CN111525809B - 一种输出电压可调的高频混合型直流变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种输出电压可调的高频混合型直流变换器。该变换器包括LLC谐振变换器电路、非隔离型Buck电路、辅变压器电路；LLC谐振变换器电路用于零电压开通和零电流关断，负责能量传输；辅变压器电路设置于LLC谐振变换器电路上，LLC谐振变换器电路中的变压器与辅变压器电路中的辅变压器原边绕组串联、副边绕组相互独立；辅变压器副边绕组经整流桥后连接非隔离型Buck电路，非隔离型Buck电路的输出与LLC谐振变换器电路的输出并联，通过控制非隔离型Buck电路的占空比实现对输出电压的调节。本发明不仅可实现输出电压可调和宽负载运行，还能实现零电压开通和零电流关断，减少了开关损耗，提高了整体效率和功率密度。

Description

一种输出电压可调的高频混合型直流变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别是一种输出电压可调的高频混合型直流变换器。
背景技术
随着电力电子技术的飞速发展，在中大功率直流领域，如在航空电源、通信电源、服务器电源、电动汽车充电和照明电源以及新能源发电领域等应用中，变换器效率及功率密度的需求变得越来越高，因此相关的直流变换器提出以小型化、高效率、低纹波、低电磁干扰的性能要求。为了降低变换器的开关损耗，提高工作效率，基于高频软开关技术的LLC谐振型变换器开始被人们广泛接受并应用。其可以实现原边开关管的零电压开通(ZVS)和副边整流管的零电流关断(ZCS)，同时保持无功环流较小的特性，因此被越来越广泛得应用在各种领域。同时，以SiC和GaN为代表的第三代宽禁带半导体器件的快速发展，使变换器工作频率极大的提高到MHz。进而提高了开关电源的功率密度，达到其小型化、轻量化的需求，推动着功率电力电子装置向着高频高效高功率密度的方向发展。
然而，随着LLC谐振变换器应用领域的不断发展，对变换器的输入、输出电压电流范围的要求也越来越高。比如，在新能源发电等领域要求变换器工作在宽广的范围(输入、输出电压/负载变化)，电动汽车也有不同车型电池电压等级不同等问题，因此对于电力电子变换器具有宽电压宽负载范围的要求。而传统的LLC谐振变换器结构和控制方法在实现这些目标时，常会出现体积效率等方面的损失。
发明内容
本发明的目的在于提供一种宽负载范围的输出电压可调的高频混合型直流变换器，并实现零电压开通和零电流关断，减少开关损耗，提高整体效率和功率密度。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种输出电压可调的高频混合型直流变换器，包括LLC谐振变换器电路、非隔离型Buck电路、辅变压器电路，其中：
所述LLC谐振变换器电路用于零电压开通和零电流关断，负责能量传输；所述辅变压器电路设置于LLC谐振变换器电路上，LLC谐振变换器电路中的变压器与辅变压器电路中的辅变压器原边绕组串联、副边绕组相互独立；同时，辅变压器副边绕组经整流桥后连接非隔离型Buck电路，非隔离型Buck电路的输出与LLC谐振变换器电路的输出并联，通过控制非隔离型Buck电路的占空比实现对LLC谐振变换器电路输出电压的调节。
进一步地，所述LLC谐振变换器电路包括第一直流输入电压源、第一GaN HEMTs管、第二GaN HEMTs管、第三GaN HEMTs管、第四GaN HEMTs管、第五GaN HEMTs管、第一谐振电容、第一谐振电感、第一变压器、第一激励电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一输出电容、第一输出电压源；
所述第一直流输入电压源的正极同时与第一GaN HEMTs管、第二GaN HEMTs管的漏极相连；第一直流输入电压源的负极同时与第三GaN HEMTs管、第四GaNHEMTs管源极相连；第一GaN HEMTs管源极与第四GaN HEMTs管漏极相连，组成同一桥臂电路；第二GaN HEMTs管源极与第三GaN HEMTs管漏极相连，组成同一桥臂电路；第一谐振电容正极连接到第一GaNHEMTs管和第四GaN HEMTs管组成的桥臂上；第一谐振电感负极与第一谐振电容一端相连，第一谐振电容另一端与第一变压器原边相连；第一激励电感与第一变压器原边并联；
第一变压器副边为两绕组串联；第一输出电容的正极与第一变压器副边两绕组的公共端相连；第一二极管、第二二极管的正极分别连接第一变压器副边两绕组的另一端；第一二极管、第二二极管、第一输出电容负极相连接地；第一输出电压源正极接入第一输出电容的正极，第一输出电压源负极接地。
进一步地，所述辅变压器电路包括辅变压器和整流桥，其中辅变压器包括第二变压器、第二激励电感，整流桥包括第三二极管、第四二极管、第二输出电容；所述非隔离型Buck电路包括第二变压器、第二激励电感、第三二极管、第四二极管、第二输出电容、第五GaN HEMTs管、第五二极管、第一输出滤波电感；
所述第二变压器原边与第一变压器原边串联；第二激励电感与第二变压器原边并联；第二变压器原边另一端连接到第二GaN HEMTs管和第三GaN HEMTs管组成的桥臂上；第二变压器副边为两绕组串联；第五GaN HEMTs管漏极与第二输出电容正极相连后的公共端接于第二变压器副边两绕组的公共端；第三二极管、第四二极管正极分别连接第二变压器副边两绕组的另一端；第三二极管、第四二极管负极与第二输出电容负极、第五二极管正极相连；第五GaN HEMTs管源极与第五二极管负极、第一输出滤波电感一端相连；第一输出滤波电感另一端分别与第一输出电容正极、第一输出电压源正极连接。
进一步地，所述第一激励电感、第二激励电感的励磁电流相等；第一～第五GaNHEMTs管，分别附加第一～五反并联二极管以及第一～五并联寄生电容，具有续流能力。
进一步地，第一～第五GaN HEMTs管的栅极和源极之间均接收外部电路提供的控制驱动信号；所述变换器在一个开关周期内包括4个工作状态，令ti表示时间点，i＝0,1,2,3,4，具体如下：
在t0～t1区间，第一GaN HEMTs管、第三GaN HEMTs管导通，第一谐振电容和第一谐振电感产生谐振，能量通过第一变压器、第二变压器传输到负载；同时，第一二极管、第三二极管导通，第一激励电感的电压被钳位在
Figure BDA0002466867950000031
第二激励电感的电压被钳位在mVco2；流过第一激励电感、第二激励电感的励磁电流Im线性增长，谐振电流Ir为正弦变化波形，且当二者在t1时刻相等时，第一二极管、第三二极管关断；其中，n为第一变压器的变比，
Figure BDA0002466867950000032
为第一输出电压源的输出电压值，m为第二变压器的变比，Vco2为第二输出电容两端的电压值；
在t1～t2区间，第一GaN HEMTs管、第三GaN HEMTs管关断，励磁电流Im给第一并联寄生电容、第三并联寄生电容充电同时给第二并联寄生电容、第四并联寄生电容放电，为第二GaN HEMTs管、第四GaN HEMTs管的零电压开通作准备；在此期间，副边第一～第四二极管全部关断；第一激励电感、第二激励电感、第一谐振电感串联，励磁电流Im不再减小且随谐振电流Ir线性变化；t2时刻，第二并联寄生电容、第四并联寄生电容放电电压为零，第二GaNHEMTs管、第四GaN HEMTs管开通；
在t2～t3区间，第二GaN HEMTs管、第四GaN HEMTs管导通，第一谐振电容和第一谐振电感产生谐振，能量通过第一变压器、第二变压器传输到负载；同时，第二二极管、第四二极管导通，第一激励电感的电压被钳位在nVo，第二激励电感的电压被钳位在mVco2；励磁电流Im线性减小，谐振电流Ir为正弦变化波形，且当二者在t3时刻相等时，第二二极管、第四二极管关断；
在t3～t4区间，第二GaN HEMTs管、第四GaN HEMTs管关断；励磁电流Im给第二并联寄生电容、第四并联寄生电容充电同时给第一并联寄生电容、第三并联寄生电容放电，为下一次第一GaN HEMTs管、第三GaN HEMTs管的零电压开通作准备；在此期间，副边第一～第四二极管全部关断；第一激励电感、第二激励电感、第一谐振电感串联，励磁电流Im不再增加且随谐振电流Ir线性变化；t4时刻，第一并联寄生电容、第三并联寄生电容放电至电压为零，第一GaN HEMTs管、第三GaN HEMTs管实现零电压开通。
进一步地，第一直流输入电压源的输入电压值
Figure BDA0002466867950000041
与第一输出电压源的输出电压值
Figure BDA0002466867950000042
的关系式为：
Figure BDA0002466867950000043
其中f(D)为非隔离型Buck电路稳态增益，D为非隔离型Buck电路的占空比；
通过调节非隔离型Buck电路占空比实现对输出电压的调节。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)采用新型宽禁带半导体功率器件氮化镓GaN HEMTs，工作频率达MHz，提高效率和功率密度；(2)全桥LLC谐振变换器可以实现零电压开通即ZVS和零电流关断即ZCS，减少了开关损耗，提高了工作效率和降低了电磁干扰；(3)增加的辅助变压器和非隔离Buck电路可实现输出电压的可调和宽负载范围运行能力。
附图说明
图1是本发明输出电压可调的高频混合型直流变换器的拓扑结构示意图。
图2是本发明稳态工作模式波形理论分析图。
具体实施方式
本发明输出电压可调的高频混合型直流变换器包括LLC谐振变换器电路、非隔离型Buck电路、辅变压器电路，具体拓扑结构是在LLC谐振变换器电路上增加一个辅变压器，其两变压器原边绕组串联以及副边绕组相互独立。同时，辅变压器副边绕组经整流桥后连接一个非隔离型Buck电路，其输出与谐振变换器输出并联，使得通过控制Buck电路占空比实现对LLC谐振变换器输出电压的可调及宽负载运行能力。此外，主功率开关管全部采用宽禁带半导体器件氮化镓(GaN)，工作频率可提高至MHz。
结合图1，本发明一种输出电压可调的高频混合型直流变换器，包括LLC谐振变换器电路、非隔离型Buck电路、辅变压器电路，其中：
所述LLC谐振变换器电路用于零电压开通和零电流关断，负责能量传输；所述辅变压器电路设置于LLC谐振变换器电路上，LLC谐振变换器电路中的变压器与辅变压器电路中的辅变压器原边绕组串联、副边绕组相互独立；同时，辅变压器副边绕组经整流桥后连接非隔离型Buck电路，非隔离型Buck电路的输出与LLC谐振变换器电路的输出并联，通过控制非隔离型Buck电路的占空比实现对LLC谐振变换器电路输出电压的调节。
进一步地，所述LLC谐振变换器电路包括第一直流输入电压源Vin、第一GaNHEMTs管S1、第二GaN HEMTs管S2、第三GaN HEMTs管S3、第四GaN HEMTs管S4、第五GaN HEMTs管S5、第一谐振电容Cr、第一谐振电感Lr、第一变压器T1、第一激励电感Lm1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第一输出电容Co1、第一输出电压源Vo；
所述第一直流输入电压源Vin的正极同时与第一GaN HEMTs管S1、第二GaNHEMTs管S2的漏极相连；第一直流输入电压源Vin的负极同时与第三GaN HEMTs管S3、第四GaN HEMTs管S4源极相连；第一GaN HEMTs管S1源极与第四GaN HEMTs管S4漏极相连，组成同一桥臂电路；第二GaN HEMTs管S2源极与第三GaN HEMTs管S3漏极相连，组成同一桥臂电路；第一谐振电容Cr正极连接到第一GaN HEMTs管S1和第四GaN HEMTs管S4组成的桥臂上；第一谐振电感Lr负极与第一谐振电容Cr一端相连，第一谐振电容Cr另一端与第一变压器T1原边相连；第一激励电感Lm1与第一变压器T1原边并联；
第一变压器T1副边为两绕组串联；第一输出电容Co1的正极与第一变压器T1副边两绕组的公共端相连；第一二极管D1、第二二极管D2的正极分别连接第一变压器T1副边两绕组的另一端；第一二极管D1、第二二极管D2、第一输出电容Co1负极相连接地；第一输出电压源Vo正极接入第一输出电容Co1的正极，第一输出电压源Vo负极接地。
进一步地，所述辅变压器电路包括辅变压器和整流桥，其中辅变压器包括第二变压器T2、第二激励电感Lm2，整流桥包括第三二极管D3、第四二极管D4、第二输出电容Co2；所述非隔离型Buck电路包括第二变压器T2、第二激励电感Lm2、第三二极管D3、第四二极管D4、第二输出电容Co2、第五GaN HEMTs管S5、第五二极管D5、第一输出滤波电感Lm；
所述第二变压器T2原边与第一变压器T1原边串联；第二激励电感Lm2与第二变压器T2原边并联；第二变压器T2原边另一端连接到第二GaN HEMTs管S2和第三GaN HEMTs管S3组成的桥臂上；第二变压器T2副边为两绕组串联；第五GaN HEMTs管S5漏极与第二输出电容Co2正极相连后的公共端接于第二变压器T2副边两绕组的公共端；第三二极管D3、第四二极管D4正极分别连接第二变压器T2副边两绕组的另一端；第三二极管D3、第四二极管D4负极与第二输出电容Co2负极、第五二极管D5正极相连；第五GaN HEMTs管S5源极与第五二极管D5负极、第一输出滤波电感Lm一端相连；第一输出滤波电感Lm另一端分别与第一输出电容Co1正极、第一输出电压源Vo正极连接。
进一步地，所述第一激励电感Lm1、第二激励电感Lm2的励磁电流相等；第一～第五GaN HEMTs管S1～S5，分别附加第一～五反并联二极管Ds1～Ds5以及第一～五并联寄生电容Cs1～Cs5，具有续流能力。
本发明均在以下假设下分析：开关频率fs等于谐振频率fr；开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想型器件；开关管寄生电容、二极管的寄生电容均不参与谐振，其影响可以被忽略；Lm1、Lm2的励磁电流近似相等。
进一步地，第一～第五GaN HEMTs管S1～S5的栅极和源极之间均接收外部电路提供的控制驱动信号；所述混合型变换器在一个开关周期内包括4个工作状态，令ti表示时间点，i＝0,1,2,3,4，具体如下：
在t0～t1区间，第一GaN HEMTs管S1、第三GaN HEMTs管S3导通，第一谐振电容Cr和第一谐振电感Lr产生谐振，能量通过第一变压器T1、第二变压器T2传输到负载；同时，第一二极管D1、第三二极管D3导通，第一激励电感Lm1的电压被钳位在nVo，第二激励电感Lm2的电压被钳位在mVco2；流过第一激励电感Lm1、第二激励电感Lm2的励磁电流Im线性增长，谐振电流Ir为正弦变化波形，且当二者在t1时刻相等时，第一二极管D1、第三二极管D3关断；其中，n为第一变压器T1的变比，Vo为第一输出电压源Vo的输出电压值，m为第二变压器T2的变比，Vco2为第二输出电容Co2两端的电压值；
在t1～t2区间，第一GaN HEMTs管S1、第三GaN HEMTs管S3关断，励磁电流Im给第一并联寄生电容Cs1、第三并联寄生电容Cs3充电同时给第二并联寄生电容Cs2、第四并联寄生电容Cs4放电，为第二GaN HEMTs管S2、第四GaN HEMTs管S4的零电压开通作准备；在此期间，副边第一～第四二极管D1～D4全部关断；第一激励电感Lm1、第二激励电感Lm2、第一谐振电感Lr串联，励磁电流Im不再减小且随谐振电流Ir线性变化；t2时刻，第二并联寄生电容Cs2、第四并联寄生电容Cs4放电电压为零，第二GaN HEMTs管S2、第四GaN HEMTs管S4开通；
在t2～t3区间，第二GaN HEMTs管S2、第四GaN HEMTs管S4导通，第一谐振电容Cr和第一谐振电感Lr产生谐振，能量通过第一变压器T1、第二变压器T2传输到负载；同时，第二二极管D2、第四二极管D4导通，第一激励电感Lm1的电压被钳位在nVo，第二激励电感Lm2的电压被钳位在mVco2；励磁电流Im线性减小，谐振电流Ir为正弦变化波形，且当二者在t3时刻相等时，第二二极管D2、第四二极管D4关断；
在t3～t4区间，第二GaN HEMTs管S2、第四GaN HEMTs管S4关断；励磁电流Im给第二并联寄生电容Cs2、第四并联寄生电容Cs4充电同时给第一并联寄生电容Cs1、第三并联寄生电容Cs3放电，为下一次第一GaN HEMTs管S1、第三GaN HEMTs管S3的零电压开通作准备；在此期间，副边第一～第四二极管D1～D4全部关断；第一激励电感Lm1、第二激励电感Lm2、第一谐振电感Lr串联，励磁电流Im不再增加且随谐振电流Ir线性变化；t4时刻，第一并联寄生电容Cs1、第三并联寄生电容Cs3放电至电压为零，第一GaN HEMTs管S1、第三GaN HEMTs管S3实现零电压开通。
本发明输出电压可调的高频混合型直流变换器，其工作原理为：首先根据理论分析设计合理的变压器T1、T2参数值以及能量分配比k(k<0.5)，通过分析推导出第一直流输入电压源Vin的输入电压值
Figure BDA0002466867950000073
与第一输出电压源Vo的输出电压值
Figure BDA0002466867950000072
的关系式为：
Figure BDA0002466867950000071
其中f(D)为非隔离型Buck电路稳态增益，D为非隔离型Buck电路的占空比。因此，可通过调节Buck电路占空比实现对输出电压V0调节。其中绝大部分能量传输是通过变压器T1传递到负载，辅变压器T2仅负责很小一部分能量传输并结合非隔离型Buck电路通过控制其占空比即稳态增益实现对输出电压V0的调节。当输入电压增大时，由于钳位作用变压器T1原边电压保持在nV0，变压器T2原边电压相应增加，输出电压Vco2相应增加，此时调节Buck电路的占空比输出电压则可以通过这种闭环校正的方式保持电压稳定不变。当输入电压减小时，工作原理亦是如此。同样当负载电流发生变化时，调节过程与上述意义且输出电压仍可保持稳定，即可实现宽负载运行。
本发明不仅可实现输出电压可调和宽负载运行，还能利用软开关技术实现零电压开通和零电流关断，减少了开关损耗，提高了整体效率和功率密度。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。
实施例
结合图1所示，本实施例一种输出电压可调的高频混合型直流变换器，包括全桥LLC谐振变换器电路、非隔离型Buck电路；
在本发明实施例中，所述LLC谐振变换器电路包括第一直流输入电压源Vin、第一GaN HEMTs管S1、第二GaN HEMTs管S2、第三GaN HEMTs管S3、第四GaN HEMTs管S4、第五GaNHEMTs管S5、第一谐振电容Cr、第一谐振电感Lr、第一变压器T1、第一激励电感Lm1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第一输出电容Co1、第一输出电压源Vo；谐振变换器电路模块用于零电压开通和零电流关断，负责主要的能量传输；
在本发明实施例中，所述非隔离型Buck电路模块包括第二变压器T2、第二激励电感Lm2、第三二极管D3、第四二极管D4、第二输出电容Co2、第五GaN HEMTs管S5、第五二极管D5、第一输出滤波电感Lm；非隔离型Buck电路模块用于输出电压的调节，保证谐振变换器输出电压稳定。
所述第一直流输入电压源Vin的正极同时与第一GaN HEMTs管S1、第二GaNHEMTs管S2的漏极相连；第一直流输入电压源Vin的负极同时与第三GaN HEMTs管S3、第四GaN HEMTs管S4源极相连；第一GaN HEMTs管S1源极与第四GaN HEMTs管S4漏极相连，组成同一桥臂电路；第二GaN HEMTs管S2源极与第三GaN HEMTs管S3漏极相连，组成同一桥臂电路；第一谐振电容Cr正极连接到第一GaN HEMTs管S1和第四GaN HEMTs管S4组成的桥臂上；第一谐振电感Lr与第一谐振电容Cr负极与一端相连，另一端与第一变压器T1原边相连；第一激励电感Lm1与第一变压器T1原边并联；第二变压器T2原边与第一变压器T1原边串联；第二激励电感Lm2与第二变压器T2原边并联；第二变压器T2原边另一端连接到第二GaN HEMTs管S2和第三GaNHEMTs管S3组成的桥臂上；第一变压器T1副边为两绕组串联；第一二极管D1、第二二极管D2的正极分别连接两绕组一端；第一输出电容Co1的正极与两绕组另一端相连；第一二极管D1、第二二极管D2、第一输出电容Co1负极相连接地；第二变压器T2副边为两绕组串联；第三二极管D3、第四二极管D4正极分别连接两绕组一端；第三二极管D3、第四二极管D4负极与第二输出电容Co2负极、第五二极管D5正极相连；第五GaN HEMTs管S5漏极与第二输出电容Co2正极相连；第五GaN HEMTs管S5源极于第五二极管D5负极、第一输出滤波电感Lm一端相连；第一输出滤波电感Lm另一输出端与第一输出电容Co1正极相连，最后连接到第一输出电压源Vo。
在本发明实施例中，本发明均在以下假设下分析：开关频率fs等于谐振频率fr；开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想型器件；开关管寄生电容、二极管的寄生电容均不参与谐振，其影响可以被忽略；Lm1、Lm2的励磁电流近似相等。第一～第五GaN HEMTs管S1～S5，GaN HEMTs管分别附加第一～五反并联二极管Ds1～Ds5以及第一～五并联寄生电容Cs1～Cs5，具有续流能力。
结合图2，在本发明实施例中，第一～第五GaN HEMTs管S1～S5的栅极和源极之间均接收外部电路提供的控制驱动信号；所述混合型变换器在一个开关周期内包括4个工作状态，令ti表示时间点，i＝0,1,2,3,4，具体如下：
在t0～t1区间，第一GaN HEMTs管S1、第三GaN HEMTs管S3导通，第一谐振电容Cr和第一谐振电感Lr产生谐振，能量通过第一变压器T1、第二变压器T2传输到负载；同时，第一二极管D1、第三二极管D3导通，第一激励电感Lm1的电压被钳位在nVo，第二激励电感Lm2的电压被钳位在mVco2；流过第一激励电感Lm1、第二激励电感Lm2的励磁电流Im线性增长，谐振电流Ir为正弦变化波形，且当二者在t1时刻相等时，第一二极管D1、第三二极管D3关断；其中，n为第一变压器T1的变比，Vo为第一输出电压源Vo的输出电压值，m为第二变压器T2的变比，Vco2为第二输出电容Co2两端的电压值。
在t1～t2区间，第一GaN HEMTs管S1、第三GaN HEMTs管S3关断，励磁电流Im给寄生电容Cs1、Cs3充电同时给Cs2、Cs4放电，为第二GaN HEMTs管S2、第四GaN HEMTs管S4的零电压开通作准备。在此期间，副边二极管D1～D4全部关断。第一激励电感Lm1、第二激励电感Lm2、第一谐振电感Lr串联，励磁电流Im不再减小且随谐振电流Ir线性变化。t2时刻，寄生电容Cs2、Cs4放电电压为零，第二GaN HEMTs管S2、第四GaN HEMTs管S4开通。
在t2～t3区间，第二GaN HEMTs管S2、第四GaN HEMTs管S4导通。第一谐振电容Cr和第一谐振电感Lr产生谐振，能量通过第一变压器T1、第二变压器T2传输到负载。同时，第二二极管D2、第四二极管D4导通，第一激励电感Lm1的电压被钳位在nVo，第二激励电感Lm2的电压被钳位在mVco2。励磁电流Im线性减小，谐振电流Ir为正弦变化波形，且当二者在t3时刻相等时，第二二极管D2、第四二极管D4关断。
在t3～t4区间，第二GaN HEMTs管S2、第四GaN HEMTs管S4关断。励磁电流Im给寄生电容Cs2、Cs4充电同时给Cs1、Cs3放电，为下一次第一GaN HEMTs管S1、第三GaN HEMTs管S3的零电压开通作准备。在此期间，副边二极管D1～D4全部关断。第一激励电感Lm1、第二激励电感Lm2、第一谐振电感Lr串联，励磁电流Im不再增加且随谐振电流Ir线性变化。t4时刻，寄生电容Cs1、Cs3放电至电压为零，第一GaNHEMTs管S1、第三GaN HEMTs管S3实现零电压开通。
在本发明实施例中，所述输出电压可调的高频混合型直流变换器，其工作原理为：首先根据理论分析设计合理的变压器T1、T2参数值以及能量分配比k(k<0.5)，通过分析推导出第一直流输入电压源Vin的输入电压值
Figure BDA0002466867950000101
与第一输出电压源Vo的输出电压值
Figure BDA0002466867950000102
的关系式为：
Figure BDA0002466867950000103
其中f(D)为非隔离型Buck电路稳态增益，D为非隔离型Buck电路的占空比。因此，可通过调节Buck电路占空比实现对输出电压V0调节。其中绝大部分能量传输是通过变压器T1传递到负载，辅变压器T2仅负责很小一部分能量传输并结合非隔离型Buck电路通过控制其占空比即稳态增益实现对输出电压V0的调节。当输入电压增大时，由于钳位作用变压器T1原边电压保持在nV0，变压器T2原边电压相应增加，输出电压Vco2相应增加，此时调节Buck电路的占空比输出电压则可以通过这种闭环校正的方式保持电压稳定不变。当输入电压减小时，工作原理亦是如此。同样当负载电流发生变化时，调节过程与上述意义且输出电压仍可保持稳定，即可实现宽负载运行。
本实施例构建出的输出电压可调的高频混合型直流变换器。具体拓扑结构是在LLC谐振变换器电路上增加一个辅变压器，其两变压器原边绕组串联以及副边绕组相互独立。同时，辅变压器副边绕组经整流桥后连接一个非隔离型Buck电路，使得通过控制Buck电路占空比实现对LLC谐振变换器输出电压的可调及宽负载运行能力。此外，主功率开关管全部采用宽禁带半导体器件氮化镓(GaN)，工作频率可提高至MHz。本发明不仅可实现输出电压可调和宽负载运行，还能利用软开关技术实现零电压开通和零电流关断，减少了开关损耗，提高了整体效率和功率密度。本发明在中大功率直流领域，如在航空电源、通信电源、服务器电源、电动汽车充电以及新能源发电领域等都有着明显的优势，未来具有广泛的应用价值。

Claims (4)

1.一种输出电压可调的高频混合型直流变换器，其特征在于，包括LLC谐振变换器电路、非隔离型Buck电路、辅变压器电路，其中：
所述LLC谐振变换器电路用于零电压开通和零电流关断，负责能量传输；所述辅变压器电路设置于LLC谐振变换器电路上，LLC谐振变换器电路中的变压器与辅变压器电路中的辅变压器原边绕组串联、副边绕组相互独立；同时，辅变压器副边绕组经整流桥后连接非隔离型Buck电路，非隔离型Buck电路的输出与LLC谐振变换器电路的输出并联，通过控制非隔离型Buck电路的占空比实现对LLC谐振变换器电路输出电压的调节；
所述LLC谐振变换器电路包括第一直流输入电压源（Vin）、第一GaN HEMTs管（S1）、第二GaN HEMTs管（S2）、第三GaN HEMTs管（S3）、第四GaN HEMTs管（S4）、第五GaN HEMTs管（S5）、第一谐振电容（Cr）、第一谐振电感（Lr）、第一变压器（T1）、第一激励电感（Lm1）、第一二极管（D1）、第二二极管（D2）、第三二极管（D3）、第四二极管（D4）、第一输出电容（Co1）、第一输出电压源（Vo）；
所述第一直流输入电压源（Vin）的正极同时与第一GaN HEMTs管（S1）、第二GaN HEMTs管（S2）的漏极相连；第一直流输入电压源（Vin）的负极同时与第三GaN HEMTs管（S3）、第四GaNHEMTs管（S4）源极相连；第一GaN HEMTs管（S1）源极与第四GaN HEMTs管（S4）漏极相连，组成同一桥臂电路；第二GaN HEMTs管（S2）源极与第三GaN HEMTs管（S3）漏极相连，组成同一桥臂电路；第一谐振电容（Cr）正极连接到第一GaN HEMTs管（S1）和第四GaN HEMTs管（S4）组成的桥臂上；第一谐振电感（Lr）一端与第一谐振电容（Cr）负极相连，第一谐振电感（Lr）另一端与第一变压器（T1）原边一端相连；第一激励电感（Lm1）与第一变压器（T1）原边并联；
第一变压器（T1）副边为两绕组串联；第一输出电容（Co1）的正极与第一变压器（T1）副边两绕组的公共端相连；第一二极管（D1）、第二二极管（D2）的正极分别连接第一变压器（T1）副边两绕组的另一端；第一二极管（D1）、第二二极管（D2）、第一输出电容（Co1）负极相连接地；第一输出电压源（Vo）正极接入第一输出电容（Co1）的正极，第一输出电压源（Vo）负极接地；
所述辅变压器电路包括辅变压器和整流桥，其中辅变压器包括第二变压器（T2）、第二激励电感（Lm2），整流桥包括第三二极管（D3）、第四二极管（D4）、第二输出电容（Co2）；所述非隔离型Buck电路包括第五GaN HEMTs管（S5）、第五二极管（D5）、第一输出滤波电感（Lm）；
所述第二变压器（T2）原边与第一变压器（T1）原边串联，所述第二变压器（T2）原边的一端连接到第一变压器（T1）原边的另一端；第二激励电感（Lm2）与第二变压器（T2）原边并联；第二变压器（T2）原边另一端连接到第二GaN HEMTs管（S2）和第三GaN HEMTs管（S3）组成的桥臂上；第二变压器（T2）副边为两绕组串联；第五GaN HEMTs管（S5）漏极与第二输出电容（Co2）正极相连后的公共端接于第二变压器（T2）副边两绕组的公共端；第三二极管（D3）、第四二极管（D4）正极分别连接第二变压器（T2）副边两绕组的另一端；第三二极管（D3）、第四二极管（D4）负极与第二输出电容（Co2）负极、第五二极管（D5）正极相连；第五GaN HEMTs管（S5）源极与第五二极管（D5）负极、第一输出滤波电感（Lm）一端相连；第一输出滤波电感（Lm）另一端分别与第一输出电容（Co1）正极、第一输出电压源（Vo）正极连接。
2.根据权利要求1所述的输出电压可调的高频混合型直流变换器，其特征在于，所述第一激励电感（Lm1）、第二激励电感（Lm2）的励磁电流相等；第一~第五GaN HEMTs管（S1~S5），分别附加第一~五反并联二极管（Ds1~Ds5）以及第一~五并联寄生电容（Cs1~Cs5），具有续流能力。
3.根据权利要求1或2所述的输出电压可调的高频混合型直流变换器，其特征在于，第一~第五GaN HEMTs管（S1~S5）的栅极均接收外部电路提供的控制驱动信号；所述变换器在一个开关周期内包括4个工作状态，令ti表示时间点，i=0,1,2,3,4，具体如下：
在t0~t1区间，第一GaN HEMTs管（S1）、第三GaN HEMTs管（S3）导通，第一谐振电容（Cr）和第一谐振电感（Lr）产生谐振，能量通过第一变压器（T1）、第二变压器（T2）传输到负载；同时，第一二极管（D1）、第三二极管（D3）导通，第一激励电感（Lm1）的电压被钳位在
Figure DEST_PATH_IMAGE001
，第二激励电感（Lm2）的电压被钳位在mV co2；流过第一激励电感（Lm1）、第二激励电感（Lm2）的励磁电流Im线性增长，谐振电流Ir为正弦变化波形，且当二者在t1时刻相等时，第一二极管（D1）、第三二极管（D3）关断；其中，n为第一变压器（T1）的变比，
Figure 741966DEST_PATH_IMAGE002
为第一输出电压源（Vo）的输出电压值，m为第二变压器（T2）的变比，V co2为第二输出电容（Co2）两端的电压值；
在t1~t2区间，第一GaN HEMTs管（S1）、第三GaN HEMTs管（S3）关断，励磁电流Im给第一并联寄生电容（Cs1）、第三并联寄生电容（Cs3）充电同时给第二并联寄生电容（Cs2）、第四并联寄生电容（Cs4）放电，为第二GaN HEMTs管（S2）、第四GaN HEMTs管（S4）的零电压开通作准备；在此期间，副边第一~第四二极管（D1~D4）全部关断；第一激励电感（Lm1）、第二激励电感（Lm2）、第一谐振电感（Lr）串联，励磁电流Im不再减小且随谐振电流Ir线性变化；t2时刻，第二并联寄生电容（Cs2）、第四并联寄生电容（Cs4）放电电压为零，第二GaN HEMTs管（S2）、第四GaNHEMTs管（S4）开通；
在t2~t3区间，第二GaN HEMTs管（S2）、第四GaN HEMTs管（S4）导通，第一谐振电容（Cr）和第一谐振电感（Lr）产生谐振，能量通过第一变压器（T1）、第二变压器（T2）传输到负载；同时，第二二极管（D2）、第四二极管（D4）导通，第一激励电感（Lm1）的电压被钳位在
Figure 865911DEST_PATH_IMAGE001
，第二激励电感（Lm2）的电压被钳位在mVco2；励磁电流Im线性减小，谐振电流Ir为正弦变化波形，且当二者在t3时刻相等时，第二二极管（D2）、第四二极管（D4）关断；
在t3~t4区间，第二GaN HEMTs管（S2）、第四GaN HEMTs管（S4）关断；励磁电流Im给第二并联寄生电容（Cs2）、第四并联寄生电容（Cs4）充电同时给第一并联寄生电容（Cs1）、第三并联寄生电容（Cs3）放电，为下一次第一GaN HEMTs管（S1）、第三GaN HEMTs管（S3）的零电压开通作准备；在此期间，副边第一~第四二极管（D1~D4）全部关断；第一激励电感（Lm1）、第二激励电感（Lm2）、第一谐振电感（Lr）串联，励磁电流Im不再增加且随谐振电流Ir线性变化；t4时刻，第一并联寄生电容（Cs1）、第三并联寄生电容（Cs3）放电至电压为零，第一GaN HEMTs管（S1）、第三GaN HEMTs管（S3）实现零电压开通。
4.根据权利要求3所述的输出电压可调的高频混合型直流变换器，其特征在于，第一直流输入电压源（Vin）的输入电压值
Figure DEST_PATH_IMAGE003
与第一输出电压源（Vo）的输出电压值
Figure 526699DEST_PATH_IMAGE004
的关系式为：
Figure DEST_PATH_IMAGE005
其中f(D)为非隔离型Buck电路稳态增益，D为非隔离型Buck电路的占空比；
通过调节非隔离型Buck电路占空比实现对输出电压的调节。
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