CN108696133B - 控制装置及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及一种控制装置及控制方法，应用于反激变换器，该反激变换器包含辅助开关，该控制装置包括：激磁负电流检测单元，用于通过检测反激变换器中的电流的幅值来获得反激变换器中的激磁负电流的幅值；以及比较控制单元，用于将激磁负电流检测单元获得的激磁负电流的幅值与激磁负电流基准值进行比较，并根据比较结果控制辅助开关的关断。本公开能够实现反激变换器的初级侧开关管在不同输出电压下的零电压开通。

Description

控制装置及控制方法
技术领域
本公开涉及电力电子技术领域，特别涉及一种应用于反激变换器的控制装置及控制方法。
背景技术
目前，准谐振反激变换器是目前应用于小功率开关电源的最流行的电路拓扑结构。准谐振反激变换器在低压输入(Vbus<nVo，其中：Vbus为输入电压；n为变压器初次级侧线圈匝数比；Vo为输出电压)时可以实现初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)，在高压输入(Vbus>nVo)时可以实现初级侧功率开关管的谷底开通，因而可以显著减小开关损耗。然而，随着高频化发展，尽管准谐振反激变换器在高压输入时可以实现谷底开通，但开通损耗还是变得越来越大，严重影响变换器的效率。为了解决准谐振反激变换器在高压输入时不能完全实现初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)这个问题，现有技术提出了次级侧同步整流管延迟导通等新控制方法，以及有源钳位反激变换器等新电路拓扑结构。
然而，现有技术仅适用于输出电压恒定的情况，在可变输出电压的应用情况下无法保证所有工作条件下均能实现初级侧功率开关管的零电压开通。
因此，如何发展一种可改善上述现有技术问题的控制装置及控制方法，实为目前迫切的需求。
发明内容
本公开的目的在于提供一种控制装置及控制方法，进而至少在一定程度上克服由于相关技术的限制和缺陷而导致的一个或者多个问题。
本公开的一个方面，提供了一种控制装置，应用于反激变换器，所述反激变换器包含一辅助开关，所述控制装置包括：
激磁负电流检测单元，用于通过检测所述反激变换器中的电流的幅值来获得所述反激变换器中的激磁负电流的幅值；以及
比较控制单元，用于将所述激磁负电流检测单元获得的所述激磁负电流的幅值与激磁负电流基准值进行比较，并根据比较结果控制所述辅助开关的关断。
在本公开的一种示例性实施例中，所述辅助开关为同步整流管、钳位管、并联在所述反激变换器的次级侧整流单元上的开关、或串联于所述反激变换器的辅助绕组的开关。
在本公开的一种示例性实施例中，在所述辅助开关为同步整流管时，检测所述反激变换器中的电流的幅值包括：
通过电流互感器、取样电阻或者所述同步整流管的自身内阻检测流经所述同步整流管的电流的幅值。
在本公开的一种示例性实施例中，在所述辅助开关为钳位管时，检测所述反激变换器中的电流的幅值包括：
通过电流互感器、取样电阻或者所述钳位管的自身内阻检测流经所述钳位管的电流的幅值；并通过电流互感器、取样电阻或者所述次级侧整流单元的自身内阻来检测流经所述次级侧整流单元的电流的幅值。
在本公开的一种示例性实施例中，所述比较控制单元用以于所述激磁负电流的幅值大于或等于所述激磁负电流基准值时，控制所述辅助开关的关断。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器为RCD钳位反激变换器或有源钳位反激变换器。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器的工作模式为断续模式或临界连续模式。
在本公开的一种示例性实施例中，所述RCD钳位反激变换器的工作模式为同步整流管延迟导通模式或同步整流管二次导通模式；所述有源钳位反激变换器的工作模式为互补控制模式或非互补控制模式。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器的输出电压可变。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器的输出电压为5V、9V、15V或20V。
在本公开的一种示例性实施例中，所述控制装置还包括：
第一激磁负电流基准设定单元，用于基于所述反激变换器的输入电压设定所述激磁负电流基准值。
在本公开的一种示例性实施例中，所述控制装置还包括：
第二激磁负电流基准设定单元，用于基于所述反激变换器的输入电压和所述反激变换器的输出电压设定所述激磁负电流基准值。
根据本公开的一个方面，提供一种开关电源，包括上述任意一项所述的控制装置。
根据本公开的一个方面，提供一种控制方法，应用于反激变换器，所述反激变换器包含一辅助开关，所述控制方法包括：
通过检测所述反激变换器中的电流的幅值来获得所述反激变换器中的激磁负电流的幅值；
将所获得的所述激磁负电流的幅值与一激磁负电流基准值进行比较；以及
根据比较结果控制所述辅助开关的关断来实现所述反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通。
在本公开的一种示例性实施例中，所述辅助开关为同步整流管、钳位管、并联在所述反激变换器的次级侧整流单元上的开关或串联于所述反激变换器的辅助绕组的开关。
在本公开的一种示例性实施例中，在所述辅助开关为同步整流管时，所述控制方法还包括：
通过延迟导通控制方式或二次导通控制方式在所述反激变换器中产生所述激磁负电流。
在本公开的一种示例性实施例中，在所述辅助开关为同步整流管时，检测所述反激变换器中的电流的幅值包括：
通过电流互感器、取样电阻或者所述同步整流管的自身内阻检测流经所述同步整流管的电流的幅值。
在本公开的一种示例性实施例中，在所述辅助开关为钳位管时，所述控制方法还包括：
通过互补控制方式或非互补控制方式在所述反激变换器中产生所述激磁负电流。
在本公开的一种示例性实施例中，在所述辅助开关为钳位管时，检测所述反激变换器中的电流的幅值包括：
通过电流互感器、取样电阻或者所述钳位管的自身内阻检测流经所述钳位管的电流的幅值；并通过电流互感器，取样电阻或者所述次级侧整流单元的自身内阻来检测流经所述次级侧整流单元的电流的幅值。
在本公开的一种示例性实施例中，根据比较结果控制所述辅助开关的关断来实现所述反激变换器的所述初级侧功率开关管的零电压开通还包含：
于所述激磁负电流的幅值大于或等于所述激磁负电流基准值时，控制所述辅助开关的关断。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器为RCD钳位反激变换器或有源钳位反激变换器。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器的工作模式为断续模式或临界连续模式。
在本公开的一种示例性实施例中，所述RCD钳位反激变换器的工作模式为同步整流管延迟导通模式或同步整流管二次导通模式；所述有源钳位反激变换器的工作模式为互补控制模式或非互补控制模式。
在本公开的一种示例性实施例中，实现所述反激变换器的所述初级侧功率开关管的零电压开通包括：
通过所述反激变换器中的激磁电感与寄生电容的谐振来实现所述反激变换器的所述初级侧功率开关管的零电压开通。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器的输出电压可变。
在本公开的一种示例性实施例中，所述反激变换器的输出电压为5V、9V、15V或20V。
在本公开的一种示例性实施例中，所述控制方法还包括：
基于所述反激变换器的输入电压设定所述激磁负电流基准值。
在本公开的一种示例性实施例中，基于所述反激变换器的输入电压设定所述激磁负电流基准值包括：
基于所述反激变换器的输入电压的最大值设定所述激磁负电流基准值。
在本公开的一种示例性实施例中，所述控制方法还包括：
基于所述反激变换器的输入电压和所述反激变换器的输出电压设定所述激磁负电流基准值。
根据本公开的示例实施例的控制装置及控制方法，通过检测反激变换器中的电流的幅值来获得激磁负电流的幅值，将所检测的激磁负电流的幅值与激磁负电流基准值进行比较，根据比较结果控制辅助开关的关断。一方面，通过检测反激变换器中的电流的幅值来获得激磁负电流的幅值，可以实时地得到不同输出电压下的激磁负电流的幅值；另一方面，将所获得的激磁负电流的幅值与激磁负电流基准值进行比较，根据比较结果控制辅助开关的关断，可以通过合理地设定激磁负电流基准值来实现初级侧开关管在不同输出电压下的零电压开通。
应当理解的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本公开。
附图说明
图1为一种技术方案中的有源钳位反激变换器的电路图；
图2为一种技术方案中的有源钳位反激变换器的非互补控制波形图；
图3为一种技术方案中的RCD钳位反激变换器的电路图；
图4为一种技术方案中的RCD钳位反激变换器的延迟导通波形图；
图5为另一种技术方案中的RCD钳位反激变换器的电路图；
图6为本公开一较佳实施例的控制装置的控制原理框图；
图7为本公开再一较佳实施例的有源钳位反激变换器的互补控制波形图；
图8为本公开又一较佳实施例的RCD钳位反激变换器的二次导通控制波形图；
图9为本公开又一较佳实施例的RCD钳位反激变换器的激磁负电流检测控制法的一个具体实施例；
图10为本公开又一较佳实施例的有源钳位反激变换器的激磁负电流检测控制法的一个具体实施例；
图11为本公开又一较佳实施例的有源钳位反激变换器的激磁负电流检测原理图；
图12为本公开又一较佳实施例的RCD钳位反激变换器的基准值随输入电压变化的设定方法；
图13为本公开又一较佳实施例的有源钳位反激变换器的基准值随输入电压变化的设定方法；以及
图14为本公开又一较佳实施例的控制方法的流程图。
附图标记说明：
S1：开关管
S2：钳位管
SR：同步整流管
is：次级侧电流
t、t0、t1、t2、t3、t4、t5：时刻
Lm：激磁电感
Im_n：激磁负电流的幅值
Im_n(t)：激磁负电流
n：匝数比
Vo：输出电压
600、900、1000、1200、1300：控制装置
610、910、1010：反激变换器
620、920、1020、1220、1320：激磁负电流检测单元
630、930、1030、1230、1330：比较控制单元
640、940、1040、1240、1340：激磁负电流基准设定单元
1250、1350：输入电压检测单元
Im_N：基准值
CEQ：寄生电容
Saux、Saux_VCC：开关
Waux：辅助绕组
T：变压器
Co：输出电容
IS、IS2：电流幅值
Vbus：输入电压
Vbus_max：输入电压最大值
S1410、S1420、S1430：步骤
具体实施方式
体现本公开特征与优点的典型实施例将在后段的说明中结合附图详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施例上具有各种的变化，这些变化皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及附图在本质上当作对这些变化进行说明，而非用于限制本公开。
此外，本公开附图仅为本公开的示意图，并非一定是按比例绘制。附图中相同的标记表示相同或类似的部分，因而将省略对其重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以运用软件来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。
图1为一种技术方案中的有源钳位反激变换器的电路图。有源钳位反激变换器可以实现初级侧功率开关管S1的零电压开通(ZVS)，现有的控制方法为：控制钳位管S2仅在初级侧功率开关管S1导通前导通一设定时间，如图2所示的控制波形图中的t2-t3。
图3为一种技术方案中的RCD钳位反激变换器的线路示意图。RCD钳位反激变换器可以通过延迟导通次级侧同步整流管SR来实现初级侧功率开关管S1的零电压开通(ZVS)，现有的次级侧同步整流管SR的延迟导通控制方法为：控制同步整流管SR在次级侧电流is降到零之后继续导通一设定时间，如图4所示的控制波形图中的t1-t2。
以上两种实现初级侧功率开关管S1零电压开通(ZVS)的方法，都是通过控制同步整流管SR或钳位管S2开通一设定时间来实现的，这对于固定输出电压的应用情形是适用的。
然而，随着电源适配器的发展，尤其是USB-PD Type-C的推广和普及，可变输出电压的应用变得越来越流行。对于可变输出电压的应用情形，上述控制方式将不再适用，这是因为：无论是RCD钳位反激变换器，还是有源钳位反激变换器，其实现初级侧功率开关管零电压开通(ZVS)的基本原理如下：在初级侧功率开关管S1开通之前，使得变压器的激磁电感Lm上产生一激磁负电流Im_n(t)，通过激磁负电流Im_n(t)的帮助以实现初级侧功率开关管S1的零电压开通(ZVS)，且激磁负电流的大小由如下公式决定：
Figure BDA0001338658990000081
其中：Lm是变压器的激磁电感值，n是变压器的匝数比，Vo是变换器的输出电压值，Im_n(t)是激磁负电流的幅值，t是辅助开关的导通时间(对于准谐振反激变换器的同步整流管来说指的是延迟导通时间，对于有源钳位反激变换器的钳位管来说指的是导通时间)。
由上述公式可以看出，对于一个固定的设计，激磁电感值Lm和匝数比n是固定的。如果输出电压Vo是固定的，由公式(1)可知，固定的导通时间t意味着固定的激磁负电流幅值，因此，通过控制同步整流管SR或钳位管S2开通一设定时间t，对于固定输出电压的应用情形是适用的。如果输出电压是可变的，固定的导通时间t意味着激磁负电流幅值会随输出电压Vo的变化而改变。以USB-PD Type-C的应用为例，其最小输出电压为5V，最大输出电压为20V，如果采用固定导通时间的控制方法，会造成以下两个结果中的一个：
A：如果设定的导通时间恰好可以满足输出电压为5V时的初级侧功率开关管零电压开通(ZVS)的条件，那么当输出电压为20V时，产生的激磁负电流幅值将是输出电压为5V时的4倍。过大的激磁负电流会引入额外损耗，影响变换器的效率。
B：如果设定的导通时间恰好可以满足输出电压为20V时的初级侧功率开关管零电压开通(ZVS)的条件，那么当输出电压为5V时，产生的激磁负电流幅值将只有输出电压为20V时的1/4，过小的激磁负电流幅值会造成初级侧功率开关管不能实现零电压开通。
基于上述内容，在本公开的一较佳实施例中，首先提供了一种控制装置，参照图6所示，控制装置600用于控制反激变换器610，其中反激变换器610包含一辅助开关。如图6所示，该控制装置600可以包括：激磁负电流检测单元620以及比较控制单元630。其中：
激磁负电流检测单元620用于通过检测反激变换器610中的电流的幅值来获得反激变换器610中的激磁负电流的幅值；以及
比较控制单元630用于将激磁负电流检测单元620获得的激磁负电流的幅值与一激磁负电流基准值进行比较，并根据比较结果控制辅助开关的关断。
根据此实施例中的控制装置600，一方面，通过检测反激变换器610中的电流的幅值来获得激磁负电流的幅值，可以实时地得到不同输出电压下的激磁负电流的幅值；另一方面，将所获得的激磁负电流的幅值与一激磁负电流基准值进行比较，根据比较结果控制辅助开关的关断，可以通过合理地设定激磁负电流基准值来实现初级侧开关管在不同输出电压下的零电压开通。
在本实施例中，反激变换器610还包括初级侧开关单元、次级侧整流单元、变压器和输出电容(未图示)，其中，初级侧开关单元包含初级侧功率开关管，次级侧整流单元包括第一端与第二端，第一端和第二端分别与变压器和输出电容电气连接。本公开的基本原理在于：在初级侧功率开关管开通之前，通过控制辅助开关的开通和关断，使得反激变换器610中产生一激磁负电流。设定激磁负电流的基准值，通过检测反激变换器610中的电流的方式来取得激磁负电流的幅值信息。当激磁负电流的幅值大于或等于该基准值时，比较控制单元630输出控制信号用以关断辅助开关。然后，以此激磁负电流为初始值，通过激磁电感Lm与原边线路的寄生电容CEQ的谐振来实现初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)。通过合理设置激磁负电流的基准值，可在全输入电压范围，不同输出电压的全负载范围内实现初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)。于本实施例中，寄生电容CEQ由初级侧功率开关管S1的寄生电容和变压器T的初级侧线圈的寄生电容构成。
需要说明的是，在此实施例中，反激变换器610的输出电压可变，例如反激变换器610的输出电压可以为5V、9V、15V或20V等，本公开对此不进行特殊限定。
进一步，如图6所示，该控制装置600可以包括激磁负电流基准设定单元640，用于根据反激变换器610的信息来产生基准值Im_N。
此外，在某些实施例中，反激变换器610可以为如图1所示的有源钳位反激变换器或如图3和图5所示的RCD钳位反激变换器，但是本公开较佳实施例中的反激变换器不限于此。
进一步地，在某些实施例中，反激变换器610的所述辅助开关可以为如图1所示的钳位管S2或如图3所示的同步整流管SR，但是本公开较佳实施例中的辅助开关不限于此，例如如图5所示的副边为二极管整流的RCD钳位反激变换器，其辅助开关可以为并联于二极管D1的开关Saux，或其辅助开关可以为串联于辅助绕组Waux的开关Saux_VCC。
需要说明的是，在某些实施例中，反激变换器的工作模式可以为断续模式或临界连续模式，本公开对此不进行特殊限定。
进一步地，在某些实施例中，反激变换器为如图1所示的有源钳位反激变换器时，辅助开关为钳位管S2，可以通过如图2所示的非互补的控制方式来产生激磁负电流；也可以通过如图7所示的互补控制方式来产生激磁负电流。
进一步地，在某些实施例中，反激变换器为如图3所示的RCD钳位反激变换器时，辅助开关为同步整流管SR，反激变换器单元可以通过如图4所示的同步整流管延迟导通的方式来产生激磁负电流，此外，也可以通过图8所示的同步整流管二次导通的控制方式来产生激磁负电流。
图9为一种控制装置的一个具体实施例。如图9所示，该控制装置900用于控制反激变换器910，其中该控制装置900包括：激磁负电流检测单元920、比较控制单元930以及激磁负电流基准设定单元940。
反激变换器910为RCD钳位反激变换器，包含初级侧开关单元、次级侧整流单元、变压器T和输出电容Co，其中，初级侧开关单元包含初级侧功率开关管S1，次级侧整流单元包含同步整流管SR，且次级侧整流单元分别与变压器T和输出电容Co电气连接。
在本实施例中，激磁负电流检测单元920接收所检测的流经同步整流管SR的电流幅值IS；激磁负电流检测单元920根据同步整流管SR的电流幅值IS得到初级侧线圈激磁负电流的幅值Im_n，并将激磁负电流的幅值Im_n输送到比较控制单元930；比较控制单元930比较激磁负电流幅值Im_n与激磁负电流基准设定单元940的基准值Im_N，待激磁负电流幅值Im_n大于或等于基准值Im_N时，比较控制单元930输出控制信号以关断同步整流管SR。
在本公开的较佳实施例中，RCD钳位反激变换器的激磁负电流幅值的检测方法的原理请参照图4、图8和图9：当同步整流管延时导通时，如图4所示的t1～t2或当同步整流管二次导通(即同步整流管SR于一个开关周期内导通两次，如图8的t0～t1的第一次导通以及t2～t3的第二次导通)时，如图8所示的t2～t3，变压器T的次级侧线圈上会产生反向激磁负电流Is，当同步整流管SR关断后，该电流转移到初级侧线圈，形成初级侧线圈的激磁负电流Im_n。根据电路原理，通过检测流经次级侧同步整流管SR的负电流幅值Is，可以得到初级侧线圈的激磁负电流的幅值Im_n，具体计算公式如下：
Figure BDA0001338658990000111
其中：Im_n为激磁负电流幅值，Is为流经同步整流管的电流幅值，n为变压器的匝数比。
于其他实施例中，流经同步整流管SR的电流幅值的检测可以通过电流互感器、同步整流管的自身内阻检测或者取样电阻来实现。
图10为一种控制装置的另一个具体实施例。如图10所示，该控制装置1000用于控制反激变换器1010，其中控制装置1000包括：激磁负电流检测单元1020、比较控制单元1030以及激磁负电流基准设定单元1040。
反激变换器1010为有源钳位反激变换器，包含初级侧开关单元、次级侧整流单元、变压器T和输出电容Co，其中，初级侧开关单元包含初级侧功率开关管S1和钳位管S2，次级侧整流单元包含同步整流管SR，且次级侧整流单元分别与变压器T和输出电容Co电气连接。
在此实施例中，激磁负电流检测单元1020接收所检测的流经钳位管S2的电流幅值IS2，并接收所检测的流经次级整流单元的电流幅值Is；激磁负电流检测单元1020根据电流幅值IS2和Is，得到激磁负电流的幅值Im_n，并将其输送到比较控制单元1030；比较控制单元1030比较激磁负电流幅值Im_n与激磁负电流基准设定单元1040的基准值Im_N，当激磁负电流幅值Im_n达到基准值Im_N时，比较控制单元1030输出控制信号以关断钳位管S2。
在此实施例中，有源钳位反激变换器可采用非互补控制方式(如图2的t3～t4)以及互补控制方式(如图7的t1～t2)。无论有源钳位反激变换器采用何种控制方式，其激磁负电流幅值的检测方法的原理均如下：请参照图2、图7和图11，当钳位管开通时，变压器处于正激工作状态；根据变压器的工作原理可知，通过检测流经钳位管的电流幅值IS2和流经次级侧整流单元的电流幅值Is，可以间接得到激磁负电流的幅值Im_n，具体计算公式如下：
Figure BDA0001338658990000121
其中：Im_n为激磁负电流幅值，IS2为流经钳位管的电流幅值，Is为流经次级侧整流单元的电流幅值，n为变压器的匝数比。
需要说明的是，在本公开的其他实施例中，对流经钳位管S2的电流幅值和流经次级侧整流单元的电流幅值的检测，可以通过电流互感器，取样电阻或者功率器件自身的内阻来实现，本公开对此不作特殊限定。例如，可通过电流互感器、取样电阻或者钳位管的自身内阻检测流经钳位管的电流的幅值IS2；并通过电流互感器、取样电阻或者次级侧整流单元的自身内阻来检测流经反激变换器的次级侧整流单元的电流的幅值Is。
此外，于本公开的某些实施例中，还包含激磁负电流基准设定单元940或激磁负电流基准设定单元1040，用于设定所述激磁负电流基准值Im_N。针对激磁负电流基准值的设定，经研究可知：在低压输入(Vbus<nVo)时，无需激磁负电流的帮助，即可实现初级侧功率管的零电压开通(ZVS)；在高压输入(Vbus>nVo)时，为了实现初级侧功率管的零电压开通(ZVS)，激磁负电流的最小幅值需满足：
Figure BDA0001338658990000122
其中：Im_N为激磁负电流基准值，Vbus为输入电压，CEQ为寄生电容容值。
根据上述公式(4)，对于一个特定电路设计来说，匝数比n、激磁电感感量Lm以及寄生电容容值CEQ是固定的，为了实现初级侧功率管的零电压开通(ZVS)，激磁负电流的基准值Im_N与输入电压Vbus和输出电压VO有关。由此，激磁负电流基准设定单元可基于反激变换器的输入电压Vbus和输出电压VO实时调整激磁负电流基准值Im_N。
然而，采用上述方法，为了实时调整激磁负电流基准值Im_N，需要实时监控两个变量：输入电压Vbus和输出电压VO，如此做法会增加控制的复杂性。进一步研究可知：反激变换器于高压输入(Vbus>nVo)的情况下工作时，可忽略输出电压对于激磁负电流基准值的影响，即激磁负电流的基准值仅仅与输入电压有关，从而大大简化了激磁负电流基准值的设定。
Figure BDA0001338658990000131
由此，激磁负电流基准设定单元可基于反激变换器的输入电压Vbus设定激磁负电流基准值Im_N。
于某些实施例中，对于激磁负电流基准值的设定，可以有如下两种设定方法：
固定基准值设定法：为实现全输入电压范围内初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)，激磁负电流的基准值按最大输入电压进行设定，即：
Figure BDA0001338658990000132
其中：Vbus_max为输入电压最大值。
对固定基准值设定法来说，当输入电压为最大值时，恰好可以满足初级侧功率开关管的零电压开通(ZVS)；但当输入电压为低电压时，该控制方法所产生的激磁负电流幅值比为实现初级侧功率管零电压开通(ZVS)所需的激磁负电流的幅值大，由此会带来额外的损耗，不利于效率优化。在对效率要求不是很高的应用场合可以采用固定基准值设定法。
对效率要求比较高的应用场合，可以采用基准值随输入电压变化的设定方法来对变换器的效率进行优化。因此，可以将激磁负电流基准值设定为：
Figure BDA0001338658990000133
对于一个特定的电路设计，激磁电感感量Lm和寄生电容容值CEQ是固定的，由上述公式(7)可知，激磁负电流基准值与输入电压Vbus成正比，激磁负电流基准设定单元可根据输入电压检测单元检测出的输入电压值Vbus，直接计算出为激磁负电流基准值Im_N。如图12和图13所示：通过一输入电压检测单元检测输入电压Vbus信号，具体地，输入电压检测单元可以是一个电阻分压网络；通过一比例单元将输入电压Vbus信号放大或缩小到需要的基准值。
图12为一种控制装置的再一个具体实施例。图12与图9的结构类似，但图12还包含激磁负电流基准设定单元的一具体实例。于图12所示，控制装置1200还包含输入电压检测单元1250，于本实施例中，输入电压检测单元1250包含第一电阻R1和第二电阻R2，并通过第一电阻R1和第二电阻R2分压的方式来检测输入电压信息Vbus。输入电压检测单元1250将输入电压信息Vbus输入到激磁负电流基准设定单元1240用以输出基准值Im_N，将该基准值输送到比较控制单元1230；激磁负电流检测单元1220接收所检测流经同步整流管的电流幅值IS；激磁负电流检测单元1220根据电流幅值IS得到激磁负电流的幅值Im_n，并将其输送到比较控制单元1230；比较控制单元1230通过比较激磁负电流检测单元1220得到的激磁负电流幅值Im_n与激磁负电流基准设定单元1240的基准值Im_N，待Im_n达到基准值Im_N时，比较控制单元1230输出控制信号以关断同步整流管SR。
图13为一种控制装置的再一个具体实施例。图13与图10的结构类似，但图13还包含激磁负电流基准设定单元的一具体实例。如图13所示，控制装置1300还包含输入电压检测单元1350，于本实施例中，输入电压检测单元1350包含第一电阻R1和第二电阻R2，并通过电阻分压方式来检测输入电压信息Vbus。输入电压检测单元1350将输入电压信息Vbus输入到激磁负电流基准设定单元1340用以输出基准值Im_N；激磁负电流检测单元1320接收所检测的流经钳位管S2的电流幅值IS2，并接收所检测的流经次级整流单元的电流幅值Is；激磁负电流检测单元1320根据电流幅值IS2和Is，得到激磁负电流的幅值Im_n，并将激磁负电流的幅值Im_n输送到比较控制单元1330；比较控制单元1330比较激磁负电流幅值Im_n与激磁负电流基准设定单元1340的基准值Im_N，待Im_n达到基准值Im_N时，比较控制单元1330输出控制信号以关断钳位管S2。
此外，在本公开较佳实施例中，还提供了一种控制方法，该控制方法可以应用于如图6-图13所示的反激变换器，该反激变换器包含一辅助开关，参照图14所示，控制方法可以包括以下步骤：
步骤S1410：通过检测反激变换器中的电流的幅值来获得反激变换器中的激磁负电流的幅值；
步骤S1420：将所获得的激磁负电流的幅值与激磁负电流基准值进行比较；以及
步骤S1430：根据比较结果控制辅助开关的关断来实现反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通。
一方面，通过检测反激变换器中的电流的幅值来获得激磁负电流的幅值，可以实时地得到不同输出电压下的激磁负电流的幅值；另一方面，将所获得的激磁负电流的幅值与一激磁负电流基准值进行比较，根据比较结果控制辅助开关的关断，可以通过合理地设定激磁负电流基准值，实现在全输入电压范围内(例如90～264Vac)初级侧开关管在不同输出电压下的零电压开通。
进一步地，在某些实施例中，该控制方法还可以包括：将所获得的激磁负电流的幅值与激磁负电流基准值进行比较，于激磁负电流的幅值大于激磁负电流基准值时控制辅助开关的关断。
进一步地，在某些实施例中，该控制方法还可以包括：基于所述反激变换器的输入电压设定所述激磁负电流基准值。
进一步地，在某些实施例中，基于反激变换器的输入电压设定激磁负电流基准值可以包括：基于反激变换器的输入电压的最大值设定激磁负电流基准值。
此外，在某些实施例中，控制方法还可以包括：基于反激变换器的输入电压和反激变换器的输出电压设定激磁负电流基准值。
进一步地，在某些实施例中，在辅助开关为同步整流管时，控制方法还包括：通过延迟导通控制方式或二次导通控制方式在反激变换器中产生激磁负电流。
进一步地，在某些实施例中，在辅助开关为同步整流管时，检测反激变换器中的电流的幅值可以包括：通过电流互感器、取样电阻或者所述同步整流管的自身内阻检测流经所述同步整流管的电流的幅值。
此外，在某些实施例中，在辅助开关为钳位管时，控制方法还包括：通过互补控制方式或非互补控制方式在反激变换器中产生激磁负电流。
进一步地，在某些实施例中，在辅助开关为钳位管时，检测反激变换器中的电流的幅值可以包括：
通过电流互感器、取样电阻或者所述钳位管的自身内阻检测流经钳位管的电流的幅值；并通过电流互感器，取样电阻或者次级侧整流单元的自身内阻来检测流经次级侧整流单元的电流的幅值。
进一步地，在某些实施例中，实现反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通可以包括：通过反激变换器中的激磁电感与寄生电容的谐振来实现反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通。
由于上述实施例中的控制方法中的各步骤与上述控制装置的各单元或模块的功能一一对应，在此将不再赘述。
进一步地，本公开的另一较佳实施例提供了一种开关电源，开关电源可以包括前述实施例中任一种控制装置。由于此较佳实施例中的开关电源采用了上述控制装置，因此至少具有与所述控制装置相应的全部优点。
本领域技术人员在考虑说明书及实践本公开的发明后，将容易想到本公开的其它实施例。本申请旨在涵盖本公开的任何变型、用途或者适应性变化，这些变型、用途或者适应性变化遵循本公开的一般性原理并包括本公开未公开的本技术领域中的现有技术。且本公开的说明书和实施例仅被视为示例性的，而本发明的范围由所附权利要求决定。
应当理解的是，本公开并不局限于上面已经描述并在附图中示出的精确结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本公开的范围仅由所附的权利要求来限制。

Claims (25)

1.一种控制装置，应用于反激变换器，所述反激变换器包含一辅助开关，该辅助开关包含一同步整流管或一钳位管，其特征在于，所述控制装置包括：
激磁负电流检测单元，用于通过检测所述同步整流管的电流来获得所述反激变换器中的激磁负电流的幅值，或通过检测所述钳位管的电流和流入所述反激变换器的次级侧整流单元的电流来获得所述反激变换器中的激磁负电流的幅值；以及
比较控制单元，用于将所述激磁负电流检测单元获得的所述激磁负电流的幅值与激磁负电流基准值进行比较，并根据比较结果控制所述辅助开关的关断；
其中所述控制装置还包括：
第一激磁负电流基准设定单元，用于基于所述反激变换器的输入电压设定所述激磁负电流基准值；或者
第二激磁负电流基准设定单元，用于基于所述反激变换器的输入电压和所述反激变换器的输出电压设定所述激磁负电流基准值。
2.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述辅助开关还包含并联在所述反激变换器的次级侧整流单元上的开关、或串联于所述反激变换器的辅助绕组的开关。
3.如权利要求2所述的控制装置，其特征在于，在所述辅助开关为同步整流管时，检测所述反激变换器中的电流的幅值包括：
通过电流互感器、取样电阻或者所述同步整流管的自身内阻检测流经所述同步整流管的电流的幅值。
4.如权利要求2所述的控制装置，其特征在于，在所述辅助开关为钳位管时，检测所述反激变换器中的电流的幅值包括：
通过电流互感器、取样电阻或者所述钳位管的自身内阻检测流经所述钳位管的电流的幅值；并通过电流互感器、取样电阻或者所述次级侧整流单元的自身内阻来检测流经所述次级侧整流单元的电流的幅值。
5.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述比较控制单元用以于所述激磁负电流的幅值大于或等于所述激磁负电流基准值时，控制所述辅助开关的关断。
6.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述反激变换器为RCD钳位反激变换器或有源钳位反激变换器。
7.如权利要求6所述的控制装置，其特征在于，所述反激变换器的工作模式为断续模式或临界连续模式。
8.如权利要求6所述的控制装置，其特征在于，所述RCD钳位反激变换器的工作模式为同步整流管延迟导通模式或同步整流管二次导通模式；所述有源钳位反激变换器的工作模式为互补控制模式或非互补控制模式。
9.如权利要求1所述的控制装置，其特征在于，所述反激变换器的输出电压可变。
10.如权利要求9所述的控制装置，其特征在于，所述反激变换器的输出电压为5V、9V、15V或20V。
11.一种开关电源，其特征在于，包括权利要求1-10项中任一所述的控制装置。
12.一种控制方法，应用于反激变换器，所述反激变换器包含一辅助开关，该辅助开关包含一同步整流管或一钳位管，其特征在于，所述控制方法包括：
通过检测所述同步整流管的电流来获得所述反激变换器中的激磁负电流的幅值，或通过检测所述钳位管的电流和流入所述反激变换器的次级侧整流单元的电流来获得所述反激变换器中的激磁负电流的幅值；
将所获得的所述激磁负电流的幅值与一激磁负电流基准值进行比较；以及
根据比较结果控制所述辅助开关的关断来实现所述反激变换器的初级侧功率开关管的零电压开通；
其中所述控制方法还包括：
基于所述反激变换器的输入电压设定所述激磁负电流基准值；或者
基于所述反激变换器的输入电压和所述反激变换器的输出电压设定所述激磁负电流基准值。
13.如权利要求12所述的控制方法，其特征在于，所述辅助开关还包含并联在所述反激变换器的次级侧整流单元上的开关或串联于所述反激变换器的辅助绕组的开关。
14.如权利要求13所述的控制方法，其特征在于，在所述辅助开关为同步整流管时，所述控制方法还包括：
通过延迟导通控制方式或二次导通控制方式在所述反激变换器中产生所述激磁负电流。
15.如权利要求13所述的控制方法，其特征在于，在所述辅助开关为同步整流管时，检测所述反激变换器中的电流的幅值包括：
通过电流互感器、取样电阻或者所述同步整流管的自身内阻检测流经所述同步整流管的电流的幅值。
16.如权利要求13所述的控制方法，其特征在于，在所述辅助开关为钳位管时，所述控制方法还包括：
通过互补控制方式或非互补控制方式在所述反激变换器中产生所述激磁负电流。
17.如权利要求13所述的控制方法，其特征在于，在所述辅助开关为钳位管时，检测所述反激变换器中的电流的幅值包括：
通过电流互感器、取样电阻或者所述钳位管的自身内阻检测流经所述钳位管的电流的幅值；并通过电流互感器，取样电阻或者所述次级侧整流单元的自身内阻来检测流经所述次级侧整流单元的电流的幅值。
18.如权利要求12所述的控制方法，其特征在于，根据比较结果控制所述辅助开关的关断来实现所述反激变换器的所述初级侧功率开关管的零电压开通还包含：
于所述激磁负电流的幅值大于或等于所述激磁负电流基准值时，控制所述辅助开关的关断。
19.如权利要求12所述的控制方法，其特征在于，所述反激变换器为RCD钳位反激变换器或有源钳位反激变换器。
20.如权利要求19所述的控制方法，其特征在于，所述反激变换器的工作模式为断续模式或临界连续模式。
21.如权利要求19所述的控制方法，其特征在于，所述RCD钳位反激变换器的工作模式为同步整流管延迟导通模式或同步整流管二次导通模式；所述有源钳位反激变换器的工作模式为互补控制模式或非互补控制模式。
22.如权利要求12所述的控制方法，其特征在于，实现所述反激变换器的所述初级侧功率开关管的零电压开通包括：
通过所述反激变换器中的激磁电感与寄生电容的谐振来实现所述反激变换器的所述初级侧功率开关管的零电压开通。
23.如权利要求12所述的控制方法，其特征在于，所述反激变换器的输出电压可变。
24.如权利要求23所述的控制方法，其特征在于，所述反激变换器的输出电压为5V、9V、15V或20V。
25.如权利要求12所述的控制方法，其特征在于，基于所述反激变换器的输入电压设定所述激磁负电流基准值包括：
基于所述反激变换器的输入电压的最大值设定所述激磁负电流基准值。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI721802B (zh) * 2019-10-24 2021-03-11 立錡科技股份有限公司 用以控制返馳式電源供應電路之切換控制電路及方法
CN114568041B (zh) * 2020-09-30 2023-04-18 英诺赛科(苏州)科技有限公司 反激式转换器及其操作方法
CN112564498B (zh) * 2020-12-04 2022-07-26 青岛鼎信通讯股份有限公司 一种应用于电力产品的反激电路零电压开通控制方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5991172A (en) * 1996-06-21 1999-11-23 Delta Electronics, Inc. AC/DC flyback converter with improved power factor and reduced switching loss
CN1333592A (zh) * 2000-07-07 2002-01-30 深圳市华为电气技术有限公司 反激同步整流dc/dc变换器保护装置
CN101552560A (zh) * 2009-01-13 2009-10-07 成都芯源系统有限公司 一种开关稳压电路及其控制方法
CN103683953A (zh) * 2013-12-02 2014-03-26 华南理工大学 一种反激变换器同步整流的自适应驱动方法
CN103812362A (zh) * 2012-11-14 2014-05-21 光宝科技股份有限公司 返驰式电源转换器与电子装置
CN103944392A (zh) * 2013-01-22 2014-07-23 电力集成公司 用于在同步回扫转换器中使用的次级控制器
CN104953837A (zh) * 2014-03-31 2015-09-30 台达电子企业管理（上海）有限公司 用于功率变换器的控制装置和控制方法以及开关电源

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW497327B (en) * 2000-07-27 2002-08-01 Wonderland Internat Inc Simple flyback synchronous rectifier power supply
US9270190B2 (en) * 2014-01-22 2016-02-23 Linear Technology Corporation Predictive and reactive control of secondary side synchronous rectifiers in forward converters
TWI599160B (zh) * 2015-05-06 2017-09-11 立錡科技股份有限公司 返馳式電源供應器及其控制器與驅動器

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5991172A (en) * 1996-06-21 1999-11-23 Delta Electronics, Inc. AC/DC flyback converter with improved power factor and reduced switching loss
CN1333592A (zh) * 2000-07-07 2002-01-30 深圳市华为电气技术有限公司 反激同步整流dc/dc变换器保护装置
CN101552560A (zh) * 2009-01-13 2009-10-07 成都芯源系统有限公司 一种开关稳压电路及其控制方法
CN103812362A (zh) * 2012-11-14 2014-05-21 光宝科技股份有限公司 返驰式电源转换器与电子装置
CN103944392A (zh) * 2013-01-22 2014-07-23 电力集成公司 用于在同步回扫转换器中使用的次级控制器
CN103683953A (zh) * 2013-12-02 2014-03-26 华南理工大学 一种反激变换器同步整流的自适应驱动方法
CN104953837A (zh) * 2014-03-31 2015-09-30 台达电子企业管理（上海）有限公司 用于功率变换器的控制装置和控制方法以及开关电源

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