CN112087143B - 一种多端输入单端输出的准并联谐振变换器 - Google Patents

一种多端输入单端输出的准并联谐振变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN112087143B
CN112087143B CN202010847785.1A CN202010847785A CN112087143B CN 112087143 B CN112087143 B CN 112087143B CN 202010847785 A CN202010847785 A CN 202010847785A CN 112087143 B CN112087143 B CN 112087143B
Authority
CN
China
Prior art keywords
switching tube
converter
input
diode
capacitor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010847785.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN112087143A (zh
Inventor
张善路
李磊
张云飞
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanjing University of Science and Technology
Original Assignee
Nanjing University of Science and Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanjing University of Science and Technology filed Critical Nanjing University of Science and Technology
Priority to CN202010847785.1A priority Critical patent/CN112087143B/zh
Publication of CN112087143A publication Critical patent/CN112087143A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN112087143B publication Critical patent/CN112087143B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4815—Resonant converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种多端输入单端输出的准并联谐振变换器，包括第一输入电容、第一直流输入电压源、第一LLC变换器、PWM Buck变换器和第二LLC谐振变换器。两个LLC变换器一次侧均采用半桥结构，二次侧采用中心抽头整流器，且两个LLC电路耦合集成一个多输入单输出变压器。其中，输入功率由一个直流变压器(DCX1)和一个两级电路进行分配和传输。本发明实现了部分功率调节和变压器的集成，同时降低了器件额定值和系统的调压应力，提高了元件的利用率，减小了无源磁性元件的尺寸。

Description

一种多端输入单端输出的准并联谐振变换器
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体为一种多端输入单端输出的准并联谐振变换器。
背景技术
随着电力电子产品在工业和消费电子领域的应用，对电力电子产品的性能提出了更高的要求。与此同时，功率器件和控制电路的相对成本也有所下降(与半导体行业的总体趋势一致)。因此，通过更复杂的电路结构来提高系统性能是一个很有吸引力的选择，并提供了许多新的设计机会。功率转换系统一般可分为单级结构和多级结构。在单级结构中，多个任务(例如，输出电压调制、输入电流整形)在单个电源中实现功率级。它们电路复杂度低，控制简单，但不能在满足宽工作范围和高功率密度等要求。多级结构有多个功率转换级，每个级执行一个或多个功能。每个阶段都可以进行优化设计，只满足系统需求的一部分总体系统性能通常更好。
然而，随着LLC谐振变换器应用领域的不断发展，其对变换器的输入宽工作范围和高功率密度要求也越来越高。比如，在通信电源、数据中心以及车载充电器等领域要求变换器工作在宽输入电压范围，但同时保证输出电压稳定。因此它们对于各自相连接的电力电子变换器都具有宽电压宽负载范围的要求。而传统的单级LLC谐振变换器结构其直流变压器不能实现对输出电压的稳定调节。
发明内容
本发明的目的在于提出了一种多端输入单端输出的准并联谐振变换器。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种多端输入单端输出的准并联谐振变换器，包括第一输入电容、第一直流输入电压源、第一LLC变换器、PWM Buck变换器和第二LLC谐振变换器，所述第一输入电容的一端与第一直流输入电压源的正极以及第一LLC变换器的一个输入端连接，所述第一输入电容的另一端与第一LLC变换器的另一个输入端以及PWMBuck变换器的一个输入端连接，所述PWM Buck变换器的另一个输入端与第一直流输入电压源的负极连接，所述PWM Buck变换器的两个输出端与第二LLC谐振变换器的输入端一一对应连接；所述第一LLC变换器与第二LLC谐振变换器的二次侧均采用中心抽头整流器，且第一LLC变换器与第二LLC谐振变换器耦合成一个多输入单输出变压器。
优选地，所述第一LLC变换器包括第一GaN开关管、第二开关GaN管、第一谐振电容、第一谐振电感、第一变压器、第一激励电感
第一GaN开关管的源极与第二GaN开关管的漏极相连，组成同一桥臂电路；第一谐振电容正极连接到第一GaN开关管和第二GaN开关管组成的桥臂上；第一谐振电感的一端与第一谐振电容负极连接，另一端与第一变压器原边一端相连；第一激励电感的一端与第一变压器原边一端连接，第一激励电感的另一端与第一变压器原边另一端连接；第二GaN开关管的源极、第一激励电感的另一端均与第一输入电容负极相连。
优选地，所述第一GaN开关管两端并联有第一并联二极管以及第一并联寄生电容，所述第二GaN开关管两端并联有第二并联二极管以及第二并联寄生电容。
优选地，所述第二LLC谐振变换器包括第三GaN开关管、第四GaN开关管、第二谐振电容、第二谐振电感，所述第三GaN开关管的漏极与所述PWM Buck变换器的一个输出端连接，第三GaN开关管的源极与第四GaN开关管的漏极相连，组成同一桥臂电路；第二谐振电容正极连接到第三GaN开关管和第四GaN开关管组成的桥臂上；所述第二谐振电感的一端与第二谐振电容负极相连，另一端与第一变压器原边的一端相连，所述第一变压器原边的另一端、第四GaN开关管的源极与所述PWM Buck变换器的另一个输出端连接。
优选地，所述第三GaN开关管两端并联有第三并联二极管以及第三并联寄生电容，所述第四GaN开关管两端并联有第四并联二极管以及第四并联寄生电容。
优选地，所述PWM Buck变换器包括第二输入电容、第五GaN开关管、第三二极管、第一输出滤波电感、第三输出电容，所述第二输入电容的正极与第五GaN开关管的漏极相连，所述第一输出滤波电感的一端、第三二极管的正极与第二GaN开关管的源极相连；第三输出电容的正极与第一输出滤波电感的另一端相连，所述第三输出电容的负极、第三二极管的负极以及第二输入电容的负极与第一直流输入电压源负极连接。
优选地，第五GaN开关管两端并联有第五并联二极管以及第五并联寄生电容。
优选地，所述中心抽头整流器包括第一二极管、第二二极管、第一输出滤波电容以及第一输出电压源，所述第一二极管的阳极与第一LLC变换器的二次侧一端连接，所述第二二极管的阳极与第二LLC谐振变换器的二次侧一端连接，第一LLC变换器的二次侧另一端与第二LLC谐振变换器的二次侧另一端连接后与第一输出滤波电容的负极连接，所述第一二极管的阴极与第二二极管的阴极连接后与第一输出滤波电容的正极连接，所述第一输出电压源并联在第一输出滤波电容的两端。
优选地，所述第一LLC变换器具有恒定占空比和开关频率。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)本发明采用新型宽禁带半导体功率器件氮化镓，工作频率达MHz，提高了效率和功率密度；(2)本发明降低了器件的额定电压和系统的调压应力；(3)本发明可以实现零电压开通和零电流关断，减少了开关损耗；(4)本发明多级分布式功率分配结构实现了部分功率调节和变压器的集成。
附图说明
图1是本发明多端输入单端输出的准并联谐振变换器的拓扑结构示意图。
图2是本发明稳态工作模式电压电流波形理论分析图。
具体实施方式
如图1所示，一种多端输入单端输出的准并联谐振变换器，包括第一输入电容C1、第一直流输入电压源Vin、第一LLC变换器DCX1、PWM Buck变换器和第二LLC谐振变换器DCX2，所述第一输入电容C1的一端与第一直流输入电压源Vin的正极以及第一LLC变换器DCX1的一个输入端连接，所述第一输入电容C1的另一端与第一LLC变换器DCX1的另一个输入端以及PWM Buck变换器的一个输入端连接，所述PWM Buck变换器的另一个输入端与第一直流输入电压源Vin的负极连接，所述PWM Buck变换器的两个输出端与第二LLC谐振变换器DCX2的输入端一一对应连接；所述第一LLC变换器DCX1与第二LLC谐振变换器DCX2的二次侧均采用中心抽头整流器，且第一LLC变换器DCX1与第二LLC谐振变换器DCX2耦合成一个多输入单输出变压器。
进一步的实施例中，所述第一LLC变换器DCX1包括第一GaN开关管S1、第二开关GaN管S2、第一谐振电容Cr1、第一谐振电感Lr1、第一变压器T1、第一激励电感Lm
第一GaN开关管S1的源极与第二GaN开关管S2的漏极相连，组成同一桥臂电路；第一谐振电容Cr1正极连接到第一GaN开关管S1和第二GaN开关管S2组成的桥臂上；第一谐振电感Lr1的一端与第一谐振电容Cr1负极连接，另一端与第一变压器T1原边一端相连；第一激励电感Lm的一端与第一变压器T1原边一端连接，第一激励电感Lm的另一端与第一变压器T1原边另一端连接；第二GaN开关管S1的源极、第一激励电感Lm的另一端均与第一输入电容C1负极相连。
进一步的实施例中，所述第一GaN开关管S1两端并联有第一并联二极管Ds1以及第一并联寄生电容Cs1，所述第二GaN开关管S2两端并联有第二并联二极管Ds2以及第二并联寄生电容Cs2。
进一步的实施例中，所述第二LLC谐振变换器DCX2包括第三GaN开关管S3、第四GaN开关管S4、第二谐振电容Cr2、第二谐振电感Lr2，所述第三GaN开关管S3的漏极与所述PWMBuck变换器的一个输出端连接，第三GaN开关管S3的源极与第四GaN开关管S4的漏极相连，组成同一桥臂电路；第二谐振电容Cr2正极连接到第三GaN开关管S3和第四GaN开关管S4组成的桥臂上；所述第二谐振电感Lr2的一端与第二谐振电容Cr2负极相连，另一端与第一变压器T1原边的一端相连，所述第一变压器T1原边的另一端、第四GaN开关管S4的源极与所述PWMBuck变换器的另一个输出端连接。
进一步的实施例中，所述第三GaN开关管S3两端并联有第三并联二极管Ds3以及第三并联寄生电容Cs3，所述第四GaN开关管S4两端并联有第四并联二极管Ds4以及第四并联寄生电容Cs4。
进一步的实施例中，所述PWM Buck变换器包括第二输入电容C2、第五GaN开关管S5、第三二极管D3、第一输出滤波电感L、第三输出电容C3，所述第二输入电容C2的正极与第五GaN开关管S5的漏极相连，所述第一输出滤波电感L的一端、第三二极管D3的正极与第二GaN开关管S1的源极相连；第三输出电容C3的正极与第一输出滤波电感L的另一端相连，所述第三输出电容C3的负极、第三二极管D3的负极以及第二输入电容C2的负极与第一直流输入电压源Vin负极连接。
进一步的实施例中，第五GaN开关管S5两端并联有第五并联二极管Ds4以及第五并联寄生电容Cs4。
进一步的实施例中，所述中心抽头整流器包括第一二极管D1、第二二极管D2、第一输出滤波电容Co以及第一输出电压源Vo，所述第一二极管D1的阳极与第一LLC变换器DCX1的二次侧一端连接，所述第二二极管D2的阳极与第二LLC谐振变换器DCX2的二次侧一端连接，第一LLC变换器DCX1的二次侧另一端与第二LLC谐振变换器DCX2的二次侧另一端连接后与第一输出滤波电容Co的负极连接，所述第一二极管D1的阴极与第二二极管D2的阴极连接后与第一输出滤波电容Co的正极连接，所述第一输出电压源Vo并联在第一输出滤波电容Co的两端。
进一步的实施例中，所述第一LLC变换器DCX1具有恒定占空比和开关频率。
进一步的实施例中，本发明中的开关管采用新型宽禁带半导体功率器件氮化镓。作频率可提高至MHz。本发明不仅实现了输入电压宽工作范围的要求，还能利用谐振软开关技术实现零电压开通和零电流关断，减少了开关损耗，提高了效率和功率密度。
本发明均在以下假设下分析：开关频率fs等于谐振频率fr；开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想型器件；开关管寄生电容、二极管的寄生电容均不参与谐振，其影响可以被忽略；两个直流变压器DCX均在同一相位同步运行。第一～第五GaN开关管S1～S5，GaN开关管分别附加第一～五反并联二极管Ds1～Ds5以及第一～五并联寄生电容Cs1～Cs5，具有续流能力。
进一步地，第一～第四GaN开关管S1～S4工作在固定的占空比(50％)和开关频率下；Buck变换器的开关频率与DCX2无关，其能够在整个输入电压范围内实现软开关和输出电压调节。通过控制PWM变换器的占空比，调节输入电压V2的有效值，进而V1通过电容式能量传递机制得到有效调节。所述变换器的稳态运行在一个开关周期可分为四个阶段，令ti表示时间点，i＝0,1,2,3,4，具体如下：
第一阶段(t0～t1)：第一GaN开关管S1、第三GaN开关管S3开通，实现了ZVS软开关，第一二极管D1导通。第一谐振电容Cr1和第一谐振电感Lr1产生谐振，第二谐振电容Cr2和第二谐振电感Lr2产生谐振，能量通过第一变压器T1传输到负载。第一激励电感Lm的电压被钳位在n1
Figure BDA0002643676100000052
第三输出电容C3电压被钳位在n2
Figure BDA0002643676100000053
励磁电流im线性增长，谐振电流ir1、ir2为正弦变化波形，且在t1时刻相等时，第一二极管D1关断。输入功率由DCXI和DCX2分配并传输到负载。其中，n1为上层直流变压器DCX1变比，n2为下层直流变压器DCX2变比，
Figure BDA0002643676100000051
为第一输出电压源Vo的输出电压。
第二阶段(t1～t2)：第一GaN开关管S、第三GaN开关管S3关断(死区)，二极管D1、D2均关断变压器副边开路，励磁电流im给第一并联寄生电容Cs1、第三并联寄生电容Cs3充电同时给第二并联寄生电容Cs2、第四并联寄生电容Cs4放电，为第二GaN开关管S2、第四GaN开关管S4的零电压开通做准备。谐振电流ir1、ir2不再减小且随励磁电流im线性变化。t2时刻，第二并联寄生电容Cs2、第四并联寄生电容Cs4放电电压为零，第二GaN开关管S2、第四GaN开关管S4开通。
第三阶段(t2～t3)：第二GaN开关管S2、第四GaN开关管S4开通,实现了ZVS软开关，第二二极管D2导通。第一谐振电容Cr1和第一谐振电感Lr1产生谐振，第二谐振电容Cr2和第二谐振电感Lr2产生谐振，能量通过第一变压器T1传输到负载。第一激励电感Lm的电压被钳位在-n1
Figure BDA0002643676100000054
第三输出电容C3电压被钳位在-n2
Figure BDA0002643676100000055
励磁电流im线性减小，谐振电流ir1、ir2为正弦变化波形，且在t3时刻相等时，第二二极管D2关断。
第四阶段(t3～t4)：第二GaN开关管S2、第四GaN开关管S4关断(死区)。二极管D1、D2均关断变压器副边开路，励磁电流im给第二并联寄生电容Cs2、第四并联寄生电容Cs4充电同时给第一并联寄生电容Cs1、第三并联寄生电容Cs3放电，为下一次第一GaN开关管S1、第三GaN开关管S3的零电压开通做准备。谐振电流ir1、ir2不再增加且随励磁电流im线性变化。t4时刻，第一并联寄生电容Cs1、第三并联寄生电容Cs3放电至电压为零，第一GaN开关管S1、第三GaN开关管S3实现零电压开通。
本发明多端输入单端输出的准并联谐振变换器，其工作原理分析：将两个直流变压器耦合到一个变压器中，第一直流输入电压源(Vin)的输入电压值
Figure BDA0002643676100000061
与第一输出电压源(Vo)的输出电压值
Figure BDA0002643676100000062
电压关系仍遵循法拉第定律：
Figure BDA0002643676100000063
其中n1和n2分别是DCX1和DCX2的匝比。V1、V2为第一、第二输入电容电压，V3为第三输出电容电压。Buck变换器的电压增益函数f(d)可以用占空比d表示：
Figure BDA0002643676100000064
结合(1)、(2)系统电压增益可表示为：
Figure BDA0002643676100000065
若确定了n1和n2，Vo由Buck变换器的电压传递函数f(d)确定，并且可以通过调节Buck变换器的占空比来调节Vo。若负载增加，输出电压将相应下降。由于上层单级变换器就像一个直流变压器无调压功能，V1会立即下降。因此，V2增加，此时下层的PWM Buck变换器通过控制其占空比即稳态增益间接实现对输出电压Vo的调节，因此Vo会增加。这种闭环控制反馈与传统的反馈控制相同，通过闭环控制调节变换器的占空比，以增加输出电压并实现严格的电压调节。但是与传统不同，其控制思想是通过改变输入电压来调节输出电压。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明。
实施例
结合图1所示，本发明多端输入单端输出的准并联谐振变换器，包括单级结构第一LLC变换器(DCX1)和由Buck变换器和另一个第二LLC谐振变换器(DCX2)构成两级结构。两个LLC变换器一次侧均采用半桥结构，二次侧采用中心抽头整流器，且两个LLC电路耦合成一个多输入单输出变压器，其漏感形成谐振电感Lr1和Lr2。
在本发明实施例中，所述上层LLC谐振变换器(DCX1)电路包括第一直流输入电压源Vin、第一输入电容C1、第一GaN开关管S1、第二开关GaN管S2、第一谐振电容Cr1、第一谐振电感Lr1、第一变压器T1、第一激励电感Lm，LLC谐振变换器DCX1无调压能力，负责绝大部分的功率传输；
在本发明实施例中，所述下层电路由PWM Buck变换器和另一个LLC谐振变换器DCX2构成两级结构，其中Buck变换器包括第一直流输入电压源Vin、第二输入电容C2、第五GaN开关管S5、第三二极管D3、第一输出滤波电感L、第三输出电容C3；非隔离型Buck电路模块用于输出电压的调节，保证谐振变换器在输入电压变化范围内输出电压稳定。LLC谐振变换器DCX2包括第三GaN开关管S3、第四GaN开关管S4、第二谐振电容Cr2、第二谐振电感Lr2；二次侧采用中心抽头整流器包括第一二极管D1、第二二极管D2、第一输出电容Co、第一输出电压源Vo；
在本发明实施例中，所述上层电路第一直流输入电压源Vin的正极同时与第一输入电容C1正极、第一GaN开关管S1的漏极相连；第一GaN开关管S1的源极与第二GaN开关管S1的漏极相连，组成同一桥臂电路；第一谐振电容Cr1正极连接到第一GaN开关管S1和第二GaN开关管S2组成的桥臂上；第一谐振电感Lr1与第一谐振电容Cr1负极与一端相连，另一端与第一变压器T1原边相连；第一激励电感Lm与第一变压器T1原边并联；第二GaN开关管S1的源极、第一激励电感Lm一端、第一变压器T1原边一端与第一输入电容C1负极相连；
在本发明实施例中，所述下层电路第二输入电容C2的正极与第五GaN开关管S5的漏极相连；第一输出滤波电感L的一端、第三二极管D3的正极与第二GaN开关管S1的源极相连；第三输出电容C3的正极、第三GaN开关管S3的漏极与第一输出滤波电感L的另一端相连；第三GaN开关管S3的源极与第四GaN开关管S4的漏极相连，组成同一桥臂电路；第二谐振电容Cr2正极连接到第三GaN开关管S3和第四GaN开关管S4组成的桥臂上；第二谐振电感Lr2与第二谐振电容Cr2负极与一端相连，另一端与第一变压器T1原边相连；第二输入电容C2的负极、第三二极管D3的负极、第三输出电容C3的负极、第四GaN开关管S4的源极、第一变压器T1原边另一端均与第一直流输入电压源Vin的负极相连；
在本发明实施例中，所述第一变压器T1二次侧采用中心抽头整流器结构，第一二极管D1、第二二极管D2的阳极分别连接两绕组一端；第一输出滤波电容Co的负极、第一输出电压源Vo负极与两绕组另一端相连；第一二极管D1、第二二极管D2阴极、第一输出滤波电容Co正极、第一输出电压源Vo正极相连；
在本发明实施例中，本发明均在以下假设下分析：开关频率fs等于谐振频率fr；开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想型器件；开关管寄生电容、二极管的寄生电容均不参与谐振，其影响可以被忽略；两个直流变压器DCX均在同一相位同步运行。第一～第五GaN开关管S1～S5，GaN开关管分别附加第一～五反并联二极管Ds1～Ds5以及第一～五并联寄生电容Cs1～Cs5，具有续流能力。
结合图2所示，在本发明实施例中，第一～第四GaN开关管S1～S4工作在固定的占空比(50％)和开关频率下；Buck变换器的开关频率与DCX2无关，其能够在整个输入电压范围内实现软开关和输出电压调节。通过控制PWM变换器的占空比，调节输入电压V2的有效值，进而V1通过电容式能量传递机制得到有效调节。所述变换器的稳态运行在一个开关周期可分为四个阶段，令ti表示时间点，i＝0,1,2,3,4，具体如下：
第一阶段(t0～t1)：第一GaN开关管S1、第三GaN开关管S3开通，实现了ZVS软开关，第一二极管D1导通。第一谐振电容Cr1和第一谐振电感Lr1产生谐振，第二谐振电容Cr2和第二谐振电感Lr2产生谐振，能量通过第一变压器T1传输到负载。第一激励电感Lm的电压被钳位在
Figure BDA0002643676100000081
第三输出电容C3电压被钳位在
Figure BDA0002643676100000082
励磁电流im线性增长，谐振电流ir1、ir2为正弦变化波形，且在t1时刻相等时，第一二极管D1关断。输入功率由DCXI和DCX2分配并传输到负载。其中，n1为上层直流变压器DCX1变比，n2为下层直流变压器DCX2变比，
Figure BDA0002643676100000083
为第一输出电压源Vo的输出电压。
第二阶段(t1～t2)：第一GaN开关管S、第三GaN开关管S3关断(死区)，二极管D1、D2均关断变压器副边开路，励磁电流im给第一并联寄生电容Cs1、第三并联寄生电容Cs3充电同时给第二并联寄生电容Cs2、第四并联寄生电容Cs4放电，为第二GaN开关管S2、第四GaN开关管S4的零电压开通做准备。谐振电流ir1、ir2不再减小且随励磁电流im线性变化。t2时刻，第二并联寄生电容Cs2、第四并联寄生电容Cs4放电电压为零，第二GaN开关管S2、第四GaN开关管S4开通。
第三阶段(t2～t3)：第二GaN开关管S2、第四GaN开关管S4开通,实现了ZVS软开关，第二二极管D2导通。第一谐振电容Cr1和第一谐振电感Lr1产生谐振，第二谐振电容Cr2和第二谐振电感Lr2产生谐振，能量通过第一变压器T1传输到负载。第一激励电感Lm的电压被钳位在
Figure BDA0002643676100000084
第三输出电容C3电压被钳位在
Figure BDA0002643676100000085
励磁电流im线性减小，谐振电流ir1、ir2为正弦变化波形，且在t3时刻相等时，第二二极管D2关断。
第四阶段(t3～t4)：第二GaN开关管S2、第四GaN开关管S4关断(死区)。二极管D1、D2均关断变压器副边开路，励磁电流im给第二并联寄生电容Cs2、第四并联寄生电容Cs4充电同时给第一并联寄生电容Cs1、第三并联寄生电容Cs3放电，为下一次第一GaN开关管S1、第三GaN开关管S3的零电压开通做准备。谐振电流ir1、ir2不再增加且随励磁电流im线性变化。t4时刻，第一并联寄生电容Cs1、第三并联寄生电容Cs3放电至电压为零，第一GaN开关管S1、第三GaN开关管S3实现零电压开通。
在本发明实施例中，所述多端输入单端输出的准并联谐振变换器，其工作原理分析：实质是将两个直流变压器耦合到一个变压器中，第一直流输入电压源(Vin)的输入电压值
Figure BDA0002643676100000091
与第一输出电压源(Vo)的输出电压值
Figure BDA0002643676100000092
电压关系仍遵循法拉第定律：
Figure BDA0002643676100000093
其中n1和n2分别是DCX1和DCX2的匝比。V1、V2为第一、第二输入电容电压，V3为第三输出电容电压。Buck变换器的电压增益函数f(d)可以用占空比d表示：
Figure BDA0002643676100000094
结合(1)、(2)系统电压增益可表示为：
Figure BDA0002643676100000095
若确定了n1和n2，Vo由Buck变换器的电压传递函数f(d)确定，并且可以通过调节Buck变换器的占空比来调节Vo。若负载增加，输出电压将相应下降。由于上层单级变换器就像一个直流变压器无调压功能，V1会立即下降。因此，V2增加，此时下层的PWM Buck变换器通过控制其占空比即稳态增益间接实现对输出电压Vo的调节，因此Vo会增加。这种闭环控制反馈与传统的反馈控制相同，通过闭环控制调节变换器的占空比，以增加输出电压并实现严格的电压调节。但是其控制思想是通过改变输入电压来调节输出电压，这与传统不同。
本实施例构建出的多端输入单端输出的准并联谐振变换器。具体拓扑结构由上层的单级第一LLC变换器(DCX1)和下层的两级Buck变换器和另一个第二LLC谐振变换器(DCX2)组成。两个LLC变换器一次侧均采用半桥结构，二次侧采用中心抽头整流器，且两个LLC电路耦合成一个多输入单输出变压器，其漏感形成谐振电感Lr1和Lr2。该变换器实现了部分功率调节和变压器的集成，同时降低了器件额定值和系统的调压应力，提高了元件的利用率，减小了无源磁性元件的尺寸。本发明适用于小中功率低电压大电流输出直流领域，如通信电源、服务器电源、数据中心等领域等都有着明显的优势，未来具有广泛的应用前景和价值。

Claims (6)

1.一种多端输入单端输出的准并联谐振变换器，其特征在于，包括第一输入电容(C1)、第一直流输入电压源(Vin)、第一LLC变换器(DCX1)、PWM Buck变换器和第二LLC谐振变换器(DCX2)，所述第一输入电容(C1)的一端与第一直流输入电压源(Vin)的正极以及第一LLC变换器(DCX1)的一个输入端连接，所述第一输入电容(C1)的另一端与第一LLC变换器(DCX1)的另一个输入端以及PWM Buck变换器的一个输入端连接，所述PWM Buck变换器的另一个输入端与第一直流输入电压源(Vin)的负极连接，所述PWM Buck变换器的两个输出端与第二LLC谐振变换器(DCX2)的输入端一一对应连接；所述第一LLC变换器(DCX1)与第二LLC谐振变换器(DCX2)的二次侧均采用中心抽头整流器，且第一LLC变换器(DCX1)与第二LLC谐振变换器(DCX2)耦合成一个多输入单输出准并联谐振变换器；所述第一LLC变换器(DCX1)包括第一GaN开关管(S1)、第二GaN开关管(S2)、第一谐振电容(Cr1)、第一谐振电感(Lr1)、第一变压器(T1)、第一激励电感(Lm)；
第一GaN开关管(S1)的源极与第二GaN开关管(S2)的漏极相连，组成同一桥臂电路；第一谐振电容(Cr1)正极连接到第一GaN开关管(S1)的源极；第一谐振电感(Lr1)的一端与第一谐振电容(Cr1)负极连接，另一端与第一变压器(T1)第一原边一端相连；第一激励电感(Lm)的一端与第一变压器(T1)第一原边一端连接，第一激励电感(Lm)的另一端与第一变压器(T1)第一原边另一端连接；第二GaN开关管(S2)的源极、第一激励电感(Lm)的另一端均与第一输入电容(C1)负极相连；
所述第二LLC谐振变换器(DCX2)包括第三GaN开关管(S3)、第四GaN开关管(S4)、第二谐振电容(Cr2)、第二谐振电感(Lr2)，所述第三GaN开关管(S3)的漏极与所述PWM Buck变换器的一个输出端连接，第三GaN开关管(S3)的源极与第四GaN开关管(S4)的漏极相连，组成同一桥臂电路；第二谐振电容(Cr2)正极连接到第三GaN开关管(S3)的源极；所述第二谐振电感(Lr2)的一端与第二谐振电容(Cr2)负极相连，另一端与第一变压器(T1)第二原边的一端相连，所述第一变压器(T1)第二原边的另一端、第四GaN开关管(S4)的源极与所述PWM Buck变换器的另一个输出端连接；
所述中心抽头整流器包括第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第一输出滤波电容(Co)以及第一输出电压源(Vo)，所述第一二极管(D1)的阳极与第一LLC变换器(DCX1)的二次侧一端连接，所述第二二极管(D2)的阳极与第二LLC谐振变换器(DCX2)的二次侧一端连接，第一LLC变换器(DCX1)的二次侧另一端与第二LLC谐振变换器(DCX2)的二次侧另一端连接后与第一输出滤波电容(Co)的负极连接，所述第一二极管(D1)的阴极与第二二极管(D2)的阴极连接后与第一输出滤波电容(Co)的正极连接，所述第一输出电压源(Vo)并联在第一输出滤波电容(Co)的两端；
第一阶段：第一GaN开关管(S1)、第三GaN开关管(S3)开通，实现了ZVS软开关，第一二极管(D1)导通；第二阶段：第一GaN开关管(S1)、第三GaN开关管(S3)关断，第一二极管(D1)、第二二极管(D2)均关断；第三阶段：第二GaN开关管(S2)、第四GaN开关管(S4)开通,实现了ZVS软开关，第二二极管(D2)导通；第四阶段：第二GaN开关管(S2)、第四GaN开关管(S4)关断，第一二极管(D1)、第二二极管(D2)均关断。
2.根据权利要求1所述的多端输入单端输出的准并联谐振变换器，其特征在于，所述第一GaN开关管(S1)两端并联有第一并联二极管(Ds1)以及第一并联寄生电容(Cs1)，所述第二GaN开关管(S2)两端并联有第二并联二极管(Ds2)以及第二并联寄生电容(Cs2)。
3.根据权利要求2所述的多端输入单端输出的准并联谐振变换器，其特征在于，所述第三GaN开关管(S3)两端并联有第三并联二极管(Ds3)以及第三并联寄生电容(Cs3)，所述第四GaN开关管(S4)两端并联有第四并联二极管(Ds4)以及第四并联寄生电容(Cs4)。
4.根据权利要求1所述的多端输入单端输出的准并联谐振变换器，其特征在于，所述PWM Buck变换器包括第二输入电容(C2)、第五GaN开关管(S5)、第三二极管(D3)、第一输出滤波电感(L)、第三输出电容(C3)，所述第二输入电容(C2)的正极与第五GaN开关管(S5)的漏极相连，所述第一输出滤波电感(L)的一端、第三二极管(D3)的负极与第二GaN开关管(S2)的源极相连；第三输出电容(C3)的正极与第一输出滤波电感(L)的另一端相连，所述第三输出电容(C3)的负极、第三二极管(D3)的正极以及第二输入电容(C2)的负极与第一直流输入电压源(Vin)负极连接。
5.根据权利要求4所述的多端输入单端输出的准并联谐振变换器，其特征在于，第五GaN开关管(S5)两端并联有第五并联二极管(Ds5)以及第五并联寄生电容(Cs5)。
6.根据权利要求1所述的多端输入单端输出的准并联谐振变换器，其特征在于，所述第一LLC变换器(DCX1)具有恒定占空比和开关频率。
CN202010847785.1A 2020-08-21 2020-08-21 一种多端输入单端输出的准并联谐振变换器 Active CN112087143B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010847785.1A CN112087143B (zh) 2020-08-21 2020-08-21 一种多端输入单端输出的准并联谐振变换器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010847785.1A CN112087143B (zh) 2020-08-21 2020-08-21 一种多端输入单端输出的准并联谐振变换器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN112087143A CN112087143A (zh) 2020-12-15
CN112087143B true CN112087143B (zh) 2022-11-04

Family

ID=73728480

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010847785.1A Active CN112087143B (zh) 2020-08-21 2020-08-21 一种多端输入单端输出的准并联谐振变换器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112087143B (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112769339B (zh) * 2021-01-11 2022-04-05 电子科技大学 一种串并联双有源桥式变换器及调制方法
CN112994466B (zh) * 2021-02-23 2022-06-28 浙江大学 一种宽调压范围的变换器
CN116418238B (zh) * 2023-06-08 2023-08-15 西南交通大学 一种三开关半桥宽范围llc谐振变换器及使用方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108199598A (zh) * 2018-01-09 2018-06-22 青岛大学 多绕组分时供电电压型单级多输入低频环节逆变器
CN109149952A (zh) * 2017-06-19 2019-01-04 南京航空航天大学 一种电流谐振型软开关推挽直流变换器

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201347383A (zh) * 2012-05-07 2013-11-16 Skynet Electronic Co Ltd 利用電流迴流電路實現輕負載電壓調節機制的ｌｌｃ串聯諧振轉換器
US9755534B2 (en) * 2013-02-14 2017-09-05 Nuvolta Technologies, Inc. High efficiency high frequency resonant power conversion

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109149952A (zh) * 2017-06-19 2019-01-04 南京航空航天大学 一种电流谐振型软开关推挽直流变换器
CN108199598A (zh) * 2018-01-09 2018-06-22 青岛大学 多绕组分时供电电压型单级多输入低频环节逆变器

Also Published As

Publication number Publication date
CN112087143A (zh) 2020-12-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10581334B2 (en) DC-DC converter and control method
CN112087143B (zh) 一种多端输入单端输出的准并联谐振变换器
US11496054B2 (en) High-gain quasi-resonant DC-DC converter based on voltage doubling rectifier circuit
US10637363B2 (en) Converters with hold-up operation
WO2019128071A1 (zh) 一种dc-dc变换器
US20040090801A1 (en) Highly efficient, tightly regulated dc-to-dc converter
CN110707931A (zh) 一种llc谐振变换器及控制方法
CN107546959B (zh) 一种开关电源、电子设备及开关电源控制方法
CN110798073A (zh) 一种宽电压范围输出电流馈电变换器
CN111525809B (zh) 一种输出电压可调的高频混合型直流变换器
US20230113753A1 (en) Dc/dc converter and method for controlling output voltage thereof
CN114301301A (zh) 一种宽范围谐振式软开关双向直流变换器及其控制方法
US20230155510A1 (en) Switching power supply circuit
CN115378266A (zh) 适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法
CN110445387B (zh) 一种化成分容用电源的拓扑结构和控制方法
CN107171576B (zh) 一种倍压整流电路及其在谐振隔离变换器中的应用
Li et al. An efficiency-oriented two-stage structure employing partial power regulation
CN107171563A (zh) 紧调整输出的组合变流器
WO2023206952A1 (zh) 宽输入电压范围的增益可调高变比dc/dc变换器
Zhu et al. High Step-up SEPIC Converters Based on a Family of Coat Circuit
CN112366944B (zh) 一种采用脉宽调制控制的软开关谐振boost变换器
CN114944710A (zh) 一种无需通信和级联dc-dc变换器的无线充电装置
CN113489339A (zh) 一种混合调制双输出dc-dc变换器及其控制方法
CN108075669B (zh) 带集成级联结构的dc-dc变换器
US10205406B2 (en) Passive boost network and DC-DC boost converter applying the same

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CB03 Change of inventor or designer information

Inventor after: Zhang Shanlu

Inventor after: Li Lei

Inventor after: Zhang Yunfei

Inventor after: Wang Cheng

Inventor before: Zhang Shanlu

Inventor before: Li Lei

Inventor before: Zhang Yunfei

CB03 Change of inventor or designer information