CN107147325B - 电流馈电型高功率脉冲电流源 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种电流馈电型高功率脉冲电流源，其包括依次连接的输入整流电路、有源功率因数校正电路以及Buck电流馈电全桥单元，所述有源功率因数校正电路、Buck电流馈电全桥单元还与控制单元连接；输入整流电路用于将外部的市电转换为直流电，控制单元控制有源功率因数校正电路输出所需稳定的电压，控制单元采集Buck电流馈电全桥单元的输出电流，并根据所述输出电流调整Buck电流馈电全桥单元的Buck电路PWM占空比，以使得Buck电流馈电全桥单元输出的电流脉冲能跟踪控制单元的基准脉冲。本发明电路结构简单，能有效减少电源体积，避免现有全桥电路直通的危险，改善开关管开关瞬间存在的问题，提高电源效率以及可靠性。

Description

电流馈电型高功率脉冲电流源

技术领域

本发明涉及一种电流源，尤其是一种电流馈电型高功率脉冲电流源，属于脉冲电流源的技术领域。

背景技术

目前，常用的脉冲电流源按其外特性可以分为：锯齿波、梯形波、三角波以及锯齿波。脉冲电源对脉冲波形有着严格的要求，作为测试系统电源的脉冲电源不仅要保证脉冲电流的稳定输出，而且要考虑脉冲的幅度、宽度、上升沿时间、下降沿时间以及重复频率。半导体测试设备的电流源一般为矩形波，各项参数的调节范围和精度是衡量一台测试电源好坏的关键，而这些正是此类电源的设计难点。

如图1所示，为现有脉冲电流产生的示意图，脉冲电流源包括一次电源部分、储能介质部分、功率压缩放电部分以及负载传输部分，其中，一次电源部分、储能介质部分构成低功率储能，功率压缩放电部分以及负载传输部分构成高功率输出部分。一般地，储能介质为电解电容和电感，为了避免对充电电容的冲击，需要专门的隔离充电电路。功率压缩放电部分是瞬间形成大电流的关键，功率压缩放电部分需要放电电路来控制，常见的放电电路有：LLC桥电路、正激电路、推挽电路等。

如图2所示，为目前常用的全桥及同步整流电路的原理图，其中，全桥电路控制方式分为对角导通和移相控制两种。对角导通方式中，负反馈控制系统根据输出电压和参考电压的误差通过补偿计算对PWM波的占空比进行调节，实现稳定输出，所述方式只能是硬开关，在开关频率较高的时候，损耗较大。移相控制可实现软开关，通过在变压器原边串联谐振电感，或者利用变压器漏感和功率管两端电容形成谐振，从而减小开关管电压和电流的交叠，实现零电压开通和关断(ZVS)，从而降低开关损耗。

变压器副边整流管一般情况下选用肖特基二极管，但是在大电流情况下，二极管上损耗较大。采用MOSFET代替二极管，利用其通态电阻小的特点可以降低损耗。变压器原边对应的MOS管Q10、MOS管Q12导通时，变压器副边的MOS管Q6开通，而MOS管Q14关断，变压器在负半周期电压整流输出。同理，MOS管Q11、MOS管Q13导通时，MOS管Q14开通而MOS管Q15关断，变压器在正半周期电压整流输出。同时，利用MOSFET自动均流的特性可以实现多路并联增大输出电流。

如图3所示，为现有LCC谐振脉冲电流源的电路原理图，LCC谐振式脉冲电流源为两级结构，两级分别有各自的负反馈稳压电路，前级采用BUCK变换器，通过调节BUCK电路PWM波占空比来得到一个稳定的直流母线电压，后级为工作在恒流模式下的LCC谐振半桥变换器，通过调节参考脉冲电压，LCC谐振变换器输出电流的幅度、脉冲宽度和重复频率可调。该拓扑结构利用电感Lr和电容Cs、电容Cm谐振，形成软开关条件，在大功率输出情况下，可以有效降低开关损耗，改善EMI问题。但是该电路一般工作在变频控制模式下，所以变压器设计比较困难。由于属于电压馈电形式，所以在某些特殊情况下，如高温重负载场合，会有桥臂共通的危险。

综上，对于利用储能介质释放电路脉冲技术，主要存在如下的不足，具体包括：

1)、利用储能原件放电是最传统的方法，可以通过开关管来控制放电的时刻，这种方法的电路比较简单，但是波形质量难以控制，电流脉冲的参数也不好调节。

2)、为了对输出脉冲可调节，需要专门的放电电路，放电电路增加了系统的复杂度，失去了这种方法简单的特点。

3)、为了避免对储能原件的冲击，需要专门的隔离充电电路，进一步增加了系统的复杂度。

4)、在输出电流脉冲幅度很大的情况下，储能原件体积也会变大，充电电路有限流电阻，进一步增加系统能耗。

对于直接斩波法输出电流脉冲的技术，主要存在如下不足，具体包括：

1)、在低压大电流的使用场合，直接斩波降压压差较大，所以器件耐压要求高。

2)、耐压越高的器件开关频率低，不利于电源小型化，同时直接斩波的电源工作在硬开关状态，电源效率难以保证，EMI问题比较严重。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种电流馈电型高功率脉冲电流源，其电路结构简单，能有效减少电源体积，避免现有全桥电路直通的危险，改善开关管开关瞬间存在的问题，提高电源效率以及可靠性。

按照本发明提供的技术方案，所述电流馈电型高功率脉冲电流源，包括依次连接的输入整流电路、有源功率因数校正电路以及Buck电流馈电全桥单元，所述有源功率因数校正电路、Buck电流馈电全桥单元还与控制单元连接；

输入整流电路用于将外部的市电转换为直流电，控制单元控制有源功率因数校正电路输出所需稳定的电压，控制单元采集Buck电流馈电全桥单元的输出电流，并根据所述输出电流调整Buck电流馈电全桥单元的Buck电路PWM占空比，以使得Buck电流馈电全桥单元输出的电流脉冲能跟踪控制单元的基准脉冲。

所述有源功率因数校正电路包括电感L1以及开关管Q21，电感L1的一端与二极管D1的阴极端、二极管D3的阴极端、二极管D9的阳极端以及开关管Q21的漏极端连接，二极管D1的阳极端与二极管D2的阴极端连接，二极管D3的阳极端与二极管D4的阴极端连接；

二极管D2的阳极端、二极管D4的阳极端与开关管Q21的源极端以及电容C1的一端连接，电容C1的另一端与二极管D9的阴极端连接，开关管Q21的栅极端与控制单元连接。

所述Buck电流馈电全桥单元包括Buck电路以及与所述Buck电路连接的电流馈电全桥电路；

所述Buck电路包括开关管Q9、电感L2以及二极管D24，开关管Q9的漏极端与有源功率因数校正电路的输出端连接，开关管Q9的源极端与电感L2的一端以及二极管D24的阴极端连接，开关管Q9的栅极端与控制单元的输出端连接；

电流馈电全桥电路包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3以及开关管Q4，开关管Q1的漏极端与电感L2的另一端、二极管D5的阴极端、开关管Q4的漏极端以及二极管D8的阴极端连接；开关管Q1的源极端与二极管D5的阳极端、开关管Q2的漏极端、二极管D6的阴极端以及变压器T1原边线圈的一端连接；

开关管Q2的源极端与二极管D6的阳极端、二极管D24的阳极端、开关管Q3的源极端以及二极管D7的阳极端连接，开关管Q3的漏极端与二极管D7的阴极端、电容Cb的一端、开关管Q4的源极端以及二极管D8的阳极端连接，电容Cb的另一端与变压器T1原边线圈的另一端连接；

变压器T1的副边包括第一副边线圈以及第二副边线圈，第一副边线圈的一端与开关管Q5的漏极端连接，开关管Q5的源极端与开关管Q6的源极端、电容C2的一端、电容C3的一端、开关管Q7的源极端以及开关管Q8的源极端连接；开关管Q6的漏极端与第一副边线圈的另一端连接，电容C2的另一端与第一副边线圈的中心抽头、电容C3的另一端以及第二副边线圈的中心抽头连接；

开关管Q7的漏极端与第二副边线圈的一端连接，开关管Q8的漏极端与第二副边线圈的另一端连接。

还包括高端电压箝位电路，所述高端电压箝位电路包括二极管D9以及稳压管Z1，二极管D9的阴极端与开关管Q9的漏极端连接，二极管D9的阳极端与稳压管Z1的阳极端连接，稳压管Z1的阴极端与开关管Q1的漏极端、二极管D5的阴极端、开关管Q4的漏极端以及二极管D8的阴极端连接。

所述控制单元包括DSP。

本发明的优点：对Buck电流馈电全桥单元的输出电流进行采样，即形成电流馈电拓扑；控制单元根据采样的输出电流调节Buck电路的Buck电路PWM占空比，使得Buck电流馈电全桥单元输出的电流脉冲能跟踪控制单元的基准脉冲；在采用电流馈电拓扑时，能有效克服了传统电压馈电拓扑的缺点。在Buck电路中省去了输出电容，在电流馈电全桥电路中省去了电感，简化了电路，使得电源体积大大减小。同时，电流馈电全桥电路中，允许同一桥臂的两个开关管的重叠导通，避免了传统全桥电路直通的危险、改善了开关管开关瞬间存在的问题，提高了电源效率和可靠性。

附图说明

图1为现有脉冲电流产生的电路框图。

图2为现有全桥及同步整流电路的电路原理图。

图3为现有LCC谐振式脉冲电流源的电路原理图。

图4为本发明的电路框图。

图5为本发明输入整流电路与有源功率因数校正配合的电路原理图。

图6为本发明Buck电流馈电全桥单元与控制单元配合的电路原理图。

图7为本发明对开关管Q9的控制时序图。

图8为本发明电流馈电全桥电路的时序图。

具体实施方式

下面结合具体附图和实施例对本发明作进一步说明。

如图4所示：为了能提高电源效率以及可靠性，本发明包括依次连接的输入整流电路、有源功率因数校正电路以及Buck电流馈电全桥单元，所述有源功率因数校正电路、Buck电流馈电全桥单元还与控制单元连接；

输入整流电路用于将外部的市电转换为直流电，控制单元控制有源功率因数校正电路输出所需稳定的电压，控制单元采集Buck电流馈电全桥单元的输出电流，并根据所述输出电流调整Buck电流馈电全桥单元的Buck电路PWM占空比，以使得Buck电流馈电全桥单元输出的电流脉冲能跟踪控制单元的基准脉冲。

具体地，输入整流电路用于将外部输入的220V交流电转换为直流电，控制单元控制有源功率因数校正电路输出所需稳定的电压，从而能改善Buck电流馈电全桥单元的输入电流波形，提高整个电流源的功率因数，降低电流源对电网的干扰，改善脉冲电流源的EMC特性。控制单元采用DSP芯片，实现了单芯片纯数字控制，当然，具体实施时，控制单元还可以采用其他常用的芯片类型，具体可以根据需要进行选择，此处不再赘述。

当Buck电流馈电全桥单元为负载RL供电并输出电流时，控制单元采集Buck电流馈电全桥单元的输出电流，并根据所述输出电流调整Buck电流馈电全桥单元的Buck电路PWM占空比，以使得Buck电流馈电全桥单元输出的电流脉冲能跟踪控制单元的基准脉冲，即使得Buck电流馈电全桥环境输出稳定的脉冲电流。

如图5所示，所述有源功率因数校正电路包括电感L1以及开关管Q21，电感L1的一端与二极管D1的阴极端、二极管D3的阴极端、二极管D9的阳极端以及开关管Q21的漏极端连接，二极管D1的阳极端与二极管D2的阴极端连接，二极管D3的阳极端与二极管D4的阴极端连接；

二极管D2的阳极端、二极管D4的阳极端与开关管Q21的源极端以及电容C1的一端连接，电容C1的另一端与二极管D9的阴极端连接，开关管Q21的栅极端与控制单元连接。

本发明实施例中，二极管D1、二极管D2、二极管D3以及二极管D4构成了输入整流电路，整流后的直流电存储在电感L1中，当然，输入整流电路还可以采用其他常用的形式，具体可以根据需要进行选择，只要能实现将交流电转换为直流电即可，二极管D1、二极管D2、二极管D3以及二极管D4构成输入整流电路具体的整流过程为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。

开关管Q21可以采用MOS管，开关管Q21的导通状态受控制单元控制，且控制单元采用PWM方式控制开关管Q21的导通状态；具体地，控制单元采集电容C1上的电压，并将电容C1上的电压与控制单元内预设电压比较，当电容C1上的电压高于预设电压时，控制单元减少开关管Q21的PWM波脉宽，以降低电容C1上的电压；当电容C1上的电压低于预设电压时，控制单元增加开关管Q21的PWM波脉宽，以增加电容C1上的电压，即控制单元使得电容C1上的电压与预设电压接近或一致，以为Buck电路馈电全桥单元提供稳定的电压。

开关管Q21导通时，电流流过电感线圈L1，电感线圈L1处于未饱和状态时，电感L1开始以磁能的形式储存电能，电容C1放电提供能量。开关管Q21截止时，电感L1给电容C1供电，通过所述有源功率因数校正电路能使得功率因数达到95％以上。

如图6所示，所述Buck电流馈电全桥单元包括Buck电路以及与所述Buck电路连接的电流馈电全桥电路；

所述Buck电路包括开关管Q9、电感L2以及二极管D24，开关管Q9的漏极端与有源功率因数校正电路的输出端连接，开关管Q9的源极端与电感L2的一端以及二极管D24的阴极端连接，开关管Q9的栅极端与控制单元的输出端连接；

电流馈电全桥电路包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3以及开关管Q4，开关管Q1的漏极端与电感L2的另一端、二极管D5的阴极端、开关管Q4的漏极端以及二极管D8的阴极端连接；开关管Q1的源极端与二极管D5的阳极端、开关管Q2的漏极端、二极管D6的阴极端以及变压器T1原边线圈的一端连接；

开关管Q2的源极端与二极管D6的阳极端、二极管D24的阳极端、开关管Q3的源极端以及二极管D7的阳极端连接，开关管Q3的漏极端与二极管D7的阴极端、电容Cb的一端、开关管Q4的源极端以及二极管D8的阳极端连接，电容Cb的另一端与变压器T1原边线圈的另一端连接；

变压器T1的副边包括第一副边线圈以及第二副边线圈，第一副边线圈的一端与开关管Q5的漏极端连接，开关管Q5的源极端与开关管Q6的源极端、电容C2的一端、电容C3的一端、开关管Q7的源极端以及开关管Q8的源极端连接；开关管Q6的漏极端与第一副边线圈的另一端连接，电容C2的另一端与第一副边线圈的中心抽头、电容C3的另一端以及第二副边线圈的中心抽头连接；

开关管Q7的漏极端与第二副边线圈的一端连接，开关管Q8的漏极端与第二副边线圈的另一端连接。

具体实施时，还包括高端电压箝位电路，所述高端电压箝位电路包括二极管D9以及稳压管Z1，二极管D9的阴极端与开关管Q9的漏极端连接，二极管D9的阳极端与稳压管Z1的阳极端连接，稳压管Z1的阴极端与开关管Q1的漏极端、二极管D5的阴极端、开关管Q4的漏极端以及二极管D8的阴极端连接。

本发明实施例中，开关管Q1～开关管Q9可以采用MOS管，其中，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3以及开关管Q4构成全桥电路，所述全桥电路采用对角导通的方式，即开关管Q1与开关管Q3同步导通，开关管Q2与开关管Q4同步导通，开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7以及开关管Q8用于输出整流，当开关管Q1与开关管Q3同步导通时，开关管Q6、开关管Q8导通整流，而当开关管Q2与开关管Q4同步导通时，开关管Q5、开关管Q7导通整流，具体时序如图8所示。具体实施时，开关管Q1～开关管Q8驱动时序都是固定的，占空比不变，也即是处于开环模式。

具体使用时，负载RL与电容C2以及电容C3并联，以为负载RL提供稳定的电流。对图8所示的时序中，开关管Q1以及开关管Q3先导通并维持导通状态，开关管Q2以及开关管Q4与开关管Q1、开关管Q3具有重叠导通时间Td，当开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3以及开关管Q4均处于导通状态时，电感L2的输出端短路(电感L2的输出端具体是指电感L2与开关管Q1、开关管Q4对应连接的端部)，由于电感L2阻抗较大，电压V1会立即下降到零，又由于电感L1的电感量大，所以电流能保持恒定。

当开关管Q2、开关管Q4导通并在重叠导通时间Td内时，流过开关管Q2、开关管Q4的电流开始上升，而流过开关管Q1、开关管Q3的电流下降。由于开关管Q2、开关管Q4是在对应两端电压均为零的情况下电流上升，因此，开关管Q2、开关管Q4的开通阶段不产生导通损耗。

开关管Q2、开关管Q4导通并持续时间Td后，开关管Q1、开关管Q3关断，此时电压V1也为零，因此，实现了零电压关断，不产生关断损耗。此外，在开关管Q1以及开关管Q3导通时，变压器T1的漏感能存储能量，在开关管Q2、开关管Q4导通并持续时间Td时，电压V1始终为0，因此，随着变压器T1原边线圈两端电压的下降，变压器T1的漏感电压会反向维持电流，即变压器T1漏感存储的能量会对负载RL供电，提高了电源转换的效率。

在对负载RL提供稳定地电流时，控制单元采集流过负载RL的电流，即形成电流馈电的结构形式，对于处于同一桥臂的开关管，如开关管Q1与开关管Q2、开关管Q3与开关管Q4允许重叠导通，且同一桥臂的开关管导通时，由于电感L2呈高阻抗状态，由开关管Q1～开关管Q4构成全桥电路的节点电压均降为零，即通过电感L2的高阻抗，使得全桥电路的供电母线成为恒流源，即变压器T1的原边的供电形成恒流源。

如图6和图7所示，控制单元内包括误差放大器以及脉宽调制器，当对负载RL提供稳定地电流时，采样的输出电流输入到误差放大器内，即形成电流反馈。控制单元将采样的输出电流与基准脉冲比较，并根据比较结果调整Buck电路的Buck电路PWM占空比，即调节开关管Q9的导通状态。图7中，Vp为电流的基准脉冲，Vg为对驱动开关管Q9的脉冲波形，Vs的占空比由反馈环路确定，然后用电流基准Vp对Vs斩波即可到得到Vg。在通过对基准脉冲Vp的设置，能调节输出电流的参数，输出电流的可调参数包括电流脉冲宽度、重复频率以及幅度，具体输出电流的调整可以根据需要进行选择，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。

当通过调节Buck电路PWM占空比时，能调节电流馈电全桥电路的输入电压，即通过调整全桥母线电压来得到稳定的输出脉冲电流。根据输出电流与基准脉冲比较，并调节Buck电路PWM占空比的过程可以采用本技术领域常用的技术手段实现，具体为本技术领域人员所熟知，此处不再赘述。本发明实施例中，只有对输出电流采样的一个反馈环路，简化了控制电路，而且电流响应速度快，对于负载任何的变化和扰动，反馈环路能在几个开关周期内得到补偿。

由图6可知，在Buck电路中省去了Buck电路的输出电容；且在电流馈电全桥电路中省去了输出电感，因此，能有效缩小了电源体积。同时，电流馈电全桥电路中变压器T1的副边没有电感，不会出现由于电感电流不连续而造成输出电压剧烈变化的情况。电流馈电全桥电路中的开关管工作于开环模式，输出电流采样经过控制单元处理后与Buck环节形成闭环。

本发明对Buck电流馈电全桥单元的输出电流进行采样，即形成电流馈电拓扑；控制单元根据采样的输出电流调节Buck电路的Buck电路PWM占空比，使得Buck电流馈电全桥单元输出的电流脉冲能跟踪控制单元的基准脉冲；在采用电流馈电拓扑时，能有效克服了传统电压馈电拓扑的缺点。在Buck电路中省去了输出电容，在电流馈电全桥电路中省去了电感，简化了电路，使得电源体积大大减小。同时，电流馈电全桥电路中，允许同一桥臂的两个开关管的重叠导通，避免了传统全桥电路直通的危险、改善了开关管开关瞬间存在的问题，提高了电源效率和可靠性。

Claims (2)

1.一种电流馈电型高功率脉冲电流源，其特征是：包括依次连接的输入整流电路、有源功率因数校正电路以及Buck电流馈电全桥单元，所述有源功率因数校正电路、Buck电流馈电全桥单元还与控制单元连接；

输入整流电路用于将外部的市电转换为直流电，控制单元控制有源功率因数校正电路输出所需稳定的电压，控制单元采集Buck电流馈电全桥单元的输出电流，并根据所述输出电流调整Buck电流馈电全桥单元的Buck电路PWM占空比，以使得Buck电流馈电全桥单元输出的电流脉冲能跟踪控制单元的基准脉冲；

所述有源功率因数校正电路包括电感L1以及开关管Q21，电感L1的一端与二极管D1的阴极端、二极管D3的阴极端、二极管D9的阳极端以及开关管Q21的漏极端连接，二极管D1的阳极端与二极管D2的阴极端连接，二极管D3的阳极端与二极管D4的阴极端连接；

二极管D2的阳极端、二极管D4的阳极端与开关管Q21的源极端以及电容C1的一端连接，电容C1的另一端与二极管D9的阴极端连接，开关管Q21的栅极端与控制单元连接；

所述Buck电流馈电全桥单元包括Buck电路以及与所述Buck电路连接的电流馈电全桥电路；

所述Buck电路包括开关管Q9、电感L2以及二极管D24，开关管Q9的漏极端与有源功率因数校正电路的输出端连接，开关管Q9的源极端与电感L2的一端以及二极管D24的阴极端连接，开关管Q9的栅极端与控制单元的输出端连接；

电流馈电全桥电路包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3以及开关管Q4，开关管Q1的漏极端与电感L2的另一端、二极管D5的阴极端、开关管Q4的漏极端以及二极管D8的阴极端连接；开关管Q1的源极端与二极管D5的阳极端、开关管Q2的漏极端、二极管D6的阴极端以及变压器T1原边线圈的一端连接；

开关管Q2的源极端与二极管D6的阳极端、二极管D24的阳极端、开关管Q3的源极端以及二极管D7的阳极端连接，开关管Q3的漏极端与二极管D7的阴极端、电容Cb的一端、开关管Q4的源极端以及二极管D8的阳极端连接，电容Cb的另一端与变压器T1原边线圈的另一端连接；

变压器T1的副边包括第一副边线圈以及第二副边线圈，第一副边线圈的一端与开关管Q5的漏极端连接，开关管Q5的源极端与开关管Q6的源极端、电容C2的一端、电容C3的一端、开关管Q7的源极端以及开关管Q8的源极端连接；开关管Q6的漏极端与第一副边线圈的另一端连接，电容C2的另一端与第一副边线圈的中心抽头、电容C3的另一端以及第二副边线圈的中心抽头连接；

开关管Q7的漏极端与第二副边线圈的一端连接，开关管Q8的漏极端与第二副边线圈的另一端连接；

还包括高端电压箝位电路，所述高端电压箝位电路包括二极管D9以及稳压管Z1，二极管D9的阴极端与开关管Q9的漏极端连接，二极管D9的阳极端与稳压管Z1的阳极端连接，稳压管Z1的阴极端与开关管Q1的漏极端、二极管D5的阴极端、开关管Q4的漏极端以及二极管D8的阴极端连接；

控制单元内包括误差放大器以及脉宽调制器，当对负载RL提供稳定地电流时，采样的输出电流输入到误差放大器内，即形成电流反馈；控制单元将采样的输出电流与基准脉冲比较，并根据比较结果调整Buck电路的Buck电路PWM占空比，即调节开关管Q9的导通状态；

当通过调节Buck电路PWM占空比时，能调节电流馈电全桥电路的输入电压，即通过调整全桥母线电压来得到稳定的输出脉冲电流。

2.根据权利要求1所述的电流馈电型高功率脉冲电流源，其特征是：所述控制单元包括DSP。

Images