TW201347383A - 利用電流迴流電路實現輕負載電壓調節機制的ｌｌｃ串聯諧振轉換器 - Google Patents

利用電流迴流電路實現輕負載電壓調節機制的ｌｌｃ串聯諧振轉換器 Download PDF

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Abstract

本發明係一種利用電流迴流電路實現輕負載電壓調節機制的LLC串聯諧振轉換器，該LLC諧振轉換器包括一半橋電路、一變壓器、一LLC諧振電路、一電流迴流電路及一全波整流電路；其中該半橋電路係由二功率開關串聯而成，且係與一輸入電壓相並聯；該變壓器係由一初級繞組及串聯之二次級繞組所組成；該LLC諧振儲能電路係由一諧振電感器、該初級繞組本身之一磁感及一諧振電容器串接而成，且係與其中之一功率開關相並聯；該電流迴流電路係由二整流器串聯而成，且係與該半橋電路相並聯，該二整流器間之線路並搭接至該諧振電感器及該初級繞組間之線路；該全波整流電路係連接在該等次級繞組上，以在一輸出電容器上產生所需之一輸出電壓。由於，該電流迴流電路能在該等功率開關之切換瞬間，根據該初級繞組上之一寄生電容之跨壓(voltage drop)，分別導通其上之該整流器，以導引該諧振電感器上之電流形成迴流，進而使該寄生電容上之跨壓不致大於該輸入電壓減去該諧振電容器上跨壓之差值，或不致大於該諧振電容器上跨壓之值，因此，不會有多餘的能量被轉移至該次級繞組，進而使次級側不會因而產生突波電流，且令該輸出電壓在輕負載時能有效地維持在一範圍(如：設計輸出電壓之±5%範圍內)。

Description

利用電流迴流電路實現輕負載電壓調節機制的LLC串聯諧振轉換器
本發明係一種串聯諧振轉換器，尤指一種利用電流迴流電路(current circulating circuit)實現輕負載電壓調節(light load regulation)機制的LLC串聯諧振轉換器，該諧振轉換器係利用一LLC諧振電路，平順地接收一輸入電壓傳來之能量，且在其功率開關之切換瞬間，利用一電流迴流電路，導引其諧振電感器之電流產生迴流，以不會對其變壓器之初級繞組之寄生電容(parasitic capacitance)過度正向或逆向充電，進而令該變壓器之次級側不致因此產生突波電流(spiking current)，且使所產生之一輸出電壓在輕負載時能有效地維持在一範圍。
近年來，由於LLC串聯諧振轉換器(LLC resonant power converter)所具備高電力轉換效率及高功率密度之特性，使得其被業界廣泛應用至各式電子產品中，然而，該LLC串聯諧振轉換器無法達成輕負載電壓調節(light load regulation)的缺陷，也越被重視。
以Jin-Tae Kim發表於2011年3月版NEWELECTRONICS期刊之一篇論文中所提及之傳統LLC串聯諧振轉換器及說明為例，參閱第1圖所示，該LLC串聯諧振轉換器無法達成輕負載電壓調節之主要原因，係其初級繞組Np之寄生電容11(parasitic capacitance)及其次級側之全波整流電路(full-wave rectification circuit)上二整流器(rectifiers)之寄生電容12、13，在功率開關之切換瞬間，該寄生電容不可避免地會與諧振電感器Lr產生諧振，使得該寄生電容上會累積多餘的能量，此能量將會使該LLC串聯諧振轉換器在輕負載(light load)狀態下之電壓增益值(voltage gain)大幅增加，進而導致該LLC串聯諧振轉換器無法將輸出電壓Vo之變化，有效地調節在一設計的範圍內。
有鑑於此，Jin-Tae Kim於前述論文中尚提及，可利用兩種傳統作法，以解決前述無法實現輕負載調節之問題，參閱第2圖所示，其中第一種作法係在該LLC串聯諧振轉換器之初級側加裝一叢發模式控制器(burst mode controller)21，以對初級側之二功率開關Q1、Q2，提供一叢發模式控制，其控制方法係迫使該LLC串聯諧振轉換器能在輕負載之狀態下，間歇性地(intermittently)運作，以期該LLC串聯諧振轉換器能在所產生之輸出電壓Vo即將等於一設計輸出電壓(designed output voltage)之上限值(upper limited value)時，停止運作，且在所產生之輸出電壓Vo即將等於該設計輸出電壓之下限值(lower limited value)時，開始運作，雖然，此一作法，亦能達成將輸出電壓Vo之變化，調節(regulated)在一設計範圍內之目的，但是，由於在該叢發模式控制器21內所設計之叢發頻率(burst frequency)中，除了包括該等功率開關Q1、Q2之切換運作期間(switching period)之外，尚包括停止運作期間(stopped period)，使得該LLC串聯諧振轉換器依該突發頻率進行運作時，將產生一連串接近於音頻(audio frequency)之噪音，此一惱人之噪音，對該LLC串聯諧振轉換器周邊環境確實造成一定程度之噪音汙染。
參閱第3圖所示，Jin-Tae Kim於前述論文中所提及之另一種作法，係在該LLC串聯諧振轉換器之次級側加裝一假負載(dummy resistor)31，該假負載31係並聯在該次級側之輸出電容器Co上，藉此增加負載，以避免該LLC串聯諧振轉換器運作在輕負載狀態，進而達成對輸出電壓Vo變化之調節，然而，此一作法，除導致了該LLC串聯諧振轉換器之電力轉換效率不彰外，尚在輕負載(如：待機狀態)下，因該假負載31而造成較高之電能消耗。
據上所述，在維持既有電力轉換效能及避免產生惱人噪音之前提下，Jin-Tae Kim所提及之前述兩種作法，均無法使該LLC串聯諧振轉換器對輸出電壓Vo之變化有效實現輕負載電壓調節之目的。
針對此，Y. Q. Ye、Chao Yan、J. H. Zeng及J. P. Ying等四人，亦曾於2007年發表於IEEE期刊中之一篇名為「A Novel Light Load Solution for LLC Series Resonant Converter」之論文中提及，在輕負載狀態下，LLC串聯諧振轉換器無法有效調節輸出電壓Vo變化之緣由，亦係導因於其初級繞組、次級側之二整流器上之寄生電容，且在功率開關之切換瞬間，該寄生電容不可避免地會與諧振電感器Lr產生諧振，使得該寄生電容上累積多餘的能量，該四人所思及之解決方案，參閱第4圖所示，係在LLC串聯諧振轉換器之次級側之二整流器D1、D2上分別增設一並聯之次級回充電路(secondary recharging circuit)41、42，以期使其初級繞組Np之寄生電容上所蓄積之多餘能量，被轉移至該次級側時，能透過該等次級回充電路41、42，回充至初級側，雖然，此一解決方案，亦能達成將輸出電壓Vo之變化，調節在一設計範圍內之目的，但是，由於必需分別利用一外部驅動電路(external driving circuit)(圖中未示)，對該等次級回充電路41、42中之開關Qa1、Qa2進行切換控制，而該外部驅動電路所產生之相關控制訊號又必需取決於初級側之該等功率開關QA、QB、QC、QD之控制訊號，故不僅導致該LLC串聯諧振轉換器之整體電路複雜度及製作成本大增，亦會因演算數據及程序倍增，而不可避免地造成相關控制訊號之傳輸延滯(propagation delay)，進而造成該等次級回充電路41、42無法將所獲得之多餘能量，即時回充至初級側，最終，仍無法在輕負載狀態下，有效調節輸出電壓Vo之變化。
據此，如何針對該等LLC串聯諧振轉換器，透過簡單之電路設計，使所設計及製造之LLC串聯諧振轉換器能依據實際需求，產生所需之一輸出電壓，且使產生該輸出電壓之次級繞組或輸出電容器上均不會因寄生電容上蓄積的多餘能量而產生突波電流，以使該輸出電壓在輕負載時能有效地維持在一範圍，即成為本發明在此欲探討的一重要課題。
有鑒於前述習知串聯諧振轉換器之問題與缺點，發明人乃根據多年實務經驗及研究實驗，終於開發設計出本發明之一種利用電流迴流電路實現輕負載電壓調節機制的LLC串聯諧振轉換器，以期藉由本發明，使該LLC串聯諧振轉換器之次級繞組或輸出電容器上均不會因寄生電容上蓄積的多餘能量而產生突波電流，進而使得該諧振轉換器所產生之輸出電壓在輕負載時能有效地維持在一範圍。
本發明之目的，係提供一種利用電流迴流電路(current circulating circuit)實現輕負載電壓調節(light load regulation)機制的LLC串聯諧振轉換器(resonant power converter)，該LLC諧振轉換器包括一半橋電路(half-bridge circuit)、一諧振電感器(resonant inductor)、一諧振電容器(resonant capacitor)、一電流迴流電路(current circulating circuit)、一變壓器(transformer)及一全波整流電路(full-wave rectification circuit)；其中該半橋電路係由二功率開關(switches)串聯而成，且係與一輸入電壓相並聯；該諧振電感器、該變壓器之一初級繞組(primary winding)本身之一磁感(magnetic inductance)及該諧振電容器等三者係串接成一LLC諧振電路，該LLC諧振電路係與其中之一功率開關相並聯；該電流迴流電路係由二整流器(rectifiers)串聯而成，且係與該半橋電路相並聯，該二整流器間之線路並搭接至該諧振電感器及該初級繞組間之線路；該全波整流電路係連接在該變壓器之次級繞組(secondary winding)上，以在一輸出電容器上產生所需之一輸出電壓。如此，由於該LLC諧振電路能平順地接收該輸入電壓傳來之能量，且該電流迴流電路能在該等功率開關之切換瞬間(switching moment)，導引該諧振電感器上之電流形成迴流，進而使該初級繞組之一寄生電容(parasitic capacitance)不會與該諧振電感器產生諧振，而被該諧振電感器上之電流過度正向或逆向充電，且使該初級繞組之寄生電容上之跨壓不致大於該輸入電壓減去該諧振電容器上跨壓之差值，或不致大於該諧振電容器上跨壓之值。據此，由於，在該功率等開關之切換瞬間，該初級繞組之寄生電容上不會蓄積多餘的能量，因此不會有多餘的能量被轉移至該次級繞組，故無論該次級繞組或輸出電容器上均不會因寄生電容上蓄積的多餘能量而產生突波電流(spiking current)，進而使得該諧振轉換器所產生之該輸出電壓在輕負載時能有效地維持在一範圍(如：設計輸出電壓之±5%範圍內)。
為便　貴審查委員能對本發明之目的、結構及其功效，做更進一步之認識與瞭解，茲舉實施例配合圖式，詳細說明如下：
本發明之第一個較佳實施例係提供一種利用電流迴流電路實現輕負載電壓調節機制的LLC串聯諧振轉換器，請參閱第5圖所示，該諧振轉換器包括一半橋電路52、一諧振電感器Lr、一諧振電容器Cr、一電流迴流電路51、一變壓器T1及一全波整流電路53。該半橋電路52係由一第一功率開關Q1及一第二功率開關Q2串聯而成，且係與一輸入電壓Vs相並聯，該第一功率開關Q1及第二功率開關Q2之閘極係分別與一諧振控制晶片(圖中未示)上對應之控制接腳相連接，該第一功率開關Q1之汲極係與該輸入電壓Vs之正極相連接，其源極係與該第二功率開關Q2之汲極相連接，該第二功率開關Q2之源極則連接至該輸入電壓Vs之負極，使得該半橋電路52能平順地接收該輸入電壓Vs傳來之能量，且提供一穩定之電壓予該變壓器T1使用。
該變壓器T1之一初級繞組NP上與生俱有之一磁感Lm，係以並聯至該初級繞組NP之方式表示如第5圖所示，該諧振電感器Lr、該磁感Lm及該諧振電容器Cr等三者係依序串接成一LLC諧振電路，該LLC諧振電路係與該第二功率開關Q2相並聯；該變壓器T1主要係用以隔離，其上設有該初級繞組NP、一第一次級繞組NS1及一第二次級繞組NS2，該第一次級繞組NS1及第二次級繞組NS2之一端係相互串聯，該初級繞組NP之一端係透過該諧振電感器Lr，連接至該二功率開關Q1、Q2間之線路，其另一端係與該諧振電容器Cr之一端相連接，該諧振電容器Cr之另一端則係與該第二功率開關Q2之源極相連接。
復參閱第5圖所示，該全波整流電路53係由一第一整流器D1及一第二整流器D2所組成，其中該第一整流器D1之正端係與該第一次級繞組NS1之另一端相連接，該第二整流器D2之正端係與該第二次級繞組NS2之另一端相連接，其負端則與該第一整流器D1之負端相連接，且共同連接至一輸出電容器Co之正極，該輸出電容器Co之負極則連接至該第一次級繞組NS1及第二次級繞組NS2間之線路，以使該變壓器T1能在該次級側之輸出電容器Co上產生所需之一輸出電壓Vo，且使得該輸出電容器Co能提供穩定之輸出電壓Vo予輸出端上所跨接之一負載(圖中未示)。
復請參閱第5圖所示，該電流迴流電路51係由一第三整流器D3及一第四整流器D4串聯而成，且係與該半橋電路52相並聯，其中該第三整流器D3之正端係與該第四整流器D4之負端相連接，該第三整流器D3及第四整流器D4間之線路係搭接至該諧振電感器Lr及該初級繞組NP(即，磁感Lm)間之線路，以在該等功率開關Q1、Q2切換之瞬間，導引該諧振電感器Lr上之電流產生迴流。在此需特別一提者，乃該第一個實施例中所述及之該等功率開關Q1、Q2可分別為一金氧半場效電晶體開關(簡稱MOSFET)，或其它等效之功率開關，該等整流器D1、D2、D3、D4可分別為一整流器二極體，或其它等效之整流器。
請參閱第6(a)圖所示，當該功率開關Q2被該諧振控制晶片(圖中未示)關閉，且經過一死區時間(dead time)後，該功率開關Q1會被該諧振控制晶片導通，此時，由於該輸入電壓Vs、該功率開關Q1、諧振電感器Lr、該寄生電容與諧振電容器Cr會組成一迴路，並產生一迴路電流，使該初級繞組NP上之一寄生電容被正向充電，且由於該諧振電感器Lr與該寄生電容間不可避免地會產生一諧振行為，故該初級繞組NP上之一寄生電容會被過度正向充電，且在該寄生電容上之跨壓v p 大於該輸入電壓Vs減去該諧振電容器Cr上跨壓VCr之差值時，該電流迴流電路51之第三整流器D3會被導通，而能導引該諧振電感器Lr上之電流i Lr 在由該功率開關Q1、諧振電感器Lr及第三整流器D3所組成的迴路產生迴流(如第6(a)圖中之虛線箭頭所示)，因此，該諧振電感器Lr上之電流i Lr 即不會對該初級繞組NP上之寄生電容過度正向充電，使得該初級繞組NP之寄生電容上跨壓v p 不致大於該輸入電壓Vs減去該諧振電容器Cr上跨壓VCr之差值。
另，請參閱第6(b)圖所示，當該功率開關Q1被該諧振控制晶片關閉，且經過一死區時間(dead time)後，該功率開關Q2會被該諧振控制晶片導通，此時，由於該功率開關Q2、該諧振電感器Lr、該寄生電容與該諧振電容器會組成一迴路，並產生一迴路電流，使初級繞組NP上之一寄生電容被逆向充電，且由於該諧振電感器Lr與該寄生電容間會不可避免地產生一諧振行為，故該初級繞組NP上之寄生電容會被過度逆向充電，且在該寄生電容上之跨壓v p 大於該諧振電容器Cr上跨壓VCr時，該電流迴流電路51之第四整流器D4會被導通，而能導引該諧振電感器Lr上之電流i Lr 在由該功率開關Q2、諧振電感器Lr及第三整流器D3所組成的迴路產生迴流(如第6(b)圖中之虛線箭頭所示)，故，該諧振電感器Lr上之電流i Lr 即不會對該初級繞組NP上之寄生電容過度逆向充電，使得該初級繞組NP之寄生電容上跨壓v p 不致大於該諧振電容器Cr上跨壓VCr之值。
據上所述，由於該第三整流器D3及第四整流器D4僅會在該等功率開關Q1、Q2切換之瞬間，且該初級繞組NP上寄生電容之跨壓v p 大於該輸入電壓Vs減去該諧振電容器Cr上跨壓VCr之差值，或大於該諧振電容器Cr上跨壓VCr之值時，分別自然地被導通(activated naturally)，故，該初級繞組NP之寄生電容上不會蓄積多餘的能量，因此亦不會將多餘的能量轉移至該等次級繞組NS1、NS2，故無論該次級繞組NS1、NS2或輸出電容器Co上均不會因該寄生電容上蓄積的多餘能量而產生突波電流(spiking current)，使得該諧振轉換器所產生之該輸出電壓Vo在輕負載時能被有效地維持在一範圍(如：設計輸出電壓之±5%範圍內)。
按，第5圖所示僅係本發明之一較佳實施例，惟，在實施本發明時，並不侷限於此，亦可依據實際需要，變更該LLC串聯諧振轉換器之初級側或次級側之電路設計，惟，無論變更該LLC串聯諧振轉換器之初級側或次級側之電路設計，本發明在此欲主張保護之電路結構係專指應用至一LLC串聯諧振轉換器之電路結構，故，凡熟悉該LLC串聯諧振轉換器之設計領域之技術人士，根據本發明之設計理念，在一LLC串聯諧振轉換器上，增設一電流迴流電路51，使得該電流迴流電路51能在該等功率開關Q1、Q2切換之瞬間，導引該諧振電感器Lr上之電流產生迴流，使得該初級繞組NP之寄生電容上跨壓v p 不致大於該輸入電壓Vs減去該諧振電容器Cr上跨壓VCr之差值，或不致大於該諧振電容器Cr上跨壓VCr之值，以使該LLC串聯諧振轉換器所產生之該輸出電壓Vo在輕負載時能被有效地維持在一範圍，即應屬本發明在此欲主張保護之電路結構之範圍。
本發明之第二個較佳實施例係提供一種利用電流迴流電路實現輕負載調節機制的LLC串聯諧振轉換器，請參閱第7圖所示，該LLC串聯諧振轉換器係將第5圖所示之該諧振電容器Cr改設在該初級繞組NP及該諧振電感器Lr之間，其運作原理及所獲致之效能均與第5圖所示之LLC串聯諧振轉換器相同，故茲不再贅述其細節。
本發明之第三個較佳實施例係提供一種利用電流迴流電路實現輕負載調節機制的LLC串聯諧振轉換器，請參閱第8圖所示，該LLC串聯諧振轉換器之次級側電路係與第5圖所示之次級側電路完全相同，故茲僅就其初級側電路說明如下。該諧振轉換器之初級側電路包括一半橋電路52、一諧振電感器Lr、一諧振電容器Cr、一電流迴流電路51、一輔助繞組NA及一變壓器T1；其中該半橋電路52係由一第一功率開關Q1及一第二功率開關Q2串聯而成，且係與一輸入電壓Vs相並聯，該第一功率開關Q1及第二功率開關Q2之閘極係分別與一諧振控制晶片(圖中未示)上對應之控制接腳相連接，該第一功率開關Q1之汲極係與該輸入電壓Vs之正極相連接，其源極係與該第二功率開關Q2之汲極相連接，該第二功率開關Q2之源極則連接至該輸入電壓Vs之負極，使得該半橋電路52能平順地接收該輸入電壓Vs傳來之能量，且提供一穩定之電壓予該變壓器T1使用；該變壓器T1之一初級繞組NP上與生俱有之一磁感Lm，係以並聯至該初級繞組NP之方式表示如第8圖所示，該諧振電感器Lr、該磁感Lm及該諧振電容器Cr等三者係依序串接成一LLC諧振電路，且係與該第二功率開關Q2相並聯，該初級繞組NP之一端係透過該諧振電感器Lr，連接至該二功率開關Q1、Q2間之線路，其另一端係與該諧振電容器Cr之一端相連接，該諧振電容器Cr之另一端則係與該第二功率開關Q2之源極相連接；該輔助繞組NA係與該初級繞組NP具有相同極性，且其一端係連接至該第三整流器D3及第四整流器D4間之線路，其另一端則係連接至該初級繞組NP之另一端。
在該第三個較佳實施例中，由於該輔助繞組NA能藉由感應該初級繞組NP之寄生電容上跨壓，分別導通該第三整流器D3或第四整流器D4，進而導引該諧振電感器Lr上之電流透過該輔助繞組NA形成迴流，故能獲致第5圖所示LLC串聯諧振轉換器之相同運作原理及效能。
本發明之第四個較佳實施例係提供一種利用電流迴流電路實現輕負載調節機制的LLC串聯諧振轉換器，請參閱第9圖所示，該LLC串聯諧振轉換器係將第8圖所示之該諧振電容器Cr改設在該初級繞組NP及該諧振電感器Lr之間，其運作原理及所獲致之效能均與第8圖所示之LLC串聯諧振轉換器相同，故茲不再贅述其細節。
茲為確認本發明之LLC串聯諧振轉換器之可行性，發明人乃根據第5圖所示之電路架構，實際設計一輸出規格為300瓦特24伏特之電子線路，且根據第1圖所示之習知LLC串聯諧振轉換器之電路架構，設計另一相同規格之電子線路(不具備本發明之電流迴流電路51)，做為一對照樣本，且分別對二者進行實測、採樣及性能比較。發明人係在二者均無負載之狀態下，以示波器(oscilloscope)對該對照樣本之初級繞組NP之寄生電容上之跨壓v p 及次級側之電流i s 進行實測及採樣後發現，請參閱第10(a)圖所示，該對照樣本之初級繞組NP之寄生電容上之跨壓v p 及次級側之電流i s 波形上均出現明顯之突波(spikes)，導致其輸出電壓Vo在第11(a)圖所示由A位置至B位置之負載變化範圍(0.6安培)內，發生無法被有效地維持在一範圍(如：設計輸出電壓24伏之±5%範圍內)，反而使該輸出電壓Vo之變化範圍高達將近設計輸出電壓24伏之50%範圍，此實測與採樣結果驗證了前述習知LLC串聯諧振轉換器無法達成輕負載電壓調節(light load regulation)的缺陷。相反地，在同樣無負載之狀態下，以示波器(oscilloscope)對本發明之電子線路之初級繞組NP之寄生電容上之跨壓v p 及次級側之電流i s 進行實測及採樣後發現，請參閱第10(b)圖所示，本發明之電子線路之初級繞組NP之寄生電容上之跨壓v p 及次級側之電流i s 波形上之突波已獲得顯著改善，且由第11(b)圖之C位置所示，輸出電壓Vo已被調節至一範圍(如：設計輸出電壓24伏之±5%範圍內)，意即，本發明第5圖所示之LLC諧振轉換器在輕負載時能使所產生之輸出電壓Vo被有效地調節並維持在一範圍，顯見本發明之LLC諧振轉換器確實能達成使該初級繞組NP、次級繞組NS1、NS2或輸出電容器Co上均不會因寄生電容上蓄積的多餘能量而產生突波電流，且使得該諧振轉換器所產生之該輸出電壓Vo在輕負載時能被有效地維持在設計輸出電壓之±5%範圍內之預期效果。
以上所述，僅為本發明最佳具體實施例，惟本發明之構造特徵並不侷限於此，任何熟悉該項技藝者在本發明領域內，可輕易思及之變化或修飾，皆可涵蓋在以下本案之專利範圍。
51．．．電流迴流電路
52．．．半橋電路
53．．．全波整流電路
Co．．．輸出電容器
Cr．．．諧振電容器
D1．．．第一整流器
D2．．．第二整流器
D3．．．第三整流器
D4．．．第四整流器
i s ．．．次級側之電流
i Lr ．．．諧振電感器上之電流
Lm．．．磁感
Lr．．．諧振電感器
NA．．．輔助繞組
NP．．．初級繞組
NS1．．．第一次級繞組
NS2．．．第二次級繞組
T1．．．變壓器
Q1．．．第一功率開關
Q2．．．第二功率開關
VCr．．．諧振電容器之跨壓
Vs．．．輸入電壓
Vo．．．輸出電壓
v p ．．．初級繞組之寄生電容上之跨壓
第1圖係一習知LLC串聯諧振轉換器之電路示意圖；
第2圖係另一習知LLC串聯諧振轉換器之電路示意圖；
第3圖係又一習知LLC串聯諧振轉換器之電路示意圖；
第4圖係又另一習知LLC串聯諧振轉換器之電路示意圖；
第5圖係本發明之第一個較佳實施例之電路示意圖；
第6(a)及6(b)圖係本發明之動作原理的部份電路示意圖；
第7圖係本發明之第二個較佳實施例之電路示意圖；
第8圖係本發明之第三個較佳實施例之電路示意圖；
第9圖係本發明之第四個較佳實施例之電路示意圖；
第10(a)及10(b)圖係針對第1及5圖所示之LLC串聯諧振轉換器分別進行實測及採樣，所獲得之初級繞組NP之寄生電容上之跨壓v p 及次級側之電流i s 波形之示意圖；及
第11(a)及11(b)圖係針對第1及5圖所示之LLC串聯諧振轉換器分別進行實測及採樣，所獲得之負載曲線圖，即在負載變化範圍內各該LLC諧振轉換器所產生之輸出電壓Vo之對應曲線示意圖。
51．．．電流迴流電路
52．．．半橋電路
53．．．全波整流電路
Co．．．輸出電容器
Cr．．．諧振電容器
D1．．．第一整流器
D2．．．第二整流器
D3．．．第三整流器
D4．．．第四整流器
i s ．．．次級側之電流
Lm．．．磁感
Lr．．．諧振電感器
NP．．．初級繞組
NS1．．．第一次級繞組
NS2．．．第二次級繞組
T1．．．變壓器
VCr．．．諧振電容器之跨壓
Q1．．．第一功率開關
Q2．．．第二功率開關
Vs．．．輸入電壓
Vo．．．輸出電壓

Claims (11)

  1. 一種利用電流迴流電路實現輕負載電壓調節機制的LLC串聯諧振轉換器，包括：一半橋電路，係由二功率開關串聯而成，且係與一輸入電壓相並聯；一變壓器，係由一初級繞組及二次級繞組所組成；一LLC諧振電路，係由一諧振電感器、該初級繞組本身之一磁感及一諧振電容器串接而成，且係與其中之一功率開關相並聯；一電流迴流電路，係由二整流器串聯而成，且係與該半橋電路相並聯，該二整流器間之線路並搭接至該諧振電感器及該初級繞組間之線路；及一全波整流電路，係連接在該次級繞組上，以在一輸出電容器上產生所需之一輸出電壓；當該等功率開關進行切換時，該電流迴流電路能根據該初級繞組上之一寄生電容上之跨壓，分別導通其上之該整流器，以導引該諧振電感器上之電流形成迴流，進而使該初級繞組之寄生電容上之跨壓不致大於該輸入電壓減去該諧振電容器上跨壓之差值，或不致大於該諧振電容器上跨壓之值。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的LLC串聯諧振轉換器，其中該二功率開關包括一第一功率開關及一第二功率開關，該第一功率開關及第二功率開關之閘極係分別與一諧振控制晶片上對應之控制接腳相連接，該第一功率開關之汲極係與該輸入電壓之正極相連接，其源極係與該第二功率開關之汲極相連接，該第二功率開關之源極則連接至該輸入電壓之負極，使得該半橋電路能接收該輸入電壓傳來之能量，且提供一穩定之電壓予該變壓器使用。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的LLC串聯諧振轉換器，其中該初級繞組之一端係透過該諧振電感器，連接至該二功率開關間之線路，其另一端係與該諧振電容器之一端相連接，該諧振電容器之另一端則係與該第二功率開關之源極相連接。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的LLC串聯諧振轉換器，其中該電流迴流電路之二整流器包括一第三整流器及一第四整流器，該第三整流器之正端係與該第四整流器之負端相連接，該第三整流器及第四整流器間之線路係搭接至該諧振電感器及該初級繞組間之線路。
  5. 如申請專利範圍第2項所述的LLC串聯諧振轉換器，其中該諧振電容器之一端係透過該諧振電感器，連接至該二功率開關間之線路，該初級繞組之一端係與該諧振電容器之另一端相連接，其另一端則係與該第二功率開關之源極相連接。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的LLC串聯諧振轉換器，其中該電流迴流電路之二整流器包括一第三整流器及一第四整流器，該第三整流器之正端係與該第四整流器之負端相連接，該第三整流器及第四整流器間之線路係搭接至該諧振電容器及該諧振電感器間之線路。
  7. 一種利用電流迴流電路實現輕負載電壓調節機制的LLC串聯諧振轉換器，包括：一半橋電路，係由二功率開關串聯而成，且係與一輸入電壓相並聯；一變壓器，係由一初級繞組及二次級繞組所組成；一LLC諧振電路，係由一諧振電感器、該初級繞組本身之一磁感及一諧振電容器串接而成，且係與其中之一功率開關相並聯；一電流迴流電路，係由二整流器串聯而成，且係與該半橋電路相並聯；一輔助繞組，係與該初級繞組具有相同極性，且其一端係連接至該二整流器間之線路，其另一端則係連接至該LLC諧振電路；及一全波整流電路，係連接在該次級繞組上，以在一輸出電容器上產生所需之一輸出電壓；當該等功率開關進行切換時，該輔助繞組能藉由感應該初級繞組上之一寄生電容上之跨壓，分別導通該電流迴流電路之整流器，以導引該諧振電感器上之電流透過該輔助繞組形成迴流，進而使該初級繞組之寄生電容上之跨壓不致大於該輸入電壓減去該諧振電容器上跨壓之差值，或不致大於該諧振電容器上跨壓之值。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的LLC串聯諧振轉換器，其中該二功率開關包括一第一功率開關及一第二功率開關，該第一功率開關及第二功率開關之閘極係分別與一諧振控制晶片上對應之控制接腳相連接，該第一功率開關之汲極係與該輸入電壓之正極相連接，其源極係與該第二功率開關之汲極相連接，該第二功率開關之源極則連接至該輸入電壓之負極，使得該半橋電路能接收該輸入電壓傳來之能量，且提供一穩定之電壓予該變壓器使用。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的LLC串聯諧振轉換器，其中該初級繞組之一端係透過該諧振電感器，連接至該二功率開關間之線路，其另一端係與該諧振電容器之一端相連接，該諧振電容器之另一端則係與該第二功率開關之源極相連接。
  10. 如申請專利範圍第8項所述的LLC串聯諧振轉換器，其中該諧振電容器之一端係透過該諧振電感器，連接至該二功率開關間之線路，該初級繞組之一端係與該諧振電容器之另一端相連接，其另一端則係與該第二功率開關之源極相連接。
  11. 如申請專利範圍第9或10項所述的LLC串聯諧振轉換器，其中該電流迴流電路之二整流器包括一第三整流器及一第四整流器，該第三整流器之正端係與該第四整流器之負端相連接，該第三整流器及第四整流器間之線路係連接至該輔助繞組之一端。
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