TWI578675B - 功率轉換器及其控制方法 - Google Patents

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Description

功率轉換器及其控制方法
本發明涉及開關電源領域，特別是涉及用於實現控制功率轉換器中儲能的開關管的開啟電壓的方法及其對應的功率轉換器。
ZVS(zero-voltage switching)，零電壓開關，即，在開關管導通時，其兩端的電壓為0，從而降低開關管的損耗。在功率轉換器中實現針對主功率級電路的零電壓開關(ZVS)，可以大幅提高功率轉換器的效率。
本領域的技術人員知道，功率轉換器的主功率級電路具有多種拓撲結構，圖1所示為Boost電路的拓撲結構。其中，Vin為輸入電壓，Vo為輸出電壓，S2為儲能的開關管，S1為續流的開關管，續流的開關管S1包括相互並聯的同步整流管和續流的二極體D1。
當儲能的開關管S2導通時，為電感L儲能；當儲能的開關管S2關斷後，電感電流iL經續流的開關管S1續流。電感電流iL以圖中所示方向為正。Vs2為儲能的開關管S2的兩端電壓，也就是漏源極電壓。儲能的開關管S2兩端還並聯二極體D2。
為了實現儲能的開關管S2的ZVS，常採用工作於DCM(Discontinuous Conduction Mode，非連續導通模式)的控制方法，如圖2A、2B所示。
圖2A為Vin<Vo/2時Boost電路的工作波形示意圖。圖2A中從上方第一條線代表儲能的開關管S2的導通情況，高位為導通，第二條線代表與續流的開關管S1的導通情況，高位為導通，第三條線代表電感電流iL的電流變化情況，第四條線代表Vs2的電壓變化情況。
t1時刻，儲能的開關管S2導通，Vs2=0，電感電流iL上升。t2時刻，儲能的開關管S2關斷，iL下降，續流的二極體D1導通，為輸出端提供能量，此時Vs2=Vo。t3時刻，電感電流iL下降為0，續流的二極體D1截止，不考慮續流的二極體D1的反向恢復，則從t3時刻開始，電感L與寄生電容CPara(比如主功率級電路的開關管結電容、二極體寄生電容、電感寄生電容等)發生諧振，Vs2電壓滿足公式(1)：【數學式1】V s2(t)=V in +(V o -V in )．cos ω 0(t-t 3) (1)
其中，，L為電感值，Cpara為寄生電容的電容值。
t4時刻，Vs2電壓諧振到零，則二極體D2導通，電感電流iL經過二極體D2進行續流，Vs2電壓鉗位至0，反向之電感電流iL逐漸減小，直至t5時刻，電感電流iL為零。
在t4~t5中的任意時刻，Vs2均為0，則儲能的開關管S2均可實現ZVS開通。若該時段內未導通儲能的開關管S2，則電感L與寄生電容Cpara繼續諧振，直至t7時刻，Vs2電壓諧振到零，此時導通儲能的開關管S2，實現ZVS開通。儲能的開關管S2兩次導通時刻之間所夾之時段為一個開關週期，每個開關週期均包括以上所述的過程。其中，在續流的二極體D1導通期間，同步整流管也可導通，用於同步整流。由公式(1)可知，由於cos函數的數值範圍在-1至1之間，故而Vs2的取值範圍在2Vin-Vo至Vo。當Vin<Vo/2時，Vs2電壓可以諧振到零。當Vin>Vo/2時，Vs2電壓無法諧振到零。
如圖2B所示為Vin>Vo/2時Boost電路的工作波形示意圖。在t4或t6時刻，Vs2電壓諧振至最小值(但大於0)，則在t4或t6時刻導通儲能的開關管S2，稱為谷底開通，雖然可減少一部分開關損耗，但並不能實現ZVS。
由此可見，工作於DCM的弊端在於，在Vin>Vo/2時無法實現ZVS。該控制方法雖可提高功率轉換器的效率，但不能保證在所有的輸入電壓下或所有負載下都有很高的效率。
本發明提出一種功率轉換器及其控制方法，其不需要在主功率級電路中額外添加任何輔助元件，即可實現儲能的開關管的較低電壓的開通，同時使得功率轉換器在正常工作期間均具有較高的效率。
為解決上述問題，本發明公開了一種功率轉換器的控制方法，功率轉換器包括電感、寄生電容、儲能的開關管和續流的開關管，用於實現在功率轉換器正常工作期間儲能的開關管維持較低預設電壓開通，控制方法包括：功率轉換器在一個開關週期內，續流的開關管首次導通並截止，使電感和寄生電容諧振後，再次導通續流的開關管一預設時間，使儲能的開關管兩端的電壓能降至一預設電壓，在儲能的開關管兩端的電壓降至小於等於預設電壓時，開通儲能的開關管而進入功率轉換器的下一個開關週期。續流的開關管進一步包括同步整流管和續流的二極體，在續流的開關管首次導通時，續流的二極體導通，或者同步整流管和續流的二極體均導通。預設時間Tsyn_rec滿足以下條件公式：
其中，，L為電感的電感值，C para 為寄生電容的電容值，Vin為功率轉換器的輸入電壓，Vo為功率轉換器的輸出電壓，Vth為預設電壓。控制方法還包括：再次開通續流的開關管的時刻對應於電感和寄生電容完成第k個諧振週期時，k>0，k為整數或小數。
當功率變換器的一個開關週期內需要至少兩次開通續流的開關管時，控制功率轉換器的開關週期滿足以下公式：
Ts為功率轉換器的開關週期，Ton為儲能的開關管的導通時長，Toff為續流的開關管在開關週期Ts內首次開通的時長，Tr1為電感和寄生電容的諧振週期，t6為續流的開關管在開關週期Ts內第二次截止的時刻，Tr2為從t6時刻至儲能的開關管的兩端電壓諧振到預設電壓所需時間。
上述的控制方法還包括：控制續流的開關管再次開通的時刻為電感和寄生電容諧振期間續流的開關管兩端電壓為預設電壓時刻。
控制方法可應用於功率轉換器的輸入電壓大於功率轉換器的輸出電壓的一半值的情況。當功率轉換器工作於輕載時，控制功率轉換器的一個開關週期內續流的開關管首次截止至續流的開關管再次開通之間的時間至少大於電感和寄生電容的一個諧振週期。
本發明的另一方面還公開了一種可實現所述控制方法的功率轉換器，功率轉換器包括主功率級電路、控制器和採樣電路；主功率級電路至少包括電感、寄生電容、儲能的開關管和續流的開關管；採樣電路採樣主功率級電路的輸入信號和輸出信號；控制器產生控制信號控制儲能的開關管和續流的開關管的開通和關斷；控制器還包括閾值控制電路，閾值控制電路接收採樣電路的採樣信號，控制續流的開關管在功率轉換器的一個開關週期內再次開通預設時間使得在功率轉換器的下一週期開始時，儲能的開關管的電壓小於等於預設電壓。
閾值控制電路和採樣電路均為數位程式模組。控制器為MCU或DSP數位控制晶片，數位程式模組彙編於數位控制晶片內。數位程式模組包括採樣轉換模組、閉環計算模組和驅動時間及時序預測模組。採樣轉換模組將採樣信號轉換為數位信號。 閉環計算模組根據採樣轉換模組提供的信號計算儲能的開關管在功率轉換器的一個開關週期內的導通時長。
驅動時間及時序預測模組接收閉環計算模組以及採樣轉換模組的輸出的信號預測在下一開關週期或下幾個開關週期的每個開關週期中儲能的開關管的導通時間、續流的開關管的兩次導通的時間、續流的開關管兩次導通之間所間隔的時間以及開關週期。
在另一實施例中，閾值控制電路也可為數位邏輯控制電路。控制器包括驅動脈衝產生器，數位邏輯控制電路與驅動脈衝產生器相互之間電性連接。數位邏輯控制電路包括採樣邏輯轉換電路、延時控制邏輯電路和續流的開關管邏輯控制電路。 採樣電路採樣電感的電流輸出採樣信號至採樣邏輯轉換電路，採樣邏輯轉換電路輸出觸發信號至延時控制邏輯電路，延時控制邏輯電路輸出信號至續流的開關管邏輯控制電路。續流的開關管邏輯控制電路根據延時控制邏輯電路的輸出信號發出或者不發出驅動續流的開關管再次開啟的一脈衝信號。功率轉換器中包含續流的開關管和儲能的開關管通常為直流/直流轉換器或者PFC電路。
本發明提供的技術方案不需要在主功率級電路中額外添加任何輔助元件，即可實現儲能的開關管的低於或等於一預設電壓開通，使得功率轉換器具有較高的效率。另外，當功率轉換器工作於輕載時，採用本發明提供的技術方案利於降低其工作頻率，提高輕載時工作效率。
Vin‧‧‧輸入電壓
Vo‧‧‧輸出電壓
L‧‧‧電感
iL‧‧‧電感電流
S1、S2‧‧‧開關管
D1、D2、DS1、DS2‧‧‧二極體
Vs1、Vs2‧‧‧開關管的兩端電壓
t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7‧‧‧時刻
Cout‧‧‧輸出電容
N1、N2‧‧‧變壓器匝
iN1‧‧‧原邊電流
iN2‧‧‧副邊電流
10‧‧‧主功率級電路
20‧‧‧數位控制晶片
201‧‧‧採樣轉換模組
202‧‧‧閉環計算模組
203‧‧‧驅動時間及時序預測模組
Ton‧‧‧導通時長
301‧‧‧電流過零檢測模組
302‧‧‧驅動脈衝產生器
303‧‧‧閾值控制電路
iLS‧‧‧電感電流之採樣信號
VFB‧‧‧主功率級電路的輸出電壓的採樣信號
FB‧‧‧回饋信號
Vref‧‧‧參考信號
Vth1、Vth2、Vth3‧‧‧參考值
1‧‧‧脈衝產生器
2‧‧‧或閘
3‧‧‧比較器
4‧‧‧計數器
5‧‧‧動態選擇電路
6‧‧‧單穩態電路
7‧‧‧反或閘
8‧‧‧及閘
圖1為Boost電路的拓撲結構。
圖2A為工作於DCM且Vin<Vo/2時Boost電路的工作波形示意圖。
圖2B為工作於DCM且Vin>Vo/2時Boost電路的工作波形示意圖。
圖3為採取延時關斷方法的Boost電路的工作波形示意圖。
圖4A為應用於Boost電路的本發明的第一實施例的工作波形示意圖。
圖4B為應用於Boost電路的本發明的第二實施例的工作波形示意圖。
圖5為Totem-Pole PFC電路的拓撲結構示意圖。
圖6A為應用於Totem Pole PFC電路的本發明第三實施例於Vin>0時的工作波形示意圖。
圖6B為應用於Totem Pole PFC電路的本發明第四實施例於Vin<0時的工作波形示意圖。
圖7A為Buck電路的拓撲結構。
圖7B為應用於Buck電路的本發明第五實施例的工作波形示意圖。
圖8A為Buck-Boost電路的拓撲結構。
圖8B為應用於Buck-Boost電路的本發明第六實施例的工作波形示意圖。
圖9A為Flyback電路的拓撲結構。
圖9B為應用於Flyback電路的本發明的第七實施例的工作波形示意圖。
圖10所示為本發明的該功率轉換器的結構示意圖。
圖11所示為本發明的以方式一實現ZVS控制的功率轉換器的結構示意圖。
圖12所示為本發明的以方式二實現ZVS控制的功率轉換器的結構示意圖。
圖13所示為本發明的以方式二實現ZVS控制的功率轉換器的詳細結構示意圖。
圖14-16所示為本發明的以方式二實現ZVS控制的功率轉換器的具體結構示意圖。
以下配合附圖，對本發明的具體實現過程做詳細的描述。相對於背景技術中的控制方法，參考圖1所示的拓撲結構，結合圖3所示的控制時序圖，揭示了採用延時關斷續流的開關管S1的方法。此種延時關斷續流的開關管S1的方法使電感電流iL反向，讓電感L儲存足夠的能量，保證儲能的開關管S2關斷後，其兩端電壓能夠諧振到一較低的預設電壓或者是零，從而實現儲能的開關管S2的以較低的電壓開通。
圖3所示的預設電壓為零，因此在此以儲能的開關管S2實現零電壓開通進行說明。t1時刻，儲能的開關管S2導通，電感電流iL上升。t2時刻，儲能的開關管 S2關斷，續流的開關管S1導通，電感電流iL下降，流經續流的開關管S1，為輸出端提供能量，此時Vs2=Vo。t3時刻，電感電流iL下降為0，繼續保持續流的開關管S1導通，則電感電流iL反向增加。t4時刻，續流的開關管S1關斷，則電感L與主功率級電路的寄生電容Cpara發生諧振，電感電流iL和Vs2電壓滿足公式(2)。
其中，。t5時刻，Vs2電壓諧振到零，則二極體D2導通，將Vs2電壓鉗位至零，反向之電感電流iL逐漸減小，直至t6時刻，電感電流iL為零。在t5~t6中的任意時刻，Vs2均為0，則儲能的開關管S2在此時間段中均可實現ZVS開通。
與背景技術中的控制方法相比，這一控制方法可以在Vin>Vo/2時實現儲能的開關管S2的ZVS開通。但是，這一控制方法仍存在弊端：當負載較輕時，若工作於固定開關頻率，則電感電流iL的峰峰值就會很大，增加了輕載時的導通損耗和關斷損耗；若工作於變頻，即輕載時頻率較高，重載時頻率較低，則為了實現儲能的開關管的ZVS，輕載時電感電流為iL(t4)，即負向電流在電感電流iL中所占的比例就會很大，影響變換器的效率，同時較高的開關頻率也會增加開關損耗。
本發明還提出一種功率轉換器的控制方法，不需要在功率轉換器中的主功率級電路中額外添加任何輔助元件，即可實現儲能的開關管的較低預設電壓開通，提高了變換器的效率。
參照圖1所示的Boost電路的拓撲結構示意圖，在此以功率轉換器為Boost電路進行舉例說明。在此也先以在Boost電路在正常工作期間均能實現較低預設 電壓控制進行說明，其控制時序圖示意請參見圖4A。
t1時刻，儲能的開關管S2導通，電感電流iL上升。t2時刻，電感電流iL上升至最大值，儲能的開關管S2關斷，電或電流iL下降，流經續流的二極體D1，為輸出端提供能量，此時Vs2=Vo。t3時刻，電感電流iL下降為0，續流的二極體D1截止，不考慮續流的二極體的反向恢復，則從t3時刻開始電感L與寄生電容Cpara(比如開關管結電容、二極體寄生電容、電感寄生電容等)發生諧振，Vs2電壓滿足公式(1)。t4時刻，Vs2電壓諧振到最小值。t5時刻，Vs2電壓尚未諧振到最大值，此時導通續流的開關管S1，由於Vo>Vin，使得電感電流iL反向增加，則Vs2電壓被鉗位在Vo。t6時刻，關斷續流的開關管S1，則電感L與寄生電容Cpara發生諧振，電感電流iL和Vs2電壓滿足公式(3)。
其中，。t7時刻，Vs2電壓諧振到零，此時電感電流iL諧振到零，導通儲能的開關管S2，實現儲能的開關管S2的ZVS開通。t1~t7時刻為一個開關週期。更進一步的，在t2~t3續流的二極體D1導通的時間內，也可導通續流的開關管S1的同步整流管以實現同步整流，進一步提高變換器的效率。
在此實施例中，在電感電流iL第一次下降至零(t3時刻)之後，不採用延時關斷的方法，而是正常關斷續流的開關管S1，使電感L和寄生電容Cpara發生諧振。 在發生諧振的這段期間，儲能的開關管S2從最高鉗位電壓開始下降，導通續流的開關管S1為電感L反向存儲能量，該能量能夠使儲能的開關管S2兩端電壓通過諧振降到一較低預設電壓或者零，當儲能的開關管S2兩端電壓降到零時，則可實現儲能的開關管 S2的ZVS開通。
續流的開關管S1的導通時刻可選擇在完成k個諧振週期時，k>0，k可以是整數也可以是小數。在圖4A所示方案中，k為小於1的小數。但是，該導通時刻也可以選在多個諧振週期後，即大於1的整數以及小數，從而降低開關頻率。導通時長後文具體描述。具體來說，在圖4A中導通續流的開關管S1的t5時刻，儲能的開關管S2兩端電壓並未諧振到峰值，並未完成一個完整的諧振週期，續流的開關管S1兩端電壓不是零，故而，續流的開關管S1為硬開通，增加了一部分損耗，續流的開關管S1未實現ZVS開通。
圖4B為Boost電路的另一種控制時序示意圖。在此實施例中，功率轉換器仍以Boost電路進行舉例說明。此實施例與上述實施例不同之處在於，儲能的開關管S2和續流的開關管S1均能實現ZVS開通。
t1時刻，儲能的開關管S2導通，電感電流iL上升。t2時刻，電感電流iL上升至最大值，儲能的開關管S2關斷，電感電流iL下降，流經續流的二極體D1，為輸出端提供能量，此時Vs2=Vo。t3時刻，電感電流iL下降為零，續流的二極體D1截止，不考慮續流的二極體的反向恢復，則電感L與寄生電容Cpara發生諧振，Vs2電壓滿足公式(1)。t4時刻，Vs2電壓諧振到最小值。t5時刻，Vs2電壓諧振到最大值，電感電流iL諧振至零，完成了一整個諧振週期，此時開通續流的開關管S1。由於此時續流的開關管S1兩端電壓為零，故而續流的開關管S1為零電壓導通，電感電流iL反向增加，Vs2電壓被鉗位在Vo。t6時刻，關斷續流的開關管S1，則電感L與寄生電容Cpara發生諧振，電感電流iL和Vs2電壓滿足公式(3)。t7時刻，Vs2電壓諧振到零，此時電感電流iL諧振到零，開通儲能的開關管S2，實現儲能的開關管S2的ZVS開通。
在t5時刻電感電流iL諧振到零， 續流的開關管S1兩端電壓也為零，故而， 續流的開關管S1也實現了ZVS開通。
在t2~t3續流的二極體D1導通的時間內，也可開通續流的開關管S1的同步整流管，實現同步整流來進一步提高變換器效率。控制該續流的開關管S1再次開通的時刻為電感電流iL諧振至零的t5時刻，也就是，在該電感L和該寄生電容Cpara諧振期間，該續流的開關管S1兩端電壓為零的時刻。在本實施例中，k為整數1，k也可以為其他大於零的整數。可見，在此實施例中無需增加額外的線路和額外的損耗，即可實現儲能的開關管S2的低於或等於一預設電壓開通。若儲能的開關管S2在其兩端的電壓為0時開通，即可實現儲能的開關管ZVS開通的控制。續流的開關管S1導通時長的大小決定了反向電流的大小，也決定了儲能的開關管S2兩端電壓能否諧振到預設電壓。 因此，續流的開關管S1在諧振期間導通時長的大小對Boost電路的效率有影響。另外，續流的開關管S1的開通時刻決定了Boost電路的開關頻率，在電感L滿足要求的情況下，k越大開關頻率越小。
圖5為Totem-Pole PFC電路的拓撲結構。在此實施例中，功率轉換器以Totem-Pole PFC電路為例，說明對儲能的開關管和續流的開關管的控制方法。Vin為AC輸入電壓()，Vo為PFC的輸出電驅。
圖6A示意PFC電路正常工作期間輸入電壓Vin>0時的對應的控制時序示意圖，輸入電壓Vin>0時，PFC電路的工作原理與Boost電路相同。
t1時刻，儲能的開關管S2導通，電流流經電感L、儲能的開關管S2、二極體D2，輸入端對電感L進行儲能，電感電流iL上升。t2時刻，儲能的開關管S2關斷，電感電流iL開始下降，電流流經電感L、續流的開關管S1的反並二極體DS1、二極體D2，給輸出電容Cout充電，此時Vs2=Vo。t3時刻，電感電流iL下降為0，反並二極體DS1截止，不考慮二極體的反向恢復，則電感L與寄生電容Cpara發生諧振，Vs1和Vs2電壓 滿足公式(4)。
D2是慢速二極體，在輸入電壓正半周時，二極體D2是常通的狀態。t5時刻，Vs2電壓諧振到最大值，Vs1電壓諧振到零，電感電流iL諧振至零，此時，零電壓開通續流的開關管S1，電感電流iL反向增加，Vs2電壓鉗位在Vo。t6時刻，關斷S1，則電感L與寄生電容Cpara發生諧振，電感電流iL和Vs2電壓滿足公式(5)。
t7時刻，Vs2電壓諧振到零，此時電感電流iL諧振到零，開通儲能的開關管S2，實現儲能的開關管S2的ZVS開通。
在此例舉的是PFC電路中在輸入電壓Vin>0時的工作期間，對應的儲能的開關管S2實現零電壓開通的實施例。當然儲能的開關管S2的電壓並非需要實現零電壓開通，低於一預設電壓也是可以的。通常情況下，為減小開通或關斷時的損耗，該預設電壓會設置得相對較小。在此實施例中，通過調節續流管S1開通時間(t5至t6時間區間)的長短，即可調節儲能的開關管S2開通時的兩端電壓。
圖6B示意PFC電路正常工作期間輸入電壓Vin<0時的對應的控制時序示意圖。在此實施例中，功率轉換器仍以Totem Pole PFC電路進行舉例說明。圖6B中Vin<0時的控制時序示意圖，與圖6A的Vin>0時的控制時序示意圖相比，控制時序中示意的電感電流iL反向，儲能的開關管由S2變為S1。
t1時刻，儲能的開關管S1處於導通狀態，反向電流流經慢速的二極體D1、儲能的開關管S1和電感L，輸入端對電感L進行儲能，電感電流iL上升。t2時刻，儲能的開關管S1關斷，反向之電感電流iL開始減小，電流流經二極體D1、續流的開關管S2的反並二極體DS2、電感L，給輸出電容Cout充電，此時Vs1=Vo。t3時刻，反向之電感電流iL下降為0，反並二極體DS2截止，不考慮二極體的反向恢復，則電感L與寄生電容Cpara發生諧振，Vs1電壓滿足公式(6)。由於D1是慢速二極體，因此在輸入電壓負半周時，二極體D1是常通的狀態。
t5時刻，Vs1電壓諧振到最大值，Vs2電壓諧振到0，電感電流iL諧振至0，零電壓開通續流的開關管S2，由於Vo>Vin，正向之電感電流iL增加，Vs1電壓鉗位在Vo。 t6時刻，關斷續流的開關管S2，則電感L與寄生電容Cpara發生諧振，電感電流iL和Vs1電壓滿足公式(7)。在t5~t6的時刻需借助可控開關管實現續流的開關管S2的導通和關斷。在該時間段內，開啟續流的開關管S2實則開啟與續流二極體Ds2並聯的同步整流開關管。
t7時刻，Vs1電壓諧振到0，電感電流iL也諧振到0，開通儲能的開關管S1，實現儲能的開關管S1的ZVS開通。
在t2~t3時刻，反並二極體Ds2導通而起到續流二極管的作用，在此段時 間內，也可開通同步整流管，實現同步整流，提高功率轉換器效率。
圖7A為Buck電路的拓撲結構。在此實施例五中以功率轉換器為Buck電路進行舉例說明。其中，S1為儲能的開關管，S2為續流的開關管。圖7B為控制Buck電路的工作的控制時序示意圖。
t1時刻，儲能的開關管S1導通，電感電流iL上升。t2時刻，儲能的開關管S1關斷，電感電流iL下降，流經續流的開關管S2的續流的二極體D2，為輸出端提供能量，此時Vs1=Vin。t3時刻，電感電流iL下降為0，續流的二極體D2截止，不考慮續流的二極體D2的反向恢復，則電感L與寄生電容Cpara發生諧振，Vs1兩端電壓滿足公式(8)。
t5時刻，Vs1電壓諧振到最大值，電感電流iL諧振至零，開通續流的開關管S2，此時續流的開關管S2兩端電壓為零，續流的開關管S2為零電壓導通，電感電流iL反向增加，Vs1電壓被鉗位在Vin。t6時刻，關斷續流的開關管S2，則電感L與寄生電容Cpara發生諧振，電感電流iL和Vs1電壓滿足公式(9)。
t7時刻，Vs1電壓諧振到零，此時電感電流iL諧振到零，開通儲能的開關管S1，實現儲能的開關管S1的ZVS開通。
在t2~t3時間段內續流的二極體D2導通，在此時間內，也可開通的同步整流管實現同步整流，提高功率轉換器效率。由於在一個開關週期內，續流的開關管S2需導通兩次，在此需要強調的是，第一次導通的時間段t2~t3可由續流的二極體D2完成，然而由於續流的二極體是單向導通的非可控器件，因此在續流的開關管S2需要第二次開啟時，實際上開啟與續流二極管並聯的可控的同步整流管。
圖8A為Buck-Boost電路的拓撲結構，在此實施例以功率轉換器為Buck-Boost電路進行說明。S1為儲能的開關管，S2為續流的開關管。圖8B為對應於Buck-Boost電路的控制時序示意圖。
t1時刻，儲能的開關管S1導通，電感電流iL上升。t2時刻，儲能的開關管S1關斷，電感電流iL下降，流經續流的開關管S2的續流的二極體D2，為輸出端提供能量，此時Vs1=Vin+Vo。t3時刻，電感電流iL下降為0，續流的二極體D2截止，不考慮續流的二極體的反向恢復，則電感L與寄生電容Cpara發生諧振，Vs1電壓滿足公式(10)。
t5時刻，Vs1電壓諧振到最大值，電感電流iL諧振至零，開通續流的開關管S2，此時續流的開關管S2兩端電壓為零，續流的開關管S2為零電壓導通，電感電流iL反向增加，Vs1電壓被鉗位在Vin+Vo。t6時刻，關斷續流的開關管S2，則電感L與寄生電容Cpara發生諧振，電感電流iL和Vs1電壓滿足公式(11)。
t7時刻，Vs1電壓諧振到零，此時電感電流iL諧振到零，開通儲能的開關管S1，實現儲能的開關管S1的ZVS開通。
在t2~t3續流的二極體D2導通的時間內，也可開通續流的開關管S2中同步整流管實現同步整流，提高功率轉換器效率。由於續流的二極體D2是單向導通不可控的開關，因此在t5~t6時間段內，實則是控制續流的開關管S2中同步整流管的導通和關閉。
在此實施例中也是例舉的儲能的開關管S1可實現零電壓開通。然而，在此實施例中同樣可以通過控制續流的開關管S2再次開通的時間而控制儲能的開關管S1在下一個週期開通時的電壓低於或等於一預設電壓即可。
圖9A為Flyback電路的拓撲結構，在此實施例中以功率轉換器為Flyback 電路進行說明。S1為儲能的開關管，S2為續流的開關管，變壓器匝比為N1：N2，L為原邊激磁的電感。圖9B為對應於Flyback電路的控制時序示意圖。
t1時刻，儲能的開關管S1導通，變壓器原邊電流iN1上升。t2時刻，儲能的開關管S1關斷，原邊電流轉移到副邊，副邊電流iN2流經續流的二極體D2續流，為輸出端提供能量，此時Vs1=Vin+Vo*N1/N2。t3時刻，副邊電流下降為0，續流的二極體D2截止，不考慮續流的二極體的反向恢復，則原邊激磁的電感L與寄生電容Cpara發生諧振，Vs1電壓滿足公式(12)。
t5時刻，Vs1電壓諧振到最大值，將變壓器原邊電壓折算到副邊可知，此時續流的開關管S2兩端電壓為零，開通續流的開關管S2，續流的開關管S2為零電壓開通，副邊電流iN2反向增加，Vs1電壓被鉗位在Vin+Vo*N1/N2。t6時刻，關斷續流的開關管S2，則副邊能量轉移到原邊，原邊激磁電感L與線路寄生電容Cpara發生諧振，原邊電流iN1和Vs1電壓滿足公式(13)。此時，開通續流的開關管S2實則開通與續流的二極體並聯連接的同步整流開關管。
t7時刻，Vs1電壓諧振到零，此時原邊電流iN1諧振到零，開通儲能的開關管S1，實現儲能的開關管S1的ZVS導通。
在t2~t3續流的二極體D2導通的時間內，也可開通續流的開關管S2中的同步整流管實現同步整流來提高功率轉換器效率。
基於以上七個實施例，定義儲能的開關管的導通時長為Ton(t1~t2)，儲能的開關管關斷後電感電流iL第一次下降到0的時長定義為Toff(t2~t3)，電感L與寄生電容Cpara諧振週期為Tr1(t3~t5)，續流的開關管的導通時長為Tsyn_rec(t5~t6)，儲能的開關管兩端電壓Vs2從峰值電壓諧振到預設電壓所需的時間為Tr2(t6~t7)，當功率功率轉換器的一個開關週期內需要至少兩次開通該續流的開關管時，一個開關週期Ts為
【數學式16】T s =T on +T off +k．T r1+T syn_rec +T r2 (14)
其中k>0。根據前述實施例可知，k可以選擇為整數或小數，當k為小數時，續流的開關管開通時兩端電壓並非為零，儲能的開關管可以實現兩端電壓小於或等於預設電壓；當k為整數時，續流的開關管為零電壓零電流開通，儲能的開關管可以降至預設電壓或者實現ZVS。k為整數為本發明的優選方案。
在功率轉換器對應的閉環系統中儲能的開關管的導通時長Ton通常由閉環輸出決定，因此Ton作為一已知量，則Toff與Ton滿足公式(15)，諧振週期Tr1滿足公式(16)
續流的開關管的導通時長的大小決定了電感存儲的能量，從而決定了儲能的開關管兩端電壓能否諧振降至預設電壓或者零，如需儲能的開關管在下一個週期開啟時，其兩端電壓能降至預設電壓，續流的開關管的開通時間T syn_rec需滿足公式(17)。
儲能的開關管兩端電壓Vs2從Vo諧振到預設電壓Vth所需的時間Tr2，滿足公式(18)。
其中t6為該續流的開關管的導通時長的結束時刻，i L(t 6)滿足公式(19)
由公式(8)~(13)可知，Toff、Tsyn_rec、Tr2和Ts的大小主要與Vin、Vo、L和Cpara有關，Vin、Vo可通過採樣得到，L和Cpara為功率轉換器的已知參數，因此，通過採用獲取Vin、Vo則可預測下一個或未來幾個週期內的Toff、Tsyn_rec、Tr2和Ts。採樣資訊可以是當前的採樣資訊，也可以是前幾個週期濾波後的資訊。
另外，在功率轉換器工作於輕載時，可通過提高k值，以增大Ts，降低功率轉換器的工作頻率，進而提高功率轉換器在輕載時的工作效率。而當功率轉換器工作于重載時，利用本發明的控制方式可儘量降低k值，以減小Ts，以保證其重載時工作效率。因此，此種功率轉換器的控制方法利於在功率轉換器正常工作期間均維持較好的工作效率，降低損耗。
為實現上述控制方法，本發明提出另一種功率轉換器。如圖10所示為該功率轉換器的結構示意圖。該功率轉換器包括主功率級電路、控制器和採樣電路。該主功率級電路至少包括一電感、寄生電容、一儲能的開關管和一續流的開關管。該主功率級電路可參見前述圖1、5、7A、8A、9A所示。該採樣電路採樣該主功率級電路的輸入信號和輸出信號。該控制器產生控制信號控制該儲能的開關管和該續流的開 關管的開通和關斷。該控制器還包括閾值控制電路，該閾值控制電路接收該採樣電路的採樣信號，控制該續流的開關管在該功率轉換器的一個開關週期內再次開通預設時間使得在該功率轉換器的下一個週期開始時，該儲能的開關管兩端的電壓降至預設電壓或者零。
上述功率轉換器的控制部分可通過不同的方式來具體實現。
方式一，以數位方式實現，該控制器為MCU或DSP數位控制晶片，該閾值控制電路和採樣電路均為數位程式模組，該數位程式模組彙編於數位控制晶片內。
如圖11所示為對應於方式一的功率轉換器的結構示意圖。如圖11所示，彙編於該數位控制晶片20中的數位程式模組包括：採樣轉換模組201、閉環計算模組202和驅動時間及時序預測模組203。
採樣轉換模組201，對應圖10中的採樣電路，該採樣轉換模組201即時對該主功率級電路10進行採樣，獲得採樣資訊，並進行模數轉換以獲得數位採樣信號。 該數位採樣信號包括：輸出電壓Vo的採樣值、輸入電壓Vin的採樣值和電感電流iL的採樣值iLS。該採樣轉換模組201即時將該數位採樣信號傳送給閉環計算模組202和驅動時間及時序預測模組203。
閉環計算模組202包括電壓環計算、電流環計算或前饋計算等，用於根據該數位採樣信號進行閉環計算，以計算得到該儲能的開關管的導通時長Ton。該閉環計算模組202將該導通時長Ton傳送給該驅動時間及時序預測模組203。
驅動時間及時序預測模組203，與主功率級電路10連接。該驅動時間及時序預測模組203用於T on和該數位採樣信號，並依據以上公式(1)-(19)，對下個開關週期或未來幾個開關週期的開關管導通時刻與導通時長進行預測。該驅動時間及 時序預測模組203還用於在對應時間點，對該主功率級電路10發出相應的儲能的開關管驅動信號或續流的開關管驅動信號，以實現“在該功率轉換器的一個開關週期中，電感電流第一次下降至零之後正常關斷該續流的開關管，並在該電感與該主功率級電路中的寄生電容完成第k個諧振週期時，驅動該續流的開關管再次導通且導通時長Tsyn_rec滿足公式(17)後關閉，待該儲能的開關管的兩端電壓諧振到預設電壓Vth時開啟該儲能的開關管而進入下一個週期”的目的。
具體來說，以實施例二為例。t1時刻，驅動時間及時序預測模組203向儲能的開關管S2發出導通的驅動信號，使儲能的開關管S2導通。
在經歷了導通時長Ton後，到達了t2時刻，此時的電感電流iL上升至最大值，驅動時間及時序預測模組203向儲能的開關管S2發出關斷的驅動信號，使儲能的開關管S2關斷，電感電流iL下降，流經續流的開關管S1中續流的二極體D1，為輸出端提供能量，此時Vs2=Vo。
在經歷了計算得到的時間Toff後，到達了t3時刻，此時電感電流iL下降為0，二極體D1自動截止，驅動時間及時序預測模組203無需發出驅動信號。不考慮二極體的反向恢復，則電感L與寄生電容Cpara發生諧振。
在經歷了計算得到的k個諧振週期Tr1後，到達了t5時刻，此時驅動時間及時序預測模組203向續流的開關管S1發出導通的驅動信號，以導通續流的開關管S1中同步整流開關管。
在經歷了計算得到的續流的開關管S1的導通時長Tsyn_rec後，到達了t6時刻，此時驅動時間及時序預測模組203向續流的開關管S1發出關斷的驅動信號，以關斷續流的開關管S1中同步整流開關管。
在經歷了計算得到的時間Tr2後，到達了t7時刻，Vs2電壓諧振到預設電 壓，此時電感電流iL諧振到0，驅動時間及時序預測模組203向儲能的開關管S2發送導通的驅動信號，以導通儲能的開關管S2，從而實現了儲能的開關管以小於或等於預設電壓開通或者ZVS開通。
驅動時間及時序預測模組203也適用於前述的其他實施例。
在一個開關週期的該電感電流iL第一次下降的過程中(t2~t3)，特別是在t2時刻，該驅動時間及時序預測模組203向續流的開關管S1發出導通的驅動信號，以導通續流的開關管S1，從而實現同步整流。
在經歷了計算得到的時間Toff後，到達了t3時刻，該驅動時間及時序預測模組203向續流的開關管S1發出關斷的驅動信號，以關斷續流的開關管S1。
在又一實施例中，採樣轉換模組201還可對主功率級電路10的輸出功率進行採樣，該輸出功率採樣值越小，該驅動時間及時序預測模組203選擇的k越大，這樣實現功率轉換器工作在輕載時降低其工作頻率。
方式二，該閾值控制電路為數位邏輯控制電路。
具體來說，該控制器包括驅動脈衝產生器，該數位邏輯控制電路與該驅動脈衝產生器相互之間電性連接，如圖12所示為功率轉換器的另一實施例的結構示意圖。
圖14示意了圖12中閾值控制電路為數位邏輯控制電路時對應實現對主功率級電路實現控制的實施例。該功率轉換器包括：主功率級電路10、電流過零檢測模組301、驅動脈衝產生器302、閾值控制電路303。該電流過零檢測模組301對應該採樣電路。主功率級電路10與前述實施例中所述相同。
電流過零檢測模組301用於獲取電感電流iL的過零時刻。驅動脈衝產生器302根據來自主功率級電路10的回饋信號，為該儲能的開關管和該續流的開關管產 生驅動脈衝。閾值控制電路303，用於從該電流過零檢測模組301獲取第一個過零時刻時起，使該續流的開關管持續關斷，並在該電感與該主功率級電路中的寄生電容完成 第k個諧振週期時，導通該續流的開關管且導通時長，並在該儲 能的開關管的兩端電壓諧振降至預設電壓時開啟該儲能的開關管。k為正整數。其中，在一具體實施例中，該閾值控制電路包括採樣邏輯轉換電路、延時控制邏輯電路和續流的開關管邏輯控制電路，如圖13所示。其中，該採樣電路採樣該主功率級電路中的電感的電流輸出採樣信號至該採樣邏輯轉換電路，該採樣邏輯轉換電路輸出觸發信號至該延時控制邏輯電路，該延時控制邏輯電路輸出信號至該續流的開關管邏輯控制電路。該續流的開關管邏輯控制電路根據該延時控制邏輯電路的輸出信號驅動該驅動脈衝產生器發出或者不發出驅動續流的開關管再次開啟的一脈衝信號。
圖15對圖13中所示閾值控制電路各部分的實現例舉了更為具體的實現模組圖。其中，VFB為主功率級電路10的輸出電壓的採樣信號，iLS為電感電流的採樣信號。採樣邏輯轉換電路在圖15中由比較器3實現。比較器3將電感電流iL之採樣信號iLS與一參考信號Vref(理想狀況下為0信號)相比較，並在電感電流iL由正變負的過零時刻產生一個負向的電壓跳變。驅動脈衝產生器302由脈衝產生器1實現。脈衝產生器1根據主功率級電路10的輸出電壓的採樣信號VFB產生儲能的開關管S2和續流的開關管S1的驅動信號，獲取穩定的輸出電壓。
延時控制邏輯電路由計數器4、反或閘7、及閘8、或閘2實現。
續流的開關管邏輯控制電路由單穩態電路6、或閘2配合脈衝產生器1實現。計數器4的復位端接脈衝產生器1輸出端，接收脈衝產生器1對儲能的開關管S2的驅動信號，計數器4的輸入端接比較器3的輸出端。特別是在計數器4的復位端 接收到關斷儲能的開關管S2的驅動信號時，計數器4開始對該負向的電壓跳變進行計數。每接到一次該負向的電壓跳變，計數器4的對應次數的計數端置邏輯1，其他計數端置0。計數器4的第一次所對應的計數端預設為0。計數器4的任意計數端為1時表示，可以導通該續流的開關管S1。
反或閘7連接該計數器4的所有計數端，當任一計數端輸出為1時，反或閘7均輸出0。
反或閘7的輸出連接至及閘8的一個輸入端，及閘8的另一個輸入端連接至脈衝產生器1，接收脈衝產生器1對續流的開關管S1的驅動信號。
該計數器4的第N個計數端被固定連接到單穩態電路6，單穩態電路6的輸出端連接到或閘2的一個輸入端，單穩態電路6在該第N個計數端輸出1時輸出一個固定寬度的窄脈衝。或閘2的另一個輸入端連接該及閘8的輸出端。然而在其他實施例中，單穩態電路6可以根據設計者的需求連接計數器的不同的計數端，並不局限於在此例舉的單穩態電路6連接計數器4的第N個計數端。
在計數器4的復位端接收到關斷儲能的開關管S2的驅動信號時，計數器4開始對該負向的電壓跳變進行計數。若N預先設置為3，即待三個諧振週期完成時，開啟續流的開關管進行以下說明。 當計數器4第一次接收到該負向的電壓跳變時，由於計數器4的第一次所對應的計數端已預設為0，故而反或閘7輸出1。
單穩態電路6由於所連接的第3計數端為0，此時無法輸出窄脈衝。則或閘2無法輸出1，則續流的開關管S1處於關斷狀態。
當計數器4第二次接收到該負向的電壓跳變時，計數器4的第二次所對應的計數端輸出1，故而反或閘7輸出0至及閘8，則及閘8也輸出0至或閘2。而單 穩態電路6仍無法收到了計數器4的第二次所對應的計數端輸出的1，故而無法輸出一個固定寬度的窄脈衝至或閘2。則或閘2輸出0，保持續流的開關管S1處於關斷。
當計數器4第三次接收到該負向的電壓跳變時，計數器4的第3計數端輸出1，故而反或閘7輸出0。而單穩態電路6此時收到了計數器4的第3計數端輸出的1，故而輸出一個固定寬度的窄脈衝至或閘2，則或閘2輸出1，驅動續流的開關管S1導通，對磁性元件(電感)進行反向儲能。同時，該窄脈衝還被發送至脈衝產生器1，以其進行復位，以產生下一個週期的儲能的開關管脈衝和續流的開關管驅動信號。
通過上述描述可知，利用圖15所示的結構，可以在完成預先設定的整數個諧振週期後，導通續流的開關管。
在此，在圖15所例舉的閾值控制電路的基礎上，圖16例舉了閾值控制電路的另一實施例。圖16中閾值控制電路增加了動態選擇電路5。在圖16所示實施例中，延時邏輯控制電路包含了動態選擇電路5，接收了回饋信號FB和參考信號Vref，利於根據當前主功率級電路的狀態實現對應的延時邏輯控制。
具體來說，VFB為主功率級電路10的輸出電壓的採樣信號，iLS為電感電流採樣信號。
動態選擇電路5包括多條對比線路以及一個或閘，所有對比線路的最終輸出均連接至該或閘。圖16中以三條對比線路為例，但不限於此。第一條對比線路(1st)中包括一第一比較器、一反閘以及一及閘。
第一比較器的一個輸入端接收該回饋信號FB，另一個輸入端接收一個參考值Vth1，該第一比較器的輸出端連接該及閘的一輸入端，該及閘的另一輸入端連接計數器1的第一個計數端，該第一比較器的輸出端還連接至該反閘。該及閘的輸出端連接該或閘。
第二條對比線路(2nd)中包括一第二比較器、一反閘、第一及閘及第二及閘。
第二比較器的一個輸入端接收該回饋信號FB，另一個輸入端接收一個參考值Vth2，該第二比較器的輸出端連接第一及閘的一輸入端，該第一及閘的另一輸入端連接該第一條對比線路(1st)中的反閘的輸出端。該第一及閘的輸出端連接第二及閘的一輸入端，第二及閘的另一輸入端連接計數器1的第二個計數端。該第二比較器的輸出端還連接至該反閘。該第二及閘的輸出端連接該或閘。
第三條對比線路(3th)中包括一第三比較器、第一及閘及第二及閘。
第三比較器的一個輸入端接收該回饋信號FB，另一個輸入端接收一個參考值Vth3，該第三比較器的輸出端連接第一及閘的一輸入端，該第一及閘的另一輸入端連接該第二條對比線路(2nd)中的反閘的輸出端。該第一及閘的輸出端連接第二及閘的一輸入端，第二及閘的另一輸入端連接計數器1的第三個計數端。該第二及閘的輸出端連接該或閘。
其中Vth1>Vth2>Vth3，在發生過零時，該回饋信號FB越小，該閾值控制電路選擇的N越大。
具體來說，回饋信號FB與參考信號Vref進行比較，回饋信號FB大於參考信號Vref時，對應的比較器輸出1。例如，Vth1>Vth2>FB>Vth3，則第一條對比線路(1st)中，第一比較器輸出0，第一條對比線路(1st)輸出0至或閘。
第二條對比線路(2nd)中，第二比較器輸出0，則第一及閘輸出0，第二及閘輸出0至或閘，反閘輸出1至第三條對比線路(3th)的第一及閘。
第三條對比線路(3th)中，第三比較器輸出1，則第一及閘輸出1。在計數器4的第三次所對應的計數端輸出1時，第二及閘輸出1至或閘，觸發單穩態電 路6發出窄脈衝，導通該續流的開關管。
由此可見，本發明的技術方案可以利用電路5選擇期望的計數端來觸發單穩態電路6，進而產生續流的開關管的觸發脈衝。
特別是，利用回饋信號(FB)，對插入的諧振週期數進行動態的選擇，實現了更優化的控制。在本實施例中也可以結合背景技術中的方案，計數器的第一次所對應的計數端不預設為0，當負載較重時，則選擇第一次過零時刻對單穩態電路6進行觸發，即不進行降頻處理，即圖3所述方案；當負載變輕時，回饋信號FB變低，選擇電感電流的第二次、第三次、......或更多次過零時刻，對單穩態電路6進行觸發；負載輕時，工作頻率控制較低，利於提高功率轉換器輕載時的效率。
通過以上例舉的功率轉換器中其閾值控制電路既可以通過軟體程式設計集成於功率轉換器中的控制器實現，也可以採用數位邏輯電路進行實現。而數位邏輯電路的實現並非局限於圖15和圖16例舉兩種簡單的實施例。對於本領域技術人員而言，相同功能的數位邏輯模組可以採用很多不同種形式的具體實現方式，因此圖15和 圖16只是例舉的兩種具體實現這些數位邏輯模組的形式，並不作為對申請專利範圍的 保護範圍限制。當然這兩種形式的閾值控制電路也可以一部分採用數位邏輯電路實現，一部分採用軟體程式設計來實現。通過以上方案，使得本發明不需要在主功率級電路中額外添加任何輔助元件，即可實現儲能的開關管的開通時降至預設電壓的控制，同時使得功率轉換器具有較高的效率。另外，本發明還可實現在輕載時，工作於較低的工作頻率中，提高了功率轉換器的效率。
Vin‧‧‧輸入電壓
Vo‧‧‧輸出電壓
iL‧‧‧電感電流
S1、S2‧‧‧開關管
Vs2‧‧‧開關管的兩端電壓
t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7‧‧‧時刻

Claims (22)

  1. 一種功率轉換器的控制方法，該功率轉換器至少包括一電感、一寄生電容、一儲能的開關管和一續流的開關管，該控制方法用於實現在該功率轉換器正常工作期間，該儲能的開關管維持預設電壓開通，該控制方法包括：該功率轉換器在一個開關週期內，該續流的開關管首次導通並截止後，且在該電感和該寄生電容發生諧振後，再次導通該續流的開關管一預設時間，以使得該儲能的開關管兩端的電壓能降至一預設電壓，在該儲能的開關管兩端的電壓降至小於或等於該預設電壓時，開通該儲能的開關管而進入該功率轉換器的下一個開關週期。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的控制方法，其中該續流的開關管更包括一同步整流管和一續流的二極體，在該續流的開關管首次導通時，該續流的二極體導通，或者該同步整流管和該續流的二極體均導通。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的控制方法，其中該預設時間Tsyn_rec滿足以下條件公式： 其中，，L為該電感的電感值，C para 為該寄生電容的電容值，Vin為該功率轉換器的輸入電壓，Vo為該功率轉換器的輸出電壓，Vth為該預設電壓。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的控制方法，其更包括：再次開通該續流的開關管的時刻對應於該電感和該寄生電容完成第k個諧振週期時，k>0，k為整數或小數。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的控制方法，其中當該功率變換器的該開關週期內需要至少兩次開通該續流的開關管時，控制該功率轉換器的該開關週期滿足以 下公式：T s =T on +T off +k．T r1+T syn_rec +T r2 其中，Ts為該功率轉換器的該開關週期，Ton為該儲能的開關管的導通時長，Toff為該續流的開關管在該開關週期Ts內首次開通的時長，Tr1為該電感和該寄生電容的諧振週期，t6為該續流的開關管在該開關週期Ts內第二次截止的時刻，Tr2為從t6時刻至該儲能的開關管的兩端電壓諧振到該預設電壓所需時間。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的控制方法，其更包括：控制該續流的開關管再次開通的時刻為該電感和該寄生電容諧振期間該續流的開關管兩端電壓為零的時刻。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的控制方法，其中該控制方法可應用於該功率轉換器的輸入電壓大於該功率轉換器的輸出電壓的一半值的情況。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的控制方法，其中當該功率轉換器工作於輕載時，控制該功率轉換器的一個開關週期內該續流的開關管首次截止至該續流的開關管再次開通之間的時間至少大於該電感和該寄生電容的一個諧振週期。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的控制方法，其包括設置該預設電壓為零。
  10. 一種可實現申請專利範圍第1項所述之控制方法的功率轉換器，該功率轉換器包括：一主功率級電路，該主功率級電路至少包括一電感、一寄生電容、一儲能的開關管和一續流的開關管；一採樣電路，係採樣該主功率級電路的一輸入信號和一輸出信號；以及一控制器，係產生一控制信號控制該儲能的開關管和該續流的開關管的開通和關斷；其中，該控制器還包括一閾值控制電路，該閾值控制電路接收該採樣電路的一採樣信號，控制該續流的開關管在該功率轉換器的一個開關週期內再次開通一預設時間，使得在該功率轉換器的下一個週期開始時，該儲能的開關管的電壓小於或等於該預設電壓。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的功率轉換器，其中該閾值控制電路和該採樣電路均為一數位程式模組。
  12. 如申請專利範圍第11項所述的功率轉換器，其中該控制器為一MCU或一DSP數位控制晶片，該數位程式模組彙編於該數位控制晶片內。
  13. 如申請專利範圍第11項所述的功率轉換器，其中該數位程式模組包括一採樣轉換模組、一閉環計算模組和一驅動時間及時序預測模組。
  14. 如申請專利範圍第13項所述的功率轉換器，其中該採樣轉換模組將該採樣信號轉換為一數位信號。
  15. 如申請專利範圍第13項所述的功率轉換器，其中該閉環計算模組根據該採樣轉換模組提供的信號計算該儲能的開關管在該功率轉換器的一個開關週期內的 導通時長。
  16. 如申請專利範圍第13項所述的功率轉換器，其中該驅動時間及時序預測模組接收該閉環計算模組以及該採樣轉換模組的輸出的信號預測在下一個開關週期或下幾個開關週期的每個開關週期中該儲能的開關管的導通時間、該續流的開關管的兩次導通的時間、該續流的開關管兩次導通之間所間隔的時間以及開關週期。
  17. 如申請專利範圍第10項所述的功率轉換器，其中該閾值控制電路為一數位邏輯控制電路。
  18. 如申請專利範圍第17項所述的功率轉換器，其中該控制器包括一驅動脈衝產生器，該數位邏輯控制電路與該驅動脈衝產生器相互之間電性連接。
  19. 如申請專利範圍第18項所述的功率轉換器，其中該數位邏輯控制電路包括一採樣邏輯轉換電路、一延時控制邏輯電路和一續流開關管邏輯控制電路。
  20. 如申請專利範圍第19項所述的功率轉換器，其中該採樣電路採樣該電感的電流輸出一採樣信號至該採樣邏輯轉換電路，該採樣邏輯轉換電路輸出一觸發信號至該延時控制邏輯電路，該延時控制邏輯電路輸出信號至該續流的開關管邏輯控制電路。
  21. 如申請專利範圍第20項所述的功率轉換器，其中該續流的開關管邏輯控制電路根據該延時控制邏輯電路的輸出信號發出或者不發出驅動該續流的開關管再次開啟的一脈衝信號。
  22. 如申請專利範圍第10項所述的功率轉換器，其中該功率轉換器為一直流/直流轉換器或者一PFC電路。
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