CN106533214B - 开关电源变换器的控制电路及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种开关电源变换器的控制电路及控制方法，包括输出信号采样保持模块、误差放大器、锯齿信号发生器、PWM比较器、退磁检测比较器、定时模块、退磁时间保持迭代模块、原级侧中值电流采样模块、恒流计算模块和峰值电流比较器；所述输出信号采样保持模块通过变压器次级线圈和辅助线圈的耦合关系，在变压器退磁阶段，从辅助线圈采样表示次级线圈电压的反馈信号；采样信号与基准电压经过误差放大器放大，误差放大器的输出与锯齿信号进行调制，产生PWM信号控制功率管的导通；功率管导通阶段，原级侧功率管采样电阻的压降大于恒流环路计算出的门限电压，功率管关断。本发明可以使开关电源工作在CCM模式，实现各种工作模式下恒压恒流功能。

Description

开关电源变换器的控制电路及控制方法

技术领域

本发明涉及一种开关电源变换器的控制电路及控制方法，尤其是一种反激式开关电源变换器的控制电路及控制方法，属于集成电路技术领域。

背景技术

反激式开关电源因其简单的应用结构和低的成本而被广泛应用。在传统的反激式开关电源中，通常采用光耦器件和TL431来隔离采样次级侧输出电压信号进行环路调制，这增加了系统成本。此外，随输出电流大小变化的电缆压降通常较难补偿。

为了降低反激式开关电源的系统成本和体积，采用初级侧采样调制的开关电源应用越来越广。在初级侧调整中，通过次级线圈和辅助线圈的耦合关系，在变压器退磁过程中，将次级线圈上的电压信息传递到辅助线圈上，开关电源控制器在变压器退磁阶段采样辅助线圈上的电压，从而实现输出电压信号从次级侧到初级侧的隔离传递，这省去了光耦器件和TL431隔离采样路径，降低了电源系统成本及体积。此外，开关电源控制器可以根据采样得到的电压信号与基准电压放大后的误差量来计算输出电流的大小，从而实现输出电缆压降的补偿，并实现输出电流的恒流控制。

然而，现有的初级侧采样调制的开关电源受限于恒流控制及次谐波振荡等问题，只能工作在DCM模式，为满足全电压范围内空载条件下最小退磁时间的长度，这限制了初级侧采样调制开关电源的工作频率，影响单位体积的开关电源功率密度。此外，相对于CCM模式，同等输出功率条件下的DCM模式的初次级峰值电流较大，功率路径的损耗较大，会影响开关电源的转换效率。高功率密度是开关电源发展的必然趋势。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种开关电源变换器的控制电路及控制方法，能够实现初级侧采样反激式开关电源在CCM模式工作，并实现各种工作模式下恒压恒流功能。

按照本发明提供的技术方案，所述开关电源变换器的控制电路，其特征是：所述开关电源变换器的控制电路包括输出信号采样保持模块、误差放大器、锯齿信号发生器、PWM比较器、退磁检测比较器、定时模块、退磁时间保持迭代模块、原级侧中值电流采样模块、恒流计算模块、峰值电流比较器、触发器和驱动模块；

所述输出信号采样保持模块的输入端连接变压器辅助线圈N_AUX的采样端，输出信号采样保持模块的输出端连接误差放大器的第一输入端，误差放大器的第二输入端连接第一基准电压V_{th_EA}，误差放大器的输出信号V_COMP连接至PWM比较器的第一输入端，PWM比较器的第二输入端连接锯齿信号，PWM比较器输出PWM信号，PWM信号连接与门的第一输入端，与门的第二输入端连接退磁结束标志信号，与门的输出端连接触发器的S端，触发器的R端连接功率管的关断信号，触发器的Q端连接驱动模块的输入端，驱动模块输出的ON信号连接功率管的栅极，功率管的源极连接采样电阻的一端，采样电阻的另一端接地，功率管的漏极连接变压器初级线圈N_p；

所述锯齿信号发生器的输入端连接连接驱动模块输出的ON信号，锯齿信号发生器输出锯齿信号连接至PWM比较器的第二输入端；

所述退磁检测比较器的第一输入端连接变压器反馈信号，退磁检测比较器的第二输入端连接第二基准电压V_{th_Demag}，退磁检测比较器的输出端连接退磁时间保持迭代模块的第一输入端；

所述定时模块的输入端连接ON信号，定时模块输出端分别连接退磁时间保持迭代模块的第二输入端和D触发器的CP端，D触发器的D端连接退磁时间保持迭代模块的输出端，D触发器的Q端连接至退磁时间保持迭代模块；

所述退磁时间保持迭代模块的第二输入端连接ON信号，退磁时间保持迭代模块输出退磁结束标志信号；

所述原级侧中值电流采样模块输入端连接采样电阻的第一端和功率管的源极，原级侧中值电流采样模块的输出端连接恒流计算模块的第一输入端，恒流计算模块的第二输入端连接ON信号，恒流计算模块的第三输入端连接退磁结束标志信号，恒流计算模块的输出端连接峰值电流阈值调整模块的第一输入端，峰值电流阈值调整模块的第二输入端连接误差放大器的输出信号V_COMP，峰值电流阈值调整模块的输出端连接峰值电流比较器的第一输入端，峰值电流比较器的第二输入端连接采样电阻的第一端和功率管的源极，峰值电流比较器输出功率管的关断信号，连接至触发器的R端。

进一步的，所述功率管采用MOS晶体管或双极型晶体管。

进一步的，所述误差放大器的输出信号V_COMP连接电容的一端和补偿模块的一端，电容的另一端接地，补偿模块的另一端连接输出信号采样保持模块的输入端。

进一步的，所述开关电源包括变压器的初级线圈N_p、次级线圈N_s和辅助线圈N_AUX，初级线圈N_p的一端连接交流整流后的电压，初级线圈N_p的另一端连接功率管的漏极；次级线圈N_s的一端连接第一整流二极管的正极，第一整流二极管的负极分别连接滤波电容的第一端和负载的第一端，次级线圈N_s的另一端分别连接滤波电容的第二端和负载的第二端；辅助线圈N_AUX的一端分别连接第一电阻的第一端、第二整流二极管的正极，第二整流二极管的负极连接储能电容的第一端，储能电容的第二端接地，辅助线圈N_AUX的另一端连接第二电阻的第一端，第二电阻的第二端连接第一电阻的第二端，辅助线圈N_AUX的另一端接地；所述第一电阻的第二端和第二电阻的第二端为反馈信号的采样端。

所述开关电源变换器的控制方法，其特征是：

包括输出信号采样保持模块、误差放大器、锯齿信号发生器、PWM比较器、退磁检测比较器、定时模块、退磁时间保持迭代模块、原级侧中值电流采样模块、恒流计算模块、峰值电流比较器、触发器和驱动模块；

所述输出信号采样保持模块通过变压器次级线圈和辅助线圈的耦合关系，在变压器退磁阶段，从辅助线圈采样表示次级线圈电压的反馈信号并保持；采样信号与第一基准电压经过误差放大器放大，误差放大器的输出与锯齿信号进行调制，产生PWM信号控制功率管的导通；所述驱动模块将PWM弱信号转换为强信号，驱动功率管；

所述退磁检测比较器通过反馈信号与第二基准电压的大小关系，逐周期检测实际退磁时间长度，其输出信号被送入退磁时间保持迭代模块进行计算；

所述峰值电流比较器通过比较功率管端采样电阻的压降和峰值电流阈值电压，输出高低电平信号来控制功率管的关断；

所述峰值电流阈值电压由误差放大器的输出和恒流控制模块共同控制，在输出空载或轻载条件下，将设置最小峰值电流阈值；

所述恒流控制模块采样初级侧导通时间二分之一处的电压，输出恒流电流实现恒流控制；

所述定时模块设定系统最高开关频率，在一个开关周期内，如果导通时加上退磁时间小于定时设定时间，则系统工作在DCM模式，如果导通时间加上退磁时间大于定时设定时间，则系统将自动调节退磁时间长短，使得导通时间加上退磁时间等于定时设定时间，系统进入CCM模式；

所述退磁时间保持迭代模块保持上一次开关过程中退磁时间，并根据定时模块和环路控制量迭代计算出下一次开关过程退磁时间长度并保持，当下一次退磁过程到达保持的退磁时间长度后，退磁时间保持迭代模块将发出退磁结束信号；当退磁时间保持迭代模块将发出退磁结束信号时，如果系统即刻进入下一次开关周期，则该退磁时间被用来迭代计算并保持；如果系统延时一段时间后进入下一次开关周期，则实际的退磁时间被用来迭代计算并保持；

当退磁时间保持迭代模块保持的退磁时间长度小于变压器次级侧线圈退磁到零电流时间时，开关电源的工作模式将从DCM工作模式进入到CCM工作模式，此后的退磁时间将被逐周期迭代控制。

本发明所述开关电源变换器的控制电路及控制方法，可以使开关电源工作在CCM模式，并实现各种工作模式下恒压恒流功能。开关电源的工作频率与定时模块的设置时间相关，简化了高频开关电源的系统设置。

附图说明

图1为初级侧采样调制的反激式开关电源的示意图。

图2为反激式开关电源系统的DCM控制机制示意图。

图3为本发明实施例中电源变换系统DCM、CCM控制电路图。

图4为本发明实施例中系统工作模式随输入线电压变化的示意图。

图5本发明实施例中系统工作模式随负载变化的示意图。

图6为本发明实施例中CCM模式开关控制的流程图。

图7为本发明实施例中电源变换系统恒流控制示意图。

图8为本发明另一个实施例的示意图。

具体实施方式

下面结合具体附图对本发明作进一步说明。

如图1所示，为初级侧采样反激式开关电源系统100，该反激式开关电源系统100的输出电压信号在每个开关周期内的退磁过程中被采样，退磁过程结束后，才能根据采样值进行下一次开关动作。在每一次触发功率管N1打开之前，变压器退磁结束，初级线圈的电流为零，因此该反激式开关电源系统100工作在DCM模式。这种控制过程相对比较简单，环路的恒流恒压计算也可以简化，但是这种模式会限制开关电源的工作频率，影响电源系统的功率密度。根据伏秒平衡法则：

V_IN*T_ON＝N*V_OUT*T_OFF；

其中，V_IN表示初级侧输入电压，T_ON表示次级励磁时间，N表示初次级匝比，V_OUT表示次级侧输出电压，T_OFF表示退磁时间。

如图2所示，一个开关周期内包括励磁时间、退磁时间和死区时间，因此死区时间为零时是系统的最大工作频率，表示为：

图2中V_aux为辅助线圈N_AUX的电压，I_pri为变压器初级侧电流，I_sec为次级侧电流，T_ON为励磁时间，T_Demag为退磁时间，T_DEAD为死区时间，Sample为退磁过程中的采样信号。当输入电压比较低时，励磁时间将增加导致工作频率降低。为了抬高工作频率，通常会采用降低退磁时间，对于DCM工作模式的系统，空载下的退磁时间会更短，而过短的退磁时间会造成采样不稳定，最终导致系统工作不稳定。因此，为提高系统的工作频率，需要降低重载下退磁时间，但又要维持轻载下有较长的退磁时间，这意味着电源系统在重载下需要进入CCM工作模式。

如图3所示，为本发明实施例的作为恒压(CV)恒流(CC)电源变换器的控制电路图，开关电源包括变压器的初级线圈N_p、次级线圈N_s和辅助线圈N_AUX，初级线圈N_p的一端连接交流整流后的电压，初级线圈N_p的另一端连接功率管316的漏极；次级线圈N_s的一端连接第一整流二极管320的正极，第一整流二极管320的负极分别连接滤波电容322的第一端和负载324的第一端，次级线圈N_s的另一端分别连接滤波电容322的第二端和负载324的第二端；辅助线圈N_AUX的一端分别连接第一电阻340的第一端、第二整流二极管344的正极，第二整流二极管344的负极连接储能电容345的第一端，储能电容345的第二端接地，辅助线圈N_AUX的另一端连接第二电阻342的第一端，第二电阻342的第二端连接第一电阻340的第二端，辅助线圈N_AUX的另一端接地；所述第一电阻340的第二端和第二电阻342的第二端为反馈信号341的采样端。

功率管316开启后，初级线圈310励磁，变压器储能；当功率管316关断，存储在变压器中的能量通过次级线圈312和辅助线圈314释放，次级线圈312能量通过第一整流二极管320整流及滤波电容322滤波储能，完成初级到次级的能量传递，负载324作为次级的假负载，消耗开关电源变换器空载工作状态下从初级传递的过多能量，维持输出电压的稳定；从辅助线圈314传递的能量一方面被第一电阻340和第二电阻342抽取，其抽取的信号341以倍数的关系反映次级输出电压；另一方面，辅助线圈314传递的能量通过第二整流二极管344整流和储能电容345储能，作为电源变换器控制电路的电压偏置。

所述开关电源变换器的控制电路300包括输出信号采样保持模块351、误差放大器352、锯齿信号发生器356、PWM比较器358、退磁检测比较器372、定时模块373、退磁时间保持迭代模块374、原级侧中值电流采样模块383、恒流计算模块384、峰值电流比较器382、触发器361和驱动模块362。

其中，所述输出信号采样保持模块351的输入端连接变压器辅助线圈N_AUX的采样端，输出信号采样保持模块351的输出端连接误差放大器352的第一输入端，误差放大器352的第二输入端连接第一基准电压V_{th_EA}，误差放大器352的输出信号V_COMP连接至PWM比较器358的第一输入端，PWM比较器358的第二输入端连接锯齿信号，PWM比较器358输出PWM信号控制功率管316的导通，PWM信号连接与门360的第一输入端，与门360的第二输入端连接退磁结束标志信号377，与门360的输出端连接触发器361的S端，触发器361的R端连接功率管的关断信号，触发器361的Q端连接驱动模块362的输入端，驱动模块362将PWM弱信号转换为强信号，驱动模块362输出的ON信号连接功率管316的栅极，以驱动功率管316；所述功率管316的源极连接采样电阻318的一端，采样电阻318的另一端接地。所述误差放大器352的输出信号V_COMP连接电容355的一端和补偿模块357的一端，电容355的另一端接地，补偿模块357的另一端连接输出信号采样保持模块351的输入端，用于补偿压降。

所述锯齿信号发生器356的输入端连接连接驱动模块326输出的ON信号，锯齿信号发生器356输出锯齿信号连接至PWM比较器358的第二输入端。

所述退磁检测比较器372的第一输入端连接变压器反馈信号341，退磁检测比较器372的第二输入端连接第二基准电压V_{th_Demag}；所述退磁检测比较器372通过反馈信号341和第二基准电压V_{th_Demag}的大小关系，逐周期检测实际退磁时间长度，退磁检测比较器372的输出端连接退磁时间保持迭代模块374的第一输入端。所述定时模块373的输入端连接驱动模块326输出的ON信号，定时模块373输出端分别连接退磁时间保持迭代模块374的第二输入端和D触发器376的CP端，D触发器376的D端连接退磁时间保持迭代模块374的输出端，D触发器376的Q端连接至退磁时间保持迭代模块374。所述退磁时间保持迭代模块374的第二输入端连接驱动模块326输出的ON信号，退磁时间保持迭代模块374输出退磁结束标志信号377，连接至与门360的第二输入端。具体地：所述定时模块373设定系统最高开关频率，在一个开关周期内，如果导通时加上退磁时间小于定时设定时间，则系统工作在DCM模式，如果导通时间加上退磁时间大于定时设定时间，则系统将自动调节退磁时间长短，使得导通时间加上退磁时间等于定时设定时间，系统也随之进入CCM模式。即通过控制退磁时间的长度来实现系统DCM、CCM模式的控制。退磁时间保持迭代模块374保持上一次开关过程中退磁时间，并根据定时模块和环路控制量迭代计算出下一次开关过程退磁时间长度并保持，当下一次退磁过程到达保持的退磁时间长度后，退磁时间保持迭代模块将发出退磁结束信号。当退磁时间保持迭代模块将发出退磁结束信号时，如果系统即刻进入下一次开关周期，则该退磁时间被用来迭代计算并保持；如果系统延时一段时间后进入下一次开关周期，则实际的退磁时间被用来迭代计算并保持。当退磁时间保持迭代模块374保持的退磁时间长度小于变压器次级侧线圈退磁到零电流时间时，开关电源的工作模式将从DCM工作模式进入到CCM工作模式，此后的退磁时间将被逐周期迭代控制。通过控制退磁时间的长短来实现系统DCM、CCM模式的控制。

所述原级侧中值电流采样模块383输入端连接采样电阻318的第一端和功率管316的源极，原级侧中值电流采样模块383的输出端连接恒流计算模块384的第一输入端，恒流计算模块384的第二输入端连接ON信号，恒流计算模块384的第三输入端连接退磁结束标志信号377，恒流计算模块384的输出端连接峰值电流阈值调整模块385的第一输入端，峰值电流阈值调整模块385的第二输入端连接误差放大器352的输出信号V_COMP，峰值电流阈值调整模块385的输出端连接峰值电流比较器382的第一输入端，峰值电流比较器382的第二输入端连接采样电阻318的第一端和功率管316的源极，峰值电流比较器382输出功率管的关断信号，连接至触发器361的R端。具体地：恒流计算模块384通过采样初级侧导通时间二分之一处的电压，使其与本开关周期时间内退磁时间的占比分量的乘积保持固定，并等于一个内部基准电压，则输出电流的大小只与该基准电压、采样电阻和初次级匝比相关，从而实现恒流控制，该控制方法适用DCM、CCM等各工作模式。峰值电流阈值调整模块385由误差放大器352的输出和恒流计算模块384共同控制，在输出空载或轻载条件下，将设置最小峰值电流阈值，一方面降低初次级能量的过多传递，另一方面保证退磁时间缩短后采样的稳定性。峰值电流比较器382通过比较功率管316管端采样电阻318的压降和峰值电流阈值电压，输出高低电平信号来控制功率管316的关断。

本发明所述开关电源变换器的具体控制过程为：输出信号采样保持模块351通过变压器次级线圈N_s和辅助线圈N_AUX的耦合关系，在变压器退磁阶段，从辅助线圈N_AUX采样表示次级线圈N_s电压的反馈信号341并保持；采样信号341与第一基准电压V_{th_EA}经过误差放大器352放大，误差放大器352的输出信号V_COMP将作为调制信号控制电源变换器的开触发条件、开关频率、原级峰值电流阈值和线缆压降补偿等，实现V_COMP电压的高低与电源转换器输出功率的线性对应关系。此处，误差放大器352的输出信号V_COMP与锯齿信号经PWM比较器358进行调制，产生PWM信号控制功率管316的导通。

所述输出信号采样保持模块351的采样和保持动作每个开关周期完成一次。采样信号与输出电压的对应关系有下式所示；

V_FB＝k*V_AUX＝k*N*(V_OUT+V_D)；

其中，V_FB表示第一基准电压V_{th_EA}，V_AUX表示辅助线圈N_AUX的电压，V_D表示第一整流二极管320的电压。

所述锯齿信号发生器356的波形函数设定了高阶函数曲线，对应功率传递函数高阶V_COMP系数，即实现输出功率与V_COMP的一阶线性关系。当ON信号为高电平时，功率管316打开，同时ON信号将复位锯齿信号发生器356，当功率管采样电阻318的电压达到预设的基准电平时，触发器361被复位，ON信号变成低电平，功率管316关断。在本发明的一个具体实施例中，PWM比较器358的输出作为高时功率管打开条件之一。

退磁检测比较器372比较反馈信号341与第二基准电压V_{th_Demag}，退磁检测比较器372的输出高电平脉宽长度表示为退磁时间，其退磁时间长度将被退磁时间保持迭代模块374进行保持。

定时模块373用来设定电源转换器CCM工作时的开关频率。在本发明的一个具体实施例中，在每一个开关周期内，当ON信号从低电平变成高电平时开始记时，定时模块373输出一个低电平信号，记时时间达到一个固定设置的时间长度t_cont后，定时模块373输出一个高电平信号并维持，直到下一个新的开关周期。

退磁时间保持迭代模块374比较本周期退磁时间t_dem与前一个周期退磁时间t`_dem的关系，并根据定时模块373在完成t_cont记时后触发D触发器376的输出信号进行迭代计算，并置位退磁结束标志信号377。在本发明的一个具体实施例中，退磁结束标志信号377为高时，表示本周期退磁结束，作为功率管316打开的第二个条件。

如图4所示，为本发明实施例中系统工作模式随输入线电压变化的示意图。输入线电压410变化时，功率管开启时间T_ON也随之发生变化。满足公式：

V_IN*T_ON＝L_P*ΔI_P；

其中，V_IN是输入线电压，T_ON是原级侧功率管导通时间，L_P是变压器原级侧电感，ΔI_P是原级侧电流变化量。根据公式，T_ON与V_IN呈反比关系，当输入线电压V_IN变小时，T_ON时间将变长，当T_ON+T_Demag>T_cont时，表示系统工作频率下降，为了维持频率不变，退磁时间保持和迭代组件374将根据T_ON+T_Demag与T_cont的大小关系增加或减少退磁时间，使得T_ON+T_Demag≈T_cont，则系统随之进入CCM工作模式。

如图4中450所示，在工作模式从DCM进入到CCM过程中，Δt时间逐渐缩短，最终会在一个设定时间内正负变化。这个时间差量可以作为开关系统频率动态变化量，能提高电源转化系统的EMI性能，该时间差量可以通过退磁时间保持和迭代组件374的最小迭代步进设置。

如图5所示，为本发明实施例中系统工作模式随负载变化的示意图，其中ILOAD为负载324的电流。当输出功率变化时，T_ON与T_Demag将同时发生变化，类同上述讨论，退磁时间保持和迭代模块374逐周期改变T_Demag的时间量，使得T_ON+T_Demag与T_cont在设定的误差范围内。

退磁时间保持和迭代模块374的迭代计算过程分为几个阶段。

当(t_cont-t_ON)≥t_dem且(t_cont-t_ON)≥t`<sub>dem</sub>时，在本周期退磁结束后将t<sub>dem</sub>赋值给t`_dem，并置退磁结束标志；

当(t_cont-t_ON)>t_dem且(t_cont-t_ON)<t`<sub>dem</sub>时，在本周期退磁结束后将t<sub>dem</sub>赋值给t`_dem，并置退磁结束标志；

当(t_cont-t_ON)<t_dem且(t_cont-t_ON)>t`<sub>dem</sub>时，在本周期退磁过程到达t`_dem时，退磁时间保持和迭代组件374输出高电平，在本周期退磁过程到达t_cont时，置退磁结束标志，并将t`<sub>dem</sub>+Δt`_dem赋值给t`<sub>dem</sub>，在本发明的一个具体实施例中，Δt`_dem表示迭代计算最小步进。

当(t_cont-t_ON)<t_dem且(t_cont-t_ON)<t`<sub>dem</sub>时，在本周期退磁过程到达t<sub>cont</sub>时，退磁时间保持和迭代模块374输出保持低电平，在本周期退磁过程到达t`_dem时，置退磁结束标志，并将t`<sub>dem</sub>-Δt`_dem赋值给t`_dem。

如图6所示，为电源变换系统300中的CCM模式开关控制的流程图。该示图仅仅是示例，本领域技术人员将认识到许多变体、修改或替换。

CCM模式开关控制至少包括：

步骤610：用于控制开关动作的环路控制信号导通条件满足；

步骤620：功率管导通；同时进行步骤630和步骤650；

步骤630：恒流及峰值电流设定；步骤650：定时；

步骤640：功率管关断；

步骤660：退磁过程；

步骤670：判断导通和退磁时间是否大于设定的定时时间；

如大于定时时间，则进行步骤690：退磁过程到达上一次退磁时间，结束本次退磁时间迭代后保存；

如否则进行步骤680：退磁结束。

在本发明的一个具体实施例中，当PWM比较器358输出的PWM信号和退磁结束标志信号377同时为高电平时，产生功率管开启信号，该信号被送入触发器361进行锁存，直到功率管关断信号到来时被复位。再此阶段内，功率管处于导通状态。

功率管的关断信号由峰值电流比较器382产生。在功率管导通阶段，当原级侧流过的电流在采样电阻318产生的压降大于峰值电流阈值调整模块385设定的阈值时，峰值电流比较器382产生高电平脉冲，复位触发器361，原级侧功率管关断，此后电源系统进入退磁阶段。

峰值电流阈值调整模块385的阈值电压由误差放大器352的输出及恒流计算模块384设置。在本发明的一个具体实施例中，电流阈值与V_COMP呈线性对应关系，当输出功率减小时，V_COMP电压降低，电流阈值降低；当输出功率增加时，V_COMP电压升高，电流阈值升高；电流阈值的低门限需满足电源转换器空载条件下系统采样的稳定性，而电流阈值的高门限由恒流计算模块384来控制。

原级侧中值电流采样模块383和恒流计算模块384构成恒流阈值控制环路，根据输出电流公式：

I_S＝N*I_P；

其中，I_S1和I_S0为退磁开始和结束时刻的次级电流，T_DEM为退磁时间，T_SW为开关周期，N为匝数比，I_P1和I_P0为原级侧峰值电流和初始电流，R_CS为原级侧电流采样电阻，V_CSmid为1/2导通时刻的采样电阻R_CS的压降，具体如图7所示。将

设为与内部基准相等时，即满足DCM和CCM输出恒流控制，次级输出恒流值只与基准电压、匝比及原级侧采样电阻相关。原级侧中值电流采样模块383用以采样1/2导通时刻的采样电阻R_CS的压降，与开关周期和退磁时间组合运算，限定电流阈值的高门限。

如上面讨论并且在此进一步强调的，图3仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、修改或替换。例如，功率管316采用的MOS晶体管可由双极型晶体管816替代，如图8所示。

Claims (5)

1.一种开关电源变换器的控制电路，其特征是：所述开关电源变换器的控制电路（300）包括输出信号采样保持模块（351）、误差放大器（352）、锯齿信号发生器（356）、PWM比较器（358）、退磁检测比较器（372）、定时模块（373）、退磁时间保持迭代模块（374）、原级侧中值电流采样模块（383）、恒流计算模块（384）、峰值电流比较器（382）、触发器（361）和驱动模块（362）；

所述输出信号采样保持模块（351）的输入端连接变压器辅助线圈N_AUX的采样端，输出信号采样保持模块（351）的输出端连接误差放大器（352）的第一输入端，误差放大器（352）的第二输入端连接第一基准电压V_{th_EA}，误差放大器（352）的输出信号V_COMP连接至PWM比较器（358）的第一输入端，PWM比较器（358）的第二输入端连接锯齿信号，PWM比较器（358）输出PWM信号，PWM信号连接与门（360）的第一输入端，与门（360）的第二输入端连接退磁结束标志信号（377），与门（360）的输出端连接触发器（361）的S端，触发器（361）的R端连接功率管的关断信号，触发器（361）的Q端连接驱动模块（362）的输入端，驱动模块（362）输出的ON信号连接功率管的栅极，功率管的源极连接采样电阻（318）的一端，采样电阻（318）的另一端接地，功率管的漏极连接变压器初级线圈N_p；

所述锯齿信号发生器（356）的输入端连接驱动模块（326）输出的ON信号，锯齿信号发生器（356）输出锯齿信号连接至PWM比较器（358）的第二输入端；

所述退磁检测比较器（372）的第一输入端连接变压器反馈信号（341），退磁检测比较器（372）的第二输入端连接第二基准电压V_{th_Demag}，退磁检测比较器（372）的输出端连接退磁时间保持迭代模块（374）的第一输入端；

所述定时模块（373）的输入端连接ON信号，定时模块（373）输出端分别连接退磁时间保持迭代模块（374）的第二输入端和D触发器（376）的CP端，D触发器（376）的D端连接退磁时间保持迭代模块（374）的输出端，D触发器（376）的Q端连接至退磁时间保持迭代模块（374）；

所述退磁时间保持迭代模块（374）的第二输入端连接ON信号，退磁时间保持迭代模块（374）输出退磁结束标志信号（377）；

所述原级侧中值电流采样模块（383）输入端连接采样电阻（318）的第一端和功率管的源极，原级侧中值电流采样模块（383）的输出端连接恒流计算模块（384）的第一输入端，恒流计算模块（384）的第二输入端连接ON信号，恒流计算模块（384）的第三输入端连接退磁结束标志信号（377），恒流计算模块（384）的输出端连接峰值电流阈值调整模块（385）的第一输入端，峰值电流阈值调整模块（385）的第二输入端连接误差放大器（352）的输出信号V_COMP，峰值电流阈值调整模块（385）的输出端连接峰值电流比较器（382）的第一输入端，峰值电流比较器（382）的第二输入端连接采样电阻（318）的第一端和功率管的源极，峰值电流比较器（382）输出功率管的关断信号，连接至触发器（361）的R端。

2.如权利要求1所述的开关电源变换器的控制电路，其特征是：所述功率管采用MOS晶体管或双极型晶体管。

3.如权利要求1所述的开关电源变换器的控制电路，其特征是：所述误差放大器（352）的输出信号V_COMP连接电容（355）的一端和补偿模块（357）的一端，电容（355）的另一端接地，补偿模块（357）的另一端连接输出信号采样保持模块（351）的输入端。

4.如权利要求1所述的开关电源变换器的控制电路，其特征是：所述开关电源包括变压器的初级线圈N_p、次级线圈N_s和辅助线圈N_AUX，初级线圈N_p的一端连接交流整流后的电压，初级线圈N_p的另一端连接功率管的漏极；次级线圈N_s的一端连接第一整流二极管（320）的正极，第一整流二极管（320）的负极分别连接滤波电容（322）的第一端和负载（324）的第一端，次级线圈N_s的另一端分别连接滤波电容（322）的第二端和负载（324）的第二端；辅助线圈N_AUX的一端分别连接第一电阻（340）的第一端、第二整流二极管（344）的正极，第二整流二极管（344）的负极连接储能电容（345）的第一端，储能电容（345）的第二端接地，辅助线圈N_AUX的另一端连接第二电阻（342）的第一端，第二电阻（342）的第二端连接第一电阻（340）的第二端，辅助线圈N_AUX的另一端接地；所述第一电阻（340）的第二端和第二电阻（342）的第二端为反馈信号（341）的采样端。

5.一种开关电源变换器的控制方法，其特征是：

开关电源变换器的控制电路包括输出信号采样保持模块、误差放大器、锯齿信号发生器、PWM比较器、退磁检测比较器、定时模块、退磁时间保持迭代模块、原级侧中值电流采样模块、恒流计算模块、峰值电流比较器、触发器和驱动模块；

所述输出信号采样保持模块通过变压器次级线圈和辅助线圈的耦合关系，在变压器退磁阶段，从辅助线圈采样表示次级线圈电压的反馈信号并保持；采样信号与第一基准电压经过误差放大器放大，误差放大器的输出与锯齿信号进行调制，产生PWM信号控制功率管的导通；所述驱动模块实现电平转换，将PWM弱信号转换为强信号，驱动功率管；

所述退磁检测比较器通过反馈信号与第二基准电压的大小关系，逐周期检测实际退磁时间长度，其输出信号被送入退磁时间保持迭代模块进行计算；

所述峰值电流比较器通过比较功率管端采样电阻的压降和峰值电流阈值电压，输出高低电平信号来控制功率管的关断；

所述峰值电流阈值电压由误差放大器的输出和恒流控制模块共同控制，取两者的最小值，在输出空载或轻载条件下，将设置最小峰值电流阈值；

所述恒流控制模块采样初级侧导通时间二分之一处的电压，乘以退磁时间对开关周期的占比系数，来调整峰值电流阈值实现各工作模式的恒流控制；

所述定时模块设定系统最高开关频率，在一个开关周期内，如果导通时加上退磁时间小于定时设定时间，则系统工作在DCM模式，如果导通时间加上退磁时间大于定时设定时间，则系统将自动调节退磁时间长短，使得导通时间加上退磁时间等于定时设定时间，系统进入CCM模式；

所述退磁时间保持迭代模块保持上一次开关过程中退磁时间，并根据定时模块和环路控制量迭代计算出下一次开关过程退磁时间长度并保持，当下一次退磁过程到达保持的退磁时间长度后，退磁时间保持迭代模块将发出退磁结束信号；当退磁时间保持迭代模块将发出退磁结束信号时，如果系统即刻进入下一次开关周期，则该退磁时间被用来迭代计算并保持；如果系统延时一段时间后进入下一次开关周期，则实际的退磁时间被用来迭代计算并保持；

当退磁时间保持迭代模块保持的退磁时间长度小于变压器次级侧线圈退磁到零电流时间时，开关电源的工作模式将从DCM工作模式进入到CCM工作模式，此后的退磁时间将被逐周期迭代控制。

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