率开关管的关断控制时，通过反激变换器中固有的变压器进行原边部分与副边部分之间的信号传递，进而通过对原边功率开关管的漏源电压进行波形检测即可获得对应同步整流管的控制时序中的目标时间参数，而基于目标时间参数与电感电流峰值之间的函数关系即可相应获得原边绕组的电感电流峰值，无需隔离器件就能够实现原边功率开关管和副边同步整流管的导通/关断控制，优化了电路结构，有助于减小系统的成本和尺寸，扩大系统的应用范围。
下面，结合具体的波形图对不同工作模式下反激变换器的工作原理及控制方法进行详细说明。
实施例一
本实施例中，反激变换器工作在DCM模式，且DCM模式下反激变换器中部分控制信号的时序波形如图3所示。
本实施例中，控制信号生成单元43所生成的时序信号可控制同步整流管SR于一个开关周期内开通两次(第一开通对应时间段t12～t13，第二次开通对应时间段t14～t15)，同时，控制同步整流管SR在第一次开通后，相对于正常的控制时序来说，同步整流管SR会提前关断。
本实施例中，目标时间参数对应为同步整流管SR第一次关断至第二次开通之间的间隔时间Toff，即时间段t13～t14。因此，本实施例中，第二计算单元42中所单独存储的第一函数关系式，或第一计算单元32和第二计算单元42中均存储的第一函数关系式则表征误差补偿信号Vcomp与同步整流管SR第一次关断至第二次开通的间隔时间Toff之间的函数关系。
本实施例中，反激变换器在一个开关周期内的工作过程如下：
在时间段t10～t11内，功率开关管SW的栅源电压Vgs_pri为高电平，功率开关管SW处于导通状态，且功率开关管SW的源漏电压Vds_pri为低电平，变压器TR原边绕阻NP上的电感电流从零开始线性上升，变压器TR存储能量，同时，变压器TR副边绕阻NS上的电感电流也从零开始线性上升。该时间段内同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR为低电平，同步整流管SR处于关断状态，且同步整流管SR的源漏电压Vds_SR为高电平，且大于反激变换器的输出电压Vo。
在t11时刻，功率开关管SW的栅源电压Vgs_pri变为低电平，功率开关管SW关断，其漏源电压Vds_pri开始上升，同时同步整流管SR的漏源电压Vds_SR开始下降。
经t11～t12时间延迟后，在t12时刻，同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR变为高电平，同步整流管SR导通。
在时间段t12～t13内，同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR为高电平，同步整流管SR处于导通状态，变压器TR释放能量。
在t13时刻，同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR变为低电平，同步整流管SR提前关断。由于同步整流管SR提前关断，变压器TR原边绕阻NP上的电感电流不为零。当同步整流管SR突然关断时，功率开关管SW的漏源电压Vds_pri波形上会出现一个突变时刻(即该时刻功率开关管SW的漏源电压Vds_pri的变化率大于第一阈值)，示例性的，利用电压采样单元31检测该突变时刻则可测量获得目标时间参数Toff的起始时刻。
在时间段t13～t14内，同步整流管SR和功率开关管SW同时处于关断状态。
在t14时刻，同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR变为高电平，同步整流管SR再次开通。此时，变压器TR再次开始释放能量，使得功率开关管SW的漏源电压Vds_pri波形上会再次出现一个突变时刻(即该时刻功率开关管SW的漏源电压Vds_pri的变化率大于第二阈值)，示例性的，利用电压采样单元31检测该突变时刻则可测量获得目标时间参数Toff的终止时刻。进而，利用目标时间参数获取单元32基于对所获得的目标时间参数Toff的起始时刻和终止时刻的测量，即可获得目标时间参数Toff的时长。
在t15时刻，同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR变为低电平，同步整流管SR关断。同时，功率开关管SW的栅源电压Vgs_pri变为高电平，功率开关管SW再次开通。可选的，还可控制功率开关管SW于t15时刻延迟预定时间后开通，该延迟的预定时间等于反激变换器的谐振周期时间乘以x，其中，x包括但不限定于1/5、9/40、1/4、7/24、1/3中的一个，优选为1/4。
基于上述描述可知，本实施例中，利用控制信号生成单元基于目标时间参数提供同步整流管的控制时序包括：在原边绕组NP的电感电流值变为零之前，利用控制信号生成单元43提供控制同步整流管SR关断的关断信号；于目标时间参数对应的间隔时间之后，利用控制信号生成单元43提供控制同步整流管SR开通的开通信号。如此，可以实现控制同步整流管SR在一个开关周期内提前关断和开通两次，在无需隔离器件的情况下能够基于功率开关管的栅源电压Vgs_pri波形获得目标时间参数Toff，进而基于第二函数关系式获得下一开关周期内功率开关管SW的关断时刻，优化了电路结构，有助于减小系统的成本和尺寸，扩大系统的应用范围。同时，在此过程中还能够使得同步整流管SR在一个开关周期内开通两次，有助于实现下一开关周期时功率开关管SW的零电压开通。
实施例二
本实施例中，反激变换器工作在BCM模式，且BCM模式下反激变换器中部分控制信号的时序波形如图4所示。
本实施例中，控制信号生成单元43所生成的时序信号可控制同步整流管SR于一个开关周期内延迟关断。
本实施例中，同步整流控制器4控制同步整流管SR的体二极管于每个周期中功率开关管SW关断后至同步整流管SR开通前的区间内导通。以及目标时间参数对应为同步整流管SR的体二极管的导通时间td，即时间段t22～t23。因此，本实施例中，第二计算单元42中所单独存储的第一函数关系式，或第一计算单元32和第二计算单元42中均存储的第一函数关系式则表征误差补偿信号Vcomp与同步整流管SR的体二极管的导通时间td之间的函数关系。
本实施例中，反激变换器在一个开关周期内的工作过程如下：
在时间段t20～t21内，该时间段内反激变换器的工作过程可参考实施例一中对时间段t10～t11的描述，此处不再赘述。
在t11时刻，功率开关管SW的栅源电压Vgs_pri变为低电平，功率开关管SW关断，其漏源电压Vds_pri开始上升，同时同步整流管SR的漏源电压Vds_SR开始下降。
经t21～t22时间延迟后，在t22时刻，同步整流管SR的体二极管导通，此时功率开关管SW的漏源电压Vds_pri波形上会出现一个凸起(即该时刻功率开关管SW的漏源电压Vds_pri的变化率大于第三阈值)，示例性的，利用电压采样单元31基于功率开关管SW的漏源电压Vds_pri的变化率检测该凸起的上升时刻则可测量获得目标时间参数td的起始时刻。
在t23时刻，同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR变为高电平，同步整流管SR导通。同时，功率开关管SW的漏源电压Vds_pri波形开始下降(即该时刻功率开关管SW的漏源电压Vds_pri的变化率小于第四阈值)，示例性的，利用电压采样单元31基于功率开关管SW的漏源电压Vds_pri的变化率检测前述凸起的下降时刻则可测量获得目标时间参数td的终止时刻。进而，利用目标时间参数获取单元32基于对所获得目标时间参数td的起始时刻和终止时刻的测量，即可获得目标时间参数td的时长。
在时间段t23～t24内，同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR为高电平，同步整流管SR处于导通状态。且同步整流管SR的导通时长因其延迟关断后而相应增大。进而，在同步整流管SR延长的导通期间，变压器TR原边绕组NP和副边绕阻NS上的电感电流在续流结束之后再次产生了一反向的励磁电流。
在t24时刻，同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR变为低电平，同步整流管SR关断。
在时间段t24～t25内，同步整流管SR和功率开关管SW同时处于关断状态，且功率开关管SW的漏源电压Vds_pri逐渐下降，同步整流管SR的漏源电压Vds_SR逐渐上升。
在t25时刻，反激变换器达到过零检测时刻，此时刻，同步整流管SR的漏源电压Vds_SR上升至与反激变换器的输出电压Vo相等。之后，经过预设的延时时长后，功率开关管SW的栅源电压Vgs_pri于t26时刻变为高电平，功率开关管SW开通。示例性的，该预设的延时时长可以根据情况进行设定，例如，可设定该预设的延时时长等于反激变换器的谐振周期时间乘以x，其中，x包括但不限定于1/5、9/40、1/4、7/24、1/3中的一个，优选为1/4。
在t26时刻，功率开关管SW的漏源电压Vds_pri降低至零，实现了功率开关管SW的零电压开通。
基于上述描述可知，本实施例中，利用控制信号生成单元基于目标时间参数提供同步整流管的控制时序包括：在同步整流管SR的体二极管导通时开始计时；在计时值达到目标时间参数td对应的时间值后，利用控制信号生成单元43提供控制同步整流管SR开通的开通信号。如此，在无需隔离器件的情况下能够基于功率开关管的栅源电压Vgs_pri波形获得目标时间参数td，进而基于第二函数关系式获得下一开关周期内功率开关管SW的关断时刻，优化了电路结构，有助于减小系统的成本和尺寸，扩大系统的应用范围。同时，在此过程中还能够延长使得同步整流管SR在一个开关周期内的开通时间，有助于实现下一开关周期时功率开关管SW的零电压开通。
实施例三
本实施例中，反激变换器工作在BCM模式，且BCM模式下反激变换器中部分控制信号的时序波形如图5所示。
本实施例中，控制信号生成单元43所生成的时序信号可控制同步整流管SR于一个开关周期内开通两次(第一开通对应时间段t32～t33，第二次开通对应时间段t34～t35)，同时，控制同步整流管SR在该两次开通间的间隔时间(对应时间段t33～t34)小于预设阈值，相对于正常的控制时序来说，可等效为同步整流管SR在正常的开通期间关断了一次。
本实施例中，目标时间参数对应为同步整流管SR的第一次开通时间T1(对应时间段t32～t33)或第二次开通时间T2(对应时间段t34～t35)。因此，本实施例中，第二计算单元42中所单独存储的第一函数关系式，或第一计算单元32和第二计算单元42中均存储的第一函数关系式则表征误差补偿信号Vcomp与同步整流管SR的第一次开通时间T1或第二次开通时间T2之间、或第一次开通时间T1和第二次开通时间T2的比例之间的函数关系。
本实施例中，反激变换器在一个开关周期内的工作过程如下：
在时间段t30～t31内，该时间段内反激变换器的工作过程可参考实施例一中对时间段t10～t11的描述，此处不再赘述。
在t31时刻，功率开关管SW的栅源电压Vgs_pri变为低电平，功率开关管SW关断，其漏源电压Vds_pri开始上升，同时同步整流管SR的漏源电压Vds_SR开始下降。
经t31～t32时间延迟后，在t32时刻，同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR变为高电平，同步整流管SR导通。当目标时间参数为同步整流管SR的第一次开通时间T1时，示例性的，利用电压采样单元31基于功率开关管SW的漏源电压Vds_pri的变化率检测漏源电压Vds_pri波形的第一次上升时刻则可测量获得目标时间参数T1的起始时刻。
在时间段t32～t33内，同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR为高电平，同步整流管SR处于导通状态，变压器TR释放能量。
在t33时刻，同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR变为低电平，同步整流管SR短暂关断。由于同步整流管SR的短暂关断，变压器TR原边绕阻NP上的电感电流不为零。当同步整流管SR突然关断时，功率开关管SW的漏源电压Vds_pri波形上会出现一个脉冲(即该时刻功率开关管SW的漏源电压Vds_pri的变化率大于第六阈值)，示例性的，利用电压采样单元31基于功率开关管SW的漏源电压Vds_pri的变化率检测该脉冲的上升时刻(对应漏源电压Vds_pri波形的第二次上升时刻)则可测量获得目标时间参数T1的终止时刻。进而，利用目标时间参数获取单元32基于对目标时间参数T1的起始时刻和终止时刻的测量，即可获得目标时间参数T1的时长。
在时间段t33～t34内，同步整流管SR和功率开关管SW同时处于关断状态。其中，时间段t33～t34对应的时长小于预设阈值。
在t34时刻，同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR变为高电平，同步整流管SR再次开通。当目标时间参数为同步整流管SR的第二次开通时间T2时，示例性的，利用电压采样单元31基于功率开关管SW的漏源电压Vds_pri的变化率检测该脉冲的下降时刻对应漏源电压Vds_pri波形的第一次下降时刻)则可测量获得目标时间参数T2的起始时刻。
在t35时刻，同步整流管SR的栅源电压Vgs_SR变为低电平，同步整流管SR关断。同时，功率开关管SW的漏源电压Vds_pri的波形开始下降，同步整流管SR的漏源电压Vds_SR开始上升。示例性的，利用电压采样单元31基于功率开关管SW的漏源电压Vds_pri的变化率检测漏源电压Vds_pri波形的第二下降时刻则可测量获得目标时间参数T2的终止时刻。进而，利用目标时间参数获取单元32基于对所获得目标时间参数T2的起始时刻和终止时刻的测量，即可获得目标时间参数T2的时长。
在t36时刻，反激变换器达到过零检测时刻，此时刻，同步整流管SR的漏源电压Vds_SR上升至与反激变换器的输出电压Vo相等。之后，经过预设的延时时长后，功率开关管SW的栅源电压Vgs_pri于t37时刻变为高电平，功率开关管SW开通。示例性的，该预设的延时时长可以根据情况进行设定，例如，可设定该预设的延时时长等于反激变换器的谐振周期时间乘以x，其中，x包括但不限定于1/5、9/40、1/4、7/24、1/3中的一个，优选为1/4。
在t37时刻，功率开关管SW的漏源电压Vds_pri降低至零，实现了功率开关管SW的零电压开通。
基于上述描述可知，本实施例中，利用控制信号生成单元基于目标时间参数提供同步整流管的控制时序包括：在同步整流管SR开通的第一次开通时间后，利用控制信号生成单元43提供控制同步整流管SR关断的第一关断信号；于预设的时间间隔后，利用控制信号生成单元43提供控制同步整流管SR开通的开通信号；于第二次开通时间后，利用控制信号生成单元43提供控制同步整流管SR关断的第二关断信号。如此，在无需隔离器件的情况下能够基于功率开关管的栅源电压Vgs_pri波形获得目标时间参数T1或T2，进而基于第二函数关系式获得下一开关周期内功率开关管SW的关断时刻，优化了电路结构，有助于减小系统的成本和尺寸，扩大系统的应用范围。
最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。

Claims (9)

1.一种反激变换器，其中，包括：
包含有原边绕组和副边绕组的变压器；
连接所述原边绕组的功率开关管和电压输入电路；
连接所述副边绕组的同步整流管和电压输出电路；
与所述功率开关管连接的原边控制器；
分别与所述同步整流管和所述反激变换器的输出端连接的同步整流控制器，
其中，所述同步整流控制器用于根据所述反激变换器的输出电压获得误差补偿信号，并基于所述误差补偿信号及预先存储的第一函数关系式提供所述同步整流管的控制时序；
所述原边控制器用于采样所述功率开关管的漏源电压以获得与所述控制时序对应的目标时间参数，并基于所述目标时间参数及预先存储的第二函数关系式获得电感电流峰值，所述原边控制器根据采样的所述原边绕组的电感电流值和所述电感电流峰值控制所述功率开关管的开关状态；
当所述反激变换器工作在断续模式下，所述同步整流控制器控制所述同步整流管于一个开关周期内开通两次，所述目标时间参数为所述同步整流管第一次关断至第二次开通的间隔时间；或者
当所述反激变换器工作在临界模式下，所述同步整流控制器控制所述同步整流管的体二极管于每个周期中所述功率开关管关断后至所述同步整流管开通前的区间内导通，所述目标时间参数为所述体二极管的导通时间；或者
当所述反激变换器工作在临界模式下，所述同步整流控制器控制所述同步整流管于一个开关周期内开通两次，所述目标时间参数为所述同步整流管的第一次开通时间或第二次开通时间。
2.根据权利要求1所述的反激变换器，其中，所述第一函数关系式和所述第二函数关系式具体为：
所述第一函数关系式表征所述误差补偿信号与所述目标时间参数之间的函数关系；
所述第二函数关系式表征所述电感电流峰值与所述目标时间参数之间的函数关系。
3.根据权利要求1所述的反激变换器，其中，所述原边控制器包括：
电压采样单元，与所述功率开关管的开关节点连接，用于检测所述功率开关管的漏源电压，
目标时间参数获得单元，接收功率开关管的漏源电压信号，并基于所述功率开关管的漏源电压信号获取所述目标时间参数；
第一计算单元，与所述目标时间参数获取单元连接以接收所述目标时间参数，用于基于所接收的所述目标时间参数及所述第二函数关系式获得所述电感电流峰值；
比较器，分别与所述第一计算单元和采样电阻连接，接收所述电感电流峰值和所述电感电流值，用于在所述电感电流值达到所述电感电流峰值时生成关断触发信号；
RS触发器，与所述比较器连接，用以在接收到所述关断触发信号的情况下生成原边关断信号以控制所述功率开关管关断。
4.根据权利要求1所述的反激变换器，其中，所述同步整流控制器包括：
误差补偿信号生成单元，与所述反激变换器的输出端连接，并接收参考电压，根据反激变换器的输出电压和所述参考电压生成误差补偿信号；
第二计算单元，与所述误差补偿信号生成单元连接，接收所述误差补偿信号，并基于所述误差补偿信号及所述第一函数关系式获得所述目标时间参数；
控制信号生成单元，分别与所述第二计算单元和所述同步整流管的控制端连接，接收所述目标时间参数，用于根据所述目标时间参数提供所述同步整流管的控制时序。
5.一种反激变换器的控制方法，所述反激变换器包括原边绕组、副边绕组、与所述原边绕组连接的功率开关管以及与所述副边绕组连接的同步整流管，其中，所述控制方法包括：
基于所述反激变换器的输出电压获得误差补偿信号；
基于所述误差补偿信号和预先存储的第一函数关系式提供所述同步整流管的控制时序；
基于所述功率开关管的漏源电压信息获取与所述控制时序对应的目标时间参数；
基于获取的所述目标时间参数及预先存储的第二函数关系式获得电感电流峰值；以及
采样所述原边绕组的电感电流值，根据采样的所述原边绕组的电感电流值和所述电感电流峰值控制所述功率开关管的开关状态，
其中，当所述反激变换器工作在断续模式下，控制所述同步整流管于一个开关周期内开通两次，所述目标时间参数为所述同步整流管第一次关断至第二次开通的间隔时间；或者
当所述反激变换器工作在临界模式下，所述目标时间参数为所述同步整流管的体二极管的导通时间，所述同步整流管的体二极管于每个周期中所述功率开关管关断后至所述同步整流管开通前的区间内导通；或者
当所述反激变换器工作临界模式下，所述同步整流管于一个开关周期内开通两次，所述目标时间参数为所述同步整流管的第一次开通时间或第二次开通时间。
6.根据权利要求5所述的控制方法，其中，基于所述误差补偿信号和预先存储的第一函数关系式提供所述同步整流管的控制时序包括：
将所述误差补偿信号代入所述第一函数关系式中，获得目标时间参数；
利用控制信号生成单元基于所述目标时间参数提供所述同步整流管的控制时序。
7.根据权利要求5所述的控制方法，其中，当所述反激变换器工作在断续模式下，利用控制信号生成单元基于所述目标时间参数提供所述同步整流管的控制时序包括：
在原边绕组的电感电流值变为零之前，利用控制信号生成单元提供控制所述同步整流管关断的关断信号；
于所述目标时间参数对应的间隔时间之后，利用控制信号生成单元提供控制所述同步整流管开通的开通信号。
8.根据权利要求5所述的控制方法，其中，当所述反激变换器工作在临界模式下，利用控制信号生成单元基于所述目标时间参数提供所述同步整流管的控制时序包括：
在所述同步整流管的体二极管导通时开始计时；
在计时值达到所述目标时间参数对应的时间值后，利用控制信号生成单元提供控制所述同步整流管开通的开通信号。
9.根据权利要求5所述的控制方法，其中，在所述反激变换器的临界模式下，利用控制信号生成单元基于所述目标时间参数提供所述同步整流管的控制时序包括：
在所述同步整流管开通的第一次开通时间后，利用控制信号生成单元提供控制所述同步整流管关断的第一关断信号；
于预设的时间间隔后，利用控制信号生成单元提供控制所述同步整流管开通的开通信号；
于第二次开通时间后，利用控制信号生成单元提供控制所述同步整流管关断的第二关断信号。
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