CN113890375B - 一种双极性输出的双向llc谐振变换器拓扑 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种双极性输出的双向LLC谐振变换器拓扑，以T1高频变压器为轴心的非对称结构,包括高压侧、谐振槽和低压侧三个部分；高压侧采用半桥结构，谐振槽在电感‑电感‑电容(LLC)结构上增加了一个辅助电感，使之能够实现双向功率流动，低压侧在传统的推挽半桥结构的基础上增加了两个反向串联的N沟道金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)，使高压侧的正极性电压与低压侧的双极性电压能够实现互相转换，将低压侧的电压变化范围扩大两倍，拓宽了电压变化范围，适用于需要双极性电压配给、宽电压范围等场合；本发明能够通过控制开关频率控制电压增益，通过低压侧开关管的切换控制实现高频高效率的双向双极性DC‑DC功率变换。
Description
技术领域
本发明涉及一种双极性输出的双向LLC谐振变换器拓扑，属于电力电子应用领域。
背景技术
随着全球污染问题的日益严重，可再生能源以及新能源发电技术受到了广泛关注。伴随着双极性直流配电网以及具备直流功率输出的分布式可再生能源和燃料电池等电压跨度大的能源接入，针对适应双极性电压以及更宽电压范围的DC-DC变换器的需求与日俱增。
传统的双向DC-DC变换器是指两侧直流电压极性不变，能量双向流动的直流-直流变换器，但是输出电压受限于单极性电压以及自身的电压增益范围，难以适应宽范围电压的分布式可再生能源及燃料电池系统。针对传统双向DC-DC变换器的不足，双极性输出的双向DC-DC变换器能够由同一个变换器实现可控的双极性电压输出，且不影响传统电路的连接方式，拓宽了DC-DC变换器的电压输出范围，同时具备高频变换器效率高，体积小等优势。面对全球环境变化以及新能源的广泛应用，双极性输出的双向DC-DC变换器在储能电源，串联部分功率变换电路，可再生能源的直流配电等领域有着广阔的应用前景。
传统的开关式电源的开关器件大多处于硬开关状态，即在开关元件处于开关切换状态时，由于开关元件自身特性，电压和电流不是阶跃变化，存在一定的交叠区域，会产生开通和关断损耗，如果对于变换器的体积有一定需求，就需要提高开关频率，此时这部分损耗便会降低变换器的整体效率，并且影响开关电源的功率输出。
基于全负载范围软开关的考虑，LLC谐振变换器被提了出来，相对于传统的隔离变换器，LLC谐振变换器在变压器与桥臂间增加了电感-电感-电容器件，使电路中的储能元件处于谐振状态，能够实现开关器件的零电压开通(ZVS)和零电流关断(ZCS)，减小了由于开关器件的开关频率的提升所带来的开关损耗。
传统的LLC谐振变换器结构在反向输出功率时，相当于变成了LC谐振变换器，实现ZVS和ZCS的LC谐振变换器的开关频率基本和谐振频率持平，增益无法变化，输出电压范围极窄。本发明在传统LLC的结构下通过引入辅助电感，使得正向反向都具有LLC谐振特性，同时不增加控制难度。
传统的双向LLC谐振变换器由于开关频率与自身增益的限制，无法实现对更宽电压范围的支持。而双极性输出的双向LLC谐振变换器拓扑能够将变换器的电压变化范围扩大两倍，有效拓宽了电压范围。
发明内容
本发明需要解决的技术问题是提供一种双极性输出的双向LLC谐振变换器拓扑，使变换器的功率能够双向流动，并且能够实现正极性电压与双极性电压的相互转换，能够将变换器的电压变化范围扩大两倍，有效拓宽了电压范围。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：
一种双极性输出的双向LLC谐振变换器拓扑，包括高压侧，谐振槽和低压侧，以T1高频变压器为轴心的非对称结构，副边带中心抽头。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述双极性输出的双向LLC谐振变换器的高压侧为半桥开关结构，包括高压侧半桥电容CH1、CH2，高压侧MOSFET管Q1、Q2及其体二极管D1、D2、寄生电容C1、C2；谐振槽由Cr、Lr、Lm1、Lm2构成谐振网络，Cr为谐振网络串联谐振电容，Lr为谐振网络串联谐振电感，Lm1为T1高频变压器的励磁电感，Lm2为附加在高压侧桥臂中点的辅助谐振电感；低压侧为推挽半桥的开关管结构，推挽上管由MOSFET管Q3、Q5及其体二极管D3、D5和寄生电容C3、C5反向串联构成，Q3的源极与Q5的源极相连；推挽下管由MOSFET管Q4、Q6及其体二极管D4、D6和寄生电容C4、C6反向串联构成，Q4的源极与Q6的源极相连；CL为低压侧无极性滤波电容，连接T1高频变压器的副边中心抽头与CL相连，上绕组端子连至Q3的漏极，下绕组端子连至Q4的漏极。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述双极性输出的双向LLC谐振变换器工作在正向功率流，低压侧为正极性时，高压侧作为开关网络，互补导通，占空比略小于50％，存在一定死区，辅助电感Lm2不参与谐振，Cr、Lr、Lm1构成谐振网络，低压侧MOSFET管Q5、Q6导通、Q3、Q4关断,电流经由体二极管D3、D4向负载提供能量。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述双极性输出的双向LLC谐振变换器工作在正向功率流，低压侧为负极性时，高压侧作为开关网络，互补导通，占空比略小于50％，存在一定死区，辅助电感Lm2不参与谐振，Cr、Lr、Lm1构成谐振网络，低压侧MOSFET管Q5、Q6关断、Q3、Q4导通,电流经由体二极管D5、D6向负载提供能量。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述双极性输出的双向LLC谐振变换器工作在反向功率流，低压侧为正极性时，高压侧MOSFET管Q1、Q2控制关断，通过采用不控整流控制的体二极管D1、D2，向负载提供能量，励磁电感Lm1不参与谐振，Cr、Lr、Lm2构成谐振网络，低压侧MOSFET管Q5、Q6导通、Q3、Q4作为推挽谐振开关，互补导通，占空比略小于50％，存在一定死区。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述双极性输出的双向LLC谐振变换器工作在反向功率流，低压侧为负极性时，高压侧MOSFET管Q1、Q2控制关断，通过采用不控整流控制的体二极管D1、D2，向负载提供能量，励磁电感Lm1不参与谐振，Cr、Lr、Lm2构成谐振网络，低压侧MOSFET管Q3、Q4关断、Q5、Q6作为推挽谐振开关，互补导通，占空比略小于50％，存在一定死区。
本发明技术方案的进一步改进在于：所述双极性输出的双向LLC谐振变换器在双向工作时，其控制方式采用变频控制，通过控制开关频率控制电压增益，通过控制死区大小控制软开关范围。
由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：
本发明高压侧采用半桥结构，谐振槽在传统的电感-电感-电容(LLC)结构上增加了一个辅助的谐振电感，使之能够实现双向功率流动，低压侧在传统的推挽半桥结构的基础上增加了两个反向串联的N沟道金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)；高压侧的正极性电压与低压侧的双极性电压能够实现互相转换，将低压侧的电压变化范围扩大两倍，拓宽了电压变化范围，适用于需要双极性电压配给、宽电压范围等场合；通过控制开关频率控制电压增益，通过低压侧开关管的切换控制实现高频高效率的双向双极性DC-DC功率变换。
附图说明
图1是本发明实施例提供的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器拓扑示意图；
图2是本发明实施例提供的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器拓扑控制示意图；
图3是本发明实施例提供的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器正向功率传输正极性电压输出示意图；
图4是本发明实施例提供的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器正向功率传输负极性电压输出示意图；
图5是本发明实施例提供的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器反向功率传输正极性电压输入示意图；
图6是本发明实施例提供的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器反向功率传输负极性电压输入示意图；
图7是本发明实施例提供的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器正向功率传输正极性电压输出工作原理与波形图；
图8a-8e是本发明实施例提供的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器正向功率传输正极性电压输出工作模态图；
图9是本发明实施例提供的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器正向功率传输负极性电压输出工作原理与波形图；
图10a-10e是本发明实施例提供的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器正向功率传输负极性电压输出工作模态图；
图11是本发明实施例提供的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器反向功率传输正极性电压输入工作原理与波形图；
图12a-12e是本发明实施例提供的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器反向功率传输正极性电压输入工作模态图；
图13是本发明实施例提供的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器反向功率传输负极性电压输入工作原理与波形图；
图14a-14e是本发明实施例提供的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器反向功率传输负极性电压输入工作模态图；
图15是本发明实施例提供的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器其他配置图。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明做进一步详细说明：
如图1所示，一种双极性输出的双向LLC谐振变换器拓扑包括高压侧，谐振槽和低压侧以及高频变压器T1。其中高压侧包括高压侧半桥电容CH1、CH2，高压侧开关MOSFET管Q1、Q2及其体二极管D1、D2、寄生电容C1、C2；谐振槽包括Cr、Lr、Lm1、Lm2构成的谐振网络，其中Cr为谐振网络串联谐振电容，Lr为谐振网络串联谐振电感，Lm1为T1高频变压器的励磁电感，Lm2为附加在高压侧桥臂中点的辅助谐振电感；低压侧包括由MOSFET管Q3、Q5、及其体二极管D3、D5和寄生电容C3、C5反向串联构成的推挽上管，以及由MOSFET管Q4、Q6及其体二极管D4、D6和寄生电容C4、C6反向串联构成的推挽下管，CL为低压侧滤波电容。
如图2所示，发明实施例的控制模块包括MCU控制器模块，电压电流采样模块以及开关驱动电路。
一种双极性输出的双向LLC谐振变换器包括以下四种工作模式：
如图3所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于正向正极性输出模式时，功率由高压侧经谐振槽向低压侧流动，输出电压为正极性电压；所述高压侧MOSFET管Q1、Q2采用变频控制，互补导通并向谐振槽传递交流的电压信号，控制驱动信号的占空比略小于50％，Q1、Q2导通信号之间存在一定死区，通过控制死区时间使得Q1、Q2实现ZVS导通；所述谐振槽网络的辅助电感Lm2被高压侧电压钳位，Cr、Lr、Lm1对高压侧输出的交流电进行谐振；所述低压侧在处于正向正极性电压输出时，MOSFET管Q5、Q6始终处于导通状态，Q3、Q4始终处于关断状态，体二极管D3、D4对谐振槽所输出的交流电进行整流转换，通过调整谐振网络参数以及开关频率，可以控制体二极管D3、D4实现ZCS关断，并输出稳定的正极性电压。
如图4所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于正向负极性输出模式时，功率由高压侧经谐振槽向低压侧流动，输出电压为负极性电压；所述高压侧MOSFET管Q1、Q2采用变频控制，互补导通并向谐振槽传递交流的电压信号，控制驱动信号的占空比略小于50％，Q1、Q2导通信号之间存在一定死区，通过控制死区时间使得Q1、Q2实现ZVS导通；所述谐振槽网络的辅助电感Lm2被高压侧电压钳位，Cr、Lr、Lm1对高压侧输出的交流电进行谐振；所述低压侧在处于正向负极性电压输出时，MOSFET管Q3、Q4始终处于导通状态，Q5、Q6开关管始终处于关断状态，体二极管D5、D6对谐振槽所输出的交流电进行整流转换，通过调整谐振网络参数以及开关频率，可以控制体二极管D5、D6实现ZCS关断，并输出稳定的负极性电压。
如图5所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于反向正极性输入模式，功率由低压侧经谐振槽向高压侧流动，输入电压为正极性电压；所述低压侧MOSFET管Q5、Q6始终处于导通状态，Q3、Q4采用变频控制，互补导通，通过变压器向谐振槽传递交流的电压信号，控制驱动信号的占空比略小于50％，Q3、Q4导通信号之间存在一定死区，通过控制死区时间使得Q3、Q4实现ZVS导通；所述谐振槽网络的Lm1不参与谐振，Cr、Lr、Lm2对低压侧输出的交流电进行谐振；所述高压侧MOSFET管Q1、Q2始终关断，体二极管D1、D2将谐振槽输出的交流电进行整流转换输出给高压侧，通过调整谐振网络参数以及开关频率，可以控制体二极管D1、D2实现ZCS关断。
如图6所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于反向负极性输入模式，功率由低压侧经谐振槽向高压侧流动，输入电压为负极性电压；所述低压侧MOSFET管Q3、Q4始终处于导通状态，Q5、Q6采用变频控制，互补导通，通过变压器向谐振槽传递交流的电压信号，控制驱动信号的占空比略小于50％，Q5、Q6导通信号之间存在一定死区，通过控制死区时间使得Q5、Q6实现ZVS导通；所述谐振槽网络的Lm1不参与谐振，Cr、Lr、Lm2对低压侧输出的交流电进行谐振；所述高压侧MOSFET管Q1、Q2始终关断，体二极管D1、D2将谐振槽输出的交流电进行整流转换输出给高压侧，通过调整谐振网络参数以及开关频率，可以控制体二极管D1、D2实现ZCS关断。
所述一种双极性输出的双向LLC谐振变换器的正向正极性输出模式包括以下工作模态：
如图7所示，当所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于正向正极性输出模式时，一个开关周期包括以下10个工作模态，分为前半周期和后半周期，以前半周期的工作模态为例，具体工作过程如下：
如图8a所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t0-t1]，在t0时刻，由Lm1的电流波形可以看出，谐振电流iLr仍在反向流动，谐振电流iLr不立即从Q1流通，而是经体二极管D1流通，在Q1导通前，Q1两端电压已经降至0，Q1零电压开通，此阶段谐振电流iLr在励磁电流iLm1上方，体二极管D4持续导通，励磁电感Lm1被变压器副边电压钳位，不参与谐振；Cr、Lr参与谐振，谐振电流呈正弦曲线；低压侧Q5、Q6始终导通，Q3、Q4始终关断，体二极管D3被钳位截止，CL上端为正极输出。
如图8b所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t1-t2]，在t1时刻，谐振电流iLr降至0并增大为正向电流，此时体二极管D1截止，谐振电流iLr流过Q1，在t2时刻前，谐振电流iLr一直在励磁电流iLm1上方，体二极管D4持续导通，励磁电感Lm1被变压器副边电压钳位，不参与谐振；Cr、Lr参与谐振，谐振电流呈正弦曲线。
如图8c所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t2-t3]，在t2时刻，谐振电流iLr与励磁电流iLm1相等，变压器的原副边不再有能量交换。此时刻，励磁电感Lm1不再被副边电压钳位，与Cr、Lr共同参与谐振过程，到t3时刻，Q1关断，在t2-t3期间，负载电压完全由电容CL提供。
如图8d所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t3-t4]，在t3时刻，Q1关断，寄生电容C1充电，C2放电，为Q2的零电压开通创造条件，此时寄生电容C1、C2参与谐振；当Vds1上升至输入电压时，Vds2下降至零。
如图8e所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t4-t5]，在t4时刻，Vds2下降至零，体二极管D2导通，此时谐振电流iLr位于励磁电流Lm1下方，变压器原边电流反向流动，使得体二极管D3导通，励磁电感Lm1重新被副边电压钳位，不参与谐振，Cr、Lr参与谐振，谐振电流呈正弦曲线。
所述一种双极性输出的双向LLC谐振变换器的正向负极性输出模式包括以下工作模态：
如图9所示，当所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于正向负极性输出模式时，一个开关周期包括以下10个工作模态，分为前半周期和后半周期，以前半周期的工作模态为例，具体工作过程如下：
如图10a所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t0-t1]，在t0时刻，由Lm1的电流波形可以看出，谐振电流iLr仍在反向流动，谐振电流iLr不立即从Q1流通，而是经体二极管D1流通，在Q1导通前，Q1两端电压已经降至0，Q1零电压开通，此阶段谐振电流iLr位于励磁电流iLm1上方，体二极管D5持续导通，励磁电感Lm1被变压器副边电压钳位，不参与谐振；Cr、Lr参与谐振，谐振电流呈正弦曲线；低压侧Q3、Q4始终导通，Q5、Q6始终关断，体二极管D6被钳位截止，CL下端为正极输出。
如图10b所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t1-t2]，在t1时刻，谐振电流iLr降至0并增大为正向电流，此时体二极管D1截止，谐振电流iLr流过Q1，在t2时刻前，谐振电流iLr一直位于励磁电流iLm1上方，体二极管D5持续导通，励磁电感Lm1被变压器副边电压钳位，不参与谐振；Cr、Lr参与谐振，谐振电流呈正弦曲线。
如图10c所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t2-t3]，在t2时刻，谐振电流iLr与励磁电流iLm1相等，变压器的原副边不再有能量交换。此时刻，励磁电感Lm1不再被副边电压钳位，与Cr、Lr共同参与谐振过程，到t3时刻，Q1关断，在t2-t3期间，负载电压完全由电容CL提供。
如图10d所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t3-t4]，在t3时刻，Q1关断，寄生电容C1充电，C2放电，为Q2的零电压开通创造条件，此时寄生电容C1、C2参与谐振；当Vds1上升至输入电压时，Vds2下降至零。
如图10e所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t4-t5]，在t4时刻，Vds2下降至零，体二极管D2导通，此时谐振电流iLr位于励磁电流Lm1下方，变压器原边电流反向流动，使得体二极管D6导通，D5截止，励磁电感Lm1重新被副边电压钳位，不参与谐振，Cr、Lr参与谐振，谐振电流呈正弦曲线。
如图11所示，当所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于反向正极性输入模式时，一个开关周期包括以下10个工作模态，分为前半周期和后半周期，以前半周期的工作模态为例，具体工作过程如下：
如图12a所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t0-t1]，在t0时刻，由Lm2的电流波形可以看出，谐振电流iLr仍在正向流动，低压侧电流iD1不立即从Q3流通，而是经体二极管D3流通，Q5始终导通；在Q3导通前，Q3两端电压已经降至0，Q3零电压开通，此阶段谐振电流iLr位于辅助电流iLm2下方；高压侧体二极管D2导通，D1截止。
如图12b所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t1-t2]，在t1时刻，谐振电流iLr降至0并反向增大为负向电流，此时Q3导通，谐振电流iLr流过体二极管D2，在t2时刻前，谐振电流iLr始终位于辅助电流iLm2下方，体二极管D2持续导通，辅助电感Lm2被高压侧电压钳位，不参与谐振；Cr、Lr参与谐振，谐振电流呈正弦曲线。
如图12c所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t2-t3]，在t2时刻，谐振电流iLr与辅助电流iLm2相等；此时刻，辅助电感Lm2不再被高压侧电压钳位，参与谐振过程，到t3时刻，Q3关断，在t2-t3期间，负载电压完全由电容CH1、CH2提供。
如图12d所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t3-t4]，在t3时刻，Q3关断，寄生电容C3充电，C4放电，为Q4的零电压开通创造条件，此时寄生电容C3、C4参与谐振；当Vds3上升至两倍输入电压时，Vds4下降至零。
如图12e所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t4-t5]，在t4时刻，Vds4下降至零，体二极管D4导通，此时谐振电流iLr位于辅助电流Lm1上方，使得体二极管D1导通，D2截止，辅助电感Lm2重新被高压侧电压钳位，不参与谐振，Cr、Lr参与谐振，谐振电流呈正弦曲线。
如图13所示，当所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于反向负极性输入模式时，一个开关周期包括以下10个工作模态，分为前半周期和后半周期，以前半周期的工作模态为例，具体工作过程如下：
如图14a所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t0-t1]，在t0时刻，由Lm2的电流波形可以看出，谐振电流iLr仍在反向流动，低压侧电流iQ5不立即从Q5流通，而是经体二极管D5流通，Q3始终导通；在Q5导通前，Q5两端电压已经降至0，Q5零电压开通，此阶段谐振电流iLr位于辅助电流iLm2上方；高压侧体二极管D1导通，D2截止。
如图14b所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t1-t2]，在t1时刻，谐振电流iLr降至0并增大为正向电流，此时Q5导通，谐振电流iLr流过体二极管D1，在t2时刻前，谐振电流iLr始终位于辅助电流iLm2上方，体二极管D1持续导通，辅助电感Lm2被高压侧电压钳位，不参与谐振；Cr、Lr参与谐振，谐振电流呈正弦曲线。
如图14c所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t2-t3]，在t2时刻，谐振电流iLr与辅助电流iLm2相等；此时刻，辅助电感Lm2不再被高压侧电压钳位，参与谐振过程，到t3时刻，Q5关断，在t2-t3期间，负载电压完全由电容CH1、CH2提供。
如图14d所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t3-t4]，在t3时刻，Q5关断，寄生电容C5充电，C6放电，为Q6的零电压开通创造条件，此时寄生电容C5、C6参与谐振；当Vds5上升至两倍输入电压时，Vds6下降至零。
如图14e所示，所述双极性输出的双向LLC谐振变换器处于阶段[t4-t5]，在t4时刻，Vds6下降至零，体二极管D6导通，此时谐振电流iLr位于辅助电流Lm1下方，使得体二极管D2导通，D1截止，辅助电感Lm2重新被高压侧电压钳位，不参与谐振，Cr、Lr参与谐振，谐振电流呈正弦曲线。
如图15所示，示出了本发明另一种应用的双极性输出的双向LLC谐振变换器拓扑，在低压侧添加了滤波电感L，能够输出稳定的直流电流。
Claims (6)
1.一种双极性输出的双向LLC谐振变换器拓扑，其特征在于：以T1高频变压器为轴心的非对称结构,包括高压侧、谐振槽和低压侧；高压侧为高匝数端，设置为半桥开关结构；低压侧为带中心抽头的两个相同匝数的低匝数端，为MOSFET管两两反向串联的推挽半桥的开关结构；能够在正向功率流动时，将高压侧的正极性电压转换为低压侧的正极性电压或负极性电压；在反向功率流动时，将低压侧的正极性电压或负极性电压转换为高压侧的正极性电压；
所述变换器拓扑的高压侧的连接关系如下：CH1和CH2构成高压侧半桥电容，MOSFET管Q1、Q2及其体二极管D1、D2和寄生电容C1、C2构成高压侧开关管；所述谐振槽包括Cr、Lr、Lm1、Lm2构成的谐振网络，Cr为谐振网络串联谐振电容，Lr为谐振网络串联谐振电感，Lm1为T1高频变压器的励磁电感，Lm2为附加在高压侧桥臂中点的辅助谐振电感；所述低压侧的连接关系如下：MOSFET管Q3、Q5及其体二极管D3、D5和寄生电容C3、C5反向串联构成推挽半桥的上管结构，Q3的源极与Q5的源极相连；MOSFET管Q4、Q6及其体二极管D4、D6和寄生电容C4、C6反向串联构成推挽半桥的下管结构，Q4的源极与Q6的源极相连；CL为低压侧无极性滤波电容，连接T1高频变压器的副边中心抽头与CL相连，上绕组端子连至Q3的漏极，下绕组端子连至Q4的漏极。
2.根据权利要求1所述的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器拓扑，其特征在于：当所述变换器处于正向功率流动时，高压侧为半桥开关结构，高压侧向低压侧传递能量，此时辅助电感Lm2被电压源钳位，不参与谐振，Cr、Lr、Lm1构成谐振网络。
3.根据权利要求2所述的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器拓扑，其特征是：当所述变换器处于正向功率流时，低压侧通过两个反向串联的MOSFET管构成双向开关实现极性可控的电压控制；
当正极性输出时，MOSFET管Q5、Q6导通，Q3、Q4关断，使用体二极管D3、D4构成整流电路输出正极性电压；
当负极性输出时，MOSFET管Q3、Q4导通，Q5、Q6关断，使用体二极管D5、D6构成整流电路输出负极性电压。
4.根据权利要求1所述的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器拓扑，其特征在于：当所述变换器处于反向功率流动时，高压侧采用不控整流控制，低压侧向高压侧传递能量，此时电感Lm1被变压器钳位，不参与谐振，Cr、Lr、Lm2构成谐振网络。
5.根据权利要求4所述的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器拓扑，其特征在于：当所述变换器处于反向功率流时，高压侧开关管采用不控整流控制，低压侧开关管做为推挽谐振开关；
当低压侧处于正极性输入时，MOSFET管Q5、Q6导通，Q3、Q4作为推挽谐振开关，对称互补控制；
当低压侧处于负极性输入时，MOSFET管Q3、Q4导通，Q5、Q6作为推挽谐振开关，对称互补控制。
6.根据权利要求1所述的一种双极性输出的双向LLC谐振变换器拓扑，其特征在于：所述变换器在双向工作时，其电压输入侧开关管均采用变频控制，通过控制开关频率控制电压增益；为实现软开关，设计有一定死区，通过控制死区大小控制软开关范围。
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