CN112564498B - 一种应用于电力产品的反激电路零电压开通控制方法 - Google Patents

一种应用于电力产品的反激电路零电压开通控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种应用于电力产品的反激电路零电压开通控制方法，通过副边开关的延时导通利用输出电压给反激变压器反向励磁产生强制谐振的初始电流，采样反激变压器的负边同步整流开关管的漏极电压，根据副边同步整流开关管漏极的负压生成副边电流信息，通过生成的电流信息与设定阈值比较生成副边同步整流开关管以及原边开关管的驱动信号，从而实现反激电路零电压开通的目的，解决反激变换器在高压输入时和高频化的过程中开通损耗过大的问题。

Description

一种应用于电力产品的反激电路零电压开通控制方法
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，尤其涉及一种应用于电力产品的反激电路零电压开通控制方法。
背景技术
随着现代集成技术的不断发展，对电源的功率密度要求不断提高，即在单位体积内要求变换器所能输出的功率越来越高，目前变换器功率密度主要受限于变换器使用的器件和变换器的工作效率。影响变换器的效率的主要因素是功率管的导通损耗和开关损耗，而导通损耗的影响因素主要是功率管本身的特性，很难通过外部控制方法来降低。因此，降低功率管的损耗的有效方法就是通过控制手段来降低功率管的开关损耗，从而减少单位提升功率密度。
现有的反激变换器通过变压器原边电感和MOS的输出电容自由谐振在开关电压波形振荡谷底导通实现近似零电压开通，以降低开关损耗，但是在高压输入时MOS的开关损耗仍然较大。
反激式开关电源主功率的开关损耗随着开关频率的不断提高而变得越来越高，这严重影响开关电源向高频化，高效率，高功率密度的方向发展。因此，开关电源的开关损耗是制约开关电源发展的重要因素。
发明内容
本发明针对现有技术存在的不足和缺陷，提供了一种应用于电力产品的反激电路零电压开通控制方法。通过同步整流控制副边开关管的延时导通，为变压器反向励磁存储能量，控制谐振的初始条件，当同步整流MOS管关断以后，利用变压器存储的能量在初级绕组上产生一个负向电流，使变压器原边电感和主开关管的结电容以该负电流为初始条件开始谐振，使反激变换器主开关的结电容上的电压可以谐振到零，从而达到零电压开通的目的。解决反激变换器在高压输入时和高频化的过程中开通损耗过大的问题。
本发明提供了一种应用于电力产品的反激电路零电压开通控制方法，具体包括以下步骤：
步骤1：初级主开关MOS管VT1打开，初级电感电流以
Figure GDA0003693069070000021
的斜率开始线性上升，副边同步整流MOS管VT2的漏极电压被钳位在
Figure GDA0003693069070000022
初级主开关MOS管VT1关断，此过程结束，变压器能量由初级传到次级；其中Vin为整流桥后的输入电压，Vo为输出电压，Lp为变压器初级绕组感量，n为变压器初次级线圈匝数之比；
步骤2：初级主开关MOS管VT1关断后其结电容上的电压被钳位在Vin+nVo，变压器次级电流Is首先经副边同步整流MOS管VT2的体二极管续流，在副边同步整流MOS管VT2的漏极产生一个负压-Vf，控制模块中的电压检测模块检测到这个负向电压之后触发驱动模块1打开副边同步整流MOS管VT2；其中Vf为MOS管VT2的体二极管的导通电压；
步骤3：次级电流经过副边同步整流MOS管VT2续流，初级主开关MOS管VT1关断后其结电容上的电压仍然继续保持在Vin+nVo，次级电流开始以
Figure GDA0003693069070000023
的斜率下降，副边同步整流MOS管VT2的漏极电压为-Is·Rdson，到次级电流下降到0，副边同步整流MOS管VT2的漏极电压变为0V时，副边同步整流MOS管VT2仍然保持打开；其中Ls为变压器次级绕组感量，Rdson为MOS管VT2的导通电阻；
步骤4：副边同步整流MOS管VT2继续开通，输出电压Vo通过次级绕组开始给变压器反向励磁，次级电流过零后继续反向增大，初级主开关管MOS的漏极电压仍然被钳位在Vin+nVo，副边同步整流MOS管VT2延时导通至次级电流到设定值
Figure GDA0003693069070000031
后将驱动模块1置位，副边同步整流MOS管VT2关断，变压器储存的能量从次级传到初级；
步骤5：变压器初级产生一个大小为
Figure GDA0003693069070000032
的负向电流，强制变压器初级电感Lp与初级主开关MOS管VT1的结电容Coss以此负电流为初始值开始谐振，初级主开关MOS管VT1的漏极电压开始从Vin+nVo不断下降，经过谐振时间
Figure GDA0003693069070000033
后初级主开关MOS管VT1的结电容Coss上的电压刚好谐振到零，这时打开初级主开关MOS管VT1就可实现主开关管的零电压开通。
本发明的有益技术效果：1.通过控制副边同步整流MOS管的延时导通，通过变压器次级绕组给变压器反向励磁，改变初级电感和主开关管结电容谐振的初始条件。2.在同步整流MOS管关断后，强制变压器初级电感和主开关管的结电容以特定的初始条件开始谐振，使主开关MOS管的结电容上的电压可以谐振到零，从而达到零电压开通的目的，解决反激变换器在高压输入时和高频化的过程中开通损耗过大的问题。
附图说明
图1是本发明应用于电力产品的反激电路零电压开通控制方法的控制流程图。
图2是本发明应用于电力产品的反激电路零电压开通控制方法的应用实例原理图。
图3是本发明应用于电力产品的反激电路零电压开通控制方法的控制信号时序图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不限定本发明。
如图1所示，一种应用于电力产品的反激电路零电压开通控制方法，具体包含以下步骤：
步骤1：初级主开关MOS管VT1打开，初级电感电流以
Figure GDA0003693069070000041
的斜率开始线性上升，副边同步整流MOS管VT2的漏极电压被钳位在
Figure GDA0003693069070000042
初级主开关MOS管VT1关断，此过程结束，变压器能量由初级传到次级；
步骤2：初级主开关MOS管VT1关断后其结电容上的电压被钳位在Vin+nVo(忽略漏感振荡的影响)，变压器次级电流Is首先经副边同步整流MOS管VT2的体二极管续流，在副边同步整流MOS管VT2的漏极产生一个负压-Vf，控制模块中的电压检测模块检测到这个负向电压之后触发驱动模块1打开副边同步整流MOS管VT2；
步骤3：次级电流经过副边同步整流MOS管VT2续流，初级主开关MOS管VT1关断后其结电容上的电压仍然继续保持在Vin+nVo，次级电流开始以
Figure GDA0003693069070000043
的斜率下降，副边同步整流MOS管VT2的漏极电压为-Is·Rdson，到次级电流下降到0，副边同步整流MOS管VT2的漏极电压变为0V时，副边同步整流MOS管VT2仍然保持打开；
步骤4：副边同步整流MOS管VT2继续开通，输出电压V0通过次级绕组开始给变压器反向励磁，次级电流过零后继续反向增大，初级主开关管MOS的漏极电压仍然被钳位在Vin+nVo，副边同步整流MOS管VT2延时导通至次级电流到设定值
Figure GDA0003693069070000044
后将驱动模块1置位，副边同步整流MOS管VT2关断，变压器储存的能量从次级传到初级；
步骤5：变压器初级产生一个大小为
Figure GDA0003693069070000051
的负向电流，强制变压器初级电感Lp与初级主开关MOS管VT1的结电容Coss以此负电流为初始值开始谐振，初级主开关MOS管VT1的漏极电压开始从Vin+nVo不断下降，经过谐振时间
Figure GDA0003693069070000052
后初级主开关MOS管VT1的结电容Coss上的电压刚好谐振到零，这时打开初级主开关MOS管VT1就可实现主开关管的零电压开通。
本发明应用的实例如图2所示。
其具体的控制方法是通过同步整流控制副边开关管的延时导通，次级电流在过零后控制副边同步整流MOS管VT2继续开通，次级电流在过零后开始反向增大，继续为变压器反向励磁，当副边电流增大到
Figure GDA0003693069070000053
后，副边同步整流MOS管VT2关断。变压器储存的能量由次级传到初级，在初级绕组产生了一个大小为
Figure GDA0003693069070000054
的负向电流，强制变压器初级电感Lp开始和初级主开关MOS管VT1的输出电容Coss以该电流为初始状态开始谐振，控制该负电流的大小，就可以改变谐振的初始状态，若此负电流可以使谐振幅值达到Vin就可以实现主开关MOS管的零电压开通。控制副边同步整流MOS管VT2的延时导通使得次级电流达到
Figure GDA0003693069070000055
就可使初级主开关MOS管VT1结电容两端的电压刚好谐振到0V，谐振时间为
Figure GDA0003693069070000056
当初级主开关MOS管VT1两端的电压降到0V，此时打开初级主开关MOS管VT1就可实现主开关管的零电压开通。当初级主开关MOS管VT1打开之后输入电压开始对变压器初级绕组Lp励磁，当励磁电流上升到
Figure GDA0003693069070000057
时，初级主开关MOS管VT1关断，变压器能量传递到次级，由副边绕组Ls开始续流，首先经过副边同步整流MOS管VT2的体二极管进行续流，当电流流过副边同步整流MOS管VT2的体二极管时会在其漏极产生一个负压信号，控制模块检测到此负压信号后触发驱动打开副边同步整流MOS管VT2，副边电流开始由IS1以
Figure GDA0003693069070000061
的斜率下降，当副边同步整流MOS管VT2的漏极电压不断上升，次级电流过零后继续反向增大，副边同步整流MOS管VT2的漏极电压由负变正并保持继续增大。当电压检测模块检测到副边同步整流MOS管VT2的漏极电压上升到Is2·Rdson时，触发驱动模块关掉驱动信号，变压器的能量从次级耦合到初级在初级绕组上产生了一个为
Figure GDA0003693069070000062
的初始电流，使得变压器初级电感Lp和初级主开关MOS管VT1的输出电容Coss以该初始电流开始谐振，初级主开关MOS管VT1的输出电容Coss开始放电，初级主开关MOS管VT1两端的电压从Vin+Vo开始下降，电流流通路径为PGND→Rcs→Coss→Lp→Vin，控制副边同步整流所检测的负电流Is2的大小，就可以控制Lp与Coss谐振的初始条件，控制副边同步整流MOS管VT2延时导通反向励磁产生的负电流
Figure GDA0003693069070000063
就可以使初级电感Lp和初级MOS管结电容Coss谐振幅值为Vin，若谐振幅值为Vin就能使得主开关MOS的漏极电压刚好谐振到零。谐振时间为
Figure GDA0003693069070000064
当驱动模块1关闭之后，定时器开始计时，经过tZVS时间之后使能驱动模块2发送驱动信号打开初级主开关MOS管VT1，在此时刻打开初级主开关MOS管VT1就可实现零电压开通的目的。
一种应用于电力产品的反激电路零电压开通控制方法，其具体的每个控制步骤的关键波形如图3所示。
从t0时刻到t1时刻，初级主开关MOS管VT1打开，初级电感电流以
Figure GDA0003693069070000071
的斜率开始线性上升，副边同步整流MOS管VT2的漏极电压被钳位在
Figure GDA0003693069070000072
到t1时刻初级主开关MOS管VT1关断，此过程结束，变压器能量由初级传到次级。
从t1时刻到t2时刻，初级主开关MOS管VT1关断后其结电容上的电压被钳位在Vin+nVo(忽略漏感振荡的影响)，变压器次级电流Is首先经副边同步整流MOS管VT2的体二极管续流，在副边同步整流MOS管VT2的漏极产生一个负压-Vf，控制模块中的电压检测模块检测到这个负向电压之后在t2时刻触发驱动模块1打开同步整流MOS管VT2。
从t2时刻到t3时刻，次级电流经过副边同步整流MOS管VT2续流，初级主开关MOS管VT1关断后其结电容上的电压仍然继续保持在Vin+nVo，次级电流开始以
Figure GDA0003693069070000073
的斜率下降，副边同步整流MOS管VT2的漏极电压为-Is·Rdson，到t3时刻次级电流下降到0，副边同步整流MOS管VT2的漏极电压变为0V时，副边同步整流MOS管VT2仍然保持打开。
从t3时刻到t4时刻，副边同步整流MOS管VT2继续开通，输出电压V0通过次级绕组开始给变压器反向励磁，次级电流过零后继续反向增大，初级主开关管MOS的漏极电压仍然被钳位在Vin+nVo，副边同步整流MOS管VT2延时导通至次级电流到
Figure GDA0003693069070000074
后到t4时刻将驱动模块1置位，同步整流MOS管VT2关断，变压器储存的能量从次级传到初级。
从t4时刻到t5时刻，变压器初级产生一个大小为
Figure GDA0003693069070000075
的负向电流，强制变压器初级电感Lp与初级主开关MOS管VT1的结电容Coss以此负电流为初始值开始谐振，初级主开关MOS管VT1的漏极电压开始从Vin+nVo不断下降，在t5时刻初级主开关MOS管VT1的结电容Coss上的电压刚好谐振到零，谐振时间
Figure GDA0003693069070000081
在t5时刻打开初级主开关MOS管VT1就可实现主开关管的零电压开通。
上述实施例以及附图的波形是以初级主开关管漏极电压刚好可以谐振到零的状态来分析的，是对本发明的具体实施方式的说明，而非对本发明的限制，有关技术领域的技术人员在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可做出各种变换和变化以得到相对应的等同的技术方案，因此所有等同的技术方案均应归入本发明的专利保护范围。

Claims (1)

1.一种应用于电力产品的反激电路零电压开通控制方法，其特征在于，包含以下步骤：
步骤1：初级主开关MOS管VT1打开，初级电感电流以
Figure FDA0003693069060000011
的斜率开始线性上升，副边同步整流MOS管VT2的漏极电压被钳位在
Figure FDA0003693069060000012
初级主开关MOS管VT1关断，此过程结束，变压器能量由初级传到次级；其中Vin为整流桥后的输入电压，Vo为输出电压，Lp为变压器初级绕组感量，n为变压器初次级线圈匝数之比；
步骤2：初级主开关MOS管VT1关断后其结电容上的电压被钳位在Vin+nVo，变压器次级电流Is首先经副边同步整流MOS管VT2的体二极管续流，在副边同步整流MOS管VT2的漏极产生一个负压-Vf，控制模块中的电压检测模块检测到这个负向电压之后触发驱动模块1打开副边同步整流MOS管VT2；其中Vf为MOS管VT2的体二极管的导通电压；
步骤3：次级电流经过副边同步整流MOS管VT2续流，初级主开关MOS管VT1关断后其结电容上的电压仍然继续保持在Vin+nVo，次级电流开始以
Figure FDA0003693069060000013
的斜率下降，副边同步整流MOS管VT2的漏极电压为-Is·Rdson，到次级电流下降到0，副边同步整流MOS管VT2的漏极电压变为0V时，副边同步整流MOS管VT2仍然保持打开；其中Ls为变压器次级绕组感量，Rdson为MOS管VT2的导通电阻；
步骤4：副边同步整流MOS管VT2继续开通，输出电压Vo通过次级绕组开始给变压器反向励磁，次级电流过零后继续反向增大，初级主开关管MOS的漏极电压仍然被钳位在Vin+nVo，副边同步整流MOS管VT2延时导通至次级电流到设定值
Figure FDA0003693069060000014
后将驱动模块1置位，副边同步整流MOS管VT2关断，变压器储存的能量从次级传到初级；
步骤5：变压器初级产生一个大小为
Figure FDA0003693069060000021
的负向电流，强制变压器初级电感Lp与初级主开关MOS管VT1的结电容Coss以此负电流为初始值开始谐振，初级主开关MOS管VT1的漏极电压开始从Vin+nVo不断下降，经过谐振时间
Figure FDA0003693069060000022
后初级主开关MOS管VT1的结电容Coss上的电压刚好谐振到零，这时打开初级主开关MOS管VT1就可实现主开关管的零电压开通。
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