CN110768533B - 电源控制器与相关的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明的一实施例提供一种控制方法，适用于一开关式电源供应器，其转换一线电压，以输出一输出电压。该控制方法包含有：检测该线电压；比较该线电压与一下限电压；以及，当该线电压低于该下限电压时，产生一控制信号，用以增加该开关式电源供应器提供该输出电压的一功率转换。

Description

电源控制器与相关的控制方法
技术领域
本发明大致关于开关式电源供应器的控制方法与电源控制器，尤其是关于采用初级控制的开关式电源供应器。
背景技术
电源供应器几乎是所有电子产品所必备的装置。举例来说，电源供应器可以将交流市电转换为电子产品的主要电路(core circuit)所需要的电源规格。在所有的电源供应器当中，开关式电源供应器具有转换效率佳以及产品体积小的优点，因此广受本领域的普遍采用。
开关式电源供应器一般是先将交流市电整流为一线电压，然后才将线电压转换为输出电压，以符合负载所需要的额定电压或是额定电流。当负载为重载时，线电压可能因为交流市电的变化，而具有相对的纹波(ripple)。因为线电压纹波的存在以及系统控制带宽的限制，输出电压可能产生过大的纹波，而无法满足输出电压规格要求。
发明内容
本发明的一实施例提供一种控制方法，适用于一开关式电源供应器，其转换一线电压，以输出一输出电压。该控制方法包含有：检测该线电压；比较该线电压与一下限电压；以及，当该线电压低于该下限电压时，产生一控制信号，用以增加该开关式电源供应器提供该输出电压的一功率转换。
本发明的一实施例提供一种电源控制器，适用于一开关式电源供应器，其转换一线电压，以输出一输出电压。该电源控制器包含有一反馈端以及一低线电压补偿电路。该反馈端通过一电阻连接至一辅助绕组。该低线电压补偿电路通过该反馈端检测该输出电压，比较该线电压与一下限电压，以及，当该线电压低于该下限电压时，产生一控制信号。该控制信号用以增加该开关式电源供应器提供该输出电压的一功率转换。
附图说明
图1为一开关式电源供应器。
图2A显示电源控制器12a。
图2B显示图1采用电源控制器12a时，图1中的一些信号波形图。
图3显示依据本发明所实施的一电源控制器42a。
图4显示图3中的低线电压补偿电路80a。
图5显示采用电源控制器42a时，图1中的一些信号波形图。
图6A与图6B分别显示依据本发明所实施的电源控制器42b与42c。
图7显示图6A与图6B中的低线电压补偿电路80b。
图8显示图1采用电源控制器42b或42c时，图1中的一些信号波形图。
图9显示依据本发明所实施的电源控制器42f。
图10显示当采用电源控制器42f时，图1中的一些信号波形图。
图11A、图11B与图11C分别显示依据本发明所实施的电源控制器42d、42g、与42e。
图12显示图11C中的低线电压补偿电路80c。
具体实施方式
在本说明书中，有一些相同的符号，其表示具有相同或是类似的结构、功能、原理的组件，且为本领域具有一般知识能力者可以依据本说明书的教导而推知。为说明书的简洁度考虑，相同的符号的组件将不再重述。
图1为一开关式电源供应器10，其具有返驰式架构。开关式电源供应器10中，桥式整流器BD将交流市电VAC整流为线电压VLINE。电源控制器12，其可以是一集成电路，提供驱动信号SDRV，用以开启或是关闭功率开关20，控制变压器的储能与释能。变压器具有主绕组PRM、辅助绕组AUX、以及次级绕组SEC。功率开关20开启时，线电压VLINE使主绕组PRM储能；功率开关20关闭时，次级绕组SEC释能，通过次级的整流电路，产生输出电压VOUT，对负载18供电。
电源控制器12的电流检测端CS连接到电阻RCC，其连接到电流检测电阻RCS与功率开关20之间的连接点。电流检测端CS上的电流检测信号VCS可以代表流经主绕组PRM的电感电流IPRM。
开关式电源供应器10采用初级控制。电源控制器12通过反馈端FB，来检测输出电压VOUT，据以产生补偿信号VCOMP，来决定功率开关20的开启时间TON、关闭时间TOFF、以及开关频率fSW。如同图1所示，分压电阻14与16串接于辅助绕组AUX的两端之间，分压电阻14与16之间的连接点连接到反馈端FB，提供反馈电压VFB。电源控制器12的补偿端COM连接有补偿电容CCOM，其上具有补偿信号VCOMP。
请参考图2A与图2B。图2A显示电源控制器12a，其可取代图1中的电源控制器12。图2B显示图1采用电源控制器12a时，图1中的一些信号波形图。
驱动信号SDRV决定功率开关20导通时的开启时间TON与关闭时的关闭时间TOFF。一开关周期TSW由一个开启时间TON与一个关闭时间TOFF所组成，如同图2B所示。随着开启时间TON的持续，电感电流IPRM线性的增加，因此电流检测信号VCS也随之上升。
图2A中的开启时间控制器66依据补偿信号VCOMP以及电流检测信号VCS，决定开启时间TON的长度。开启时间控制器66中的衰减器(attenuator)68将补偿信号VCOMP衰减，而提供另一个补偿信号VCOMP-ANT。举例来说，衰减器68具有两个电阻，串联于补偿端COM与接地线之间，而两个电阻之间的连接点提供了补偿信号VCOMP-ANT。当电流检测信号VCS超过了补偿信号VCOMP-ANT时，比较器70重设了SR触发器72，使得PWM信号SPWM跟驱动信号SDRV为逻辑上的0，结束了开启时间TON，如同图2B中的驱动信号SDRV与电流检测信号VCS的波形所示。
图2B中的次级电流ISEC的波形显示，在关闭时间TOFF一开始时，次级绕组SEC开始释能，而次级电流ISEC随着时间而线性递减。在放电时间TDMG结束后，次级绕组SEC释能完毕，次级电流ISEC变成0A。
图2A中的频率产生器74，举例来说可以是一个振荡器，依据补偿信号VCOM，周期性的设定(set)SR触发器72，结束关闭时间TOFF，开始开启时间TON。举例来说，在图2B中，频率产生器74在时间点tNXT设定了SR触发器72，开始了另一个开启时间TON。
图2B也显示了绕组电压VAUX的波形。在开启时间TON时，绕组电压VAUX为一个负值，反映线电压VLINE。在放电时间TDMG内，绕组电压VAUX为一个正值，反映输出电压VOUT。在放电时间TDMG之后，因为初级的主绕组PRM与功率开关20所形成的电感电容振荡电路开始振荡，所以绕组电压VAUX产生了振荡波形，直到时间点tNXT，也就是下一个开启时间TON开始时。
图2A的电源控制器12a具有一电压箝制器65，当绕组电压VAUX为负值时，提供反馈电流IFB，使反馈电压VFB大约维持在0V。如同图2B所示，反馈电压VFB的波形大约是与绕组电压VAUX的波形中大于0V的部分成比例，而反馈电流IFB大约是与绕组电压VAUX的波形中小于0V的部分成比例。
取样保持电路62，如同图2B所示，在放电时间TDMG内的一取样时间点tS/H，对反馈电压VFB取样，产生检测电压VS/H。由先前所述的内容可知，放电时间TDMG内的反馈电压VFB大约可以代表输出电压VOUT。因此，取样保持电路62等同从反馈端FB检测输出电压VOUT，产生检测电压VS/H。
跨导器64比较检测电压VS/H与参考电压VREF。依据检测电压VS/H与参考电压VREF之间的差，跨导器64产生电流，对补偿电容CCOM充电或是放电，建立补偿信号VCOMP。如同先前所述的，检测电压VS/H可以代表输出电压VOUT，所以跨导器64等同于把输出电压VOUT，来跟参考电压VREF所对应的一目标电压做比较，据以产生补偿信号VCOMP。
当输出电压VOUT被控至于约等于目标电压时，检测电压VS/H大约等于参考电压VREF，补偿信号VCOMP大约维持不变。
因为带宽的限制，电源控制器12a可能无法有足够快的速度，弥补线电压VLINE的纹波对于输出电压VOUT所造成的影响。当线电压VLINE过低而导致传输至次级的能量不足时，初级控制使得电源控制器12a无法实时地得知输出电压VOUT的降落。因此，线电压VLINE的纹波便可能导致了输出电压VOUT的纹波。过大的输出电压VOUT纹波，无法满足输出电压规格要求。
图3显示电源控制器42a，在一依据本发明的实施例中，可取代图1中的电源控制器12。图4显示图3中的低线电压补偿电路80a。图5显示采用电源控制器42a时，图1中的一些信号波形图。
图3中的电源控制器42a与图2A中的电源控制器12a有许多相同与相似之处，其可从先前针对电源控制器12a的介绍得知，不再赘述。
不同于电源控制器12a，电源控制器42a没有电压箝制器65，但具有低线电压补偿电路80a。低线电压补偿电路80a具有两个主要的功能：检测线电压VLINE；以及，当发现线电压VLINE过低时，拉低反馈电压VFB，产生一个比较低的检测电压VS/H。因此，使用电源控制器42a的开关式电源供应器10，会认为输出电压VOUT不足，开始增加对输出电压VOUT的功率转换。如此，线电压VLINE过低就可能不会造成输出电压VOUT的降落，可能可以减少输出电压VOUT的纹波。
图4中，电压箝制器82可使得反馈电压VFB大约不小于0V。当绕组电压VAUX为负值时，电压箝制器82提供电流IB1，使反馈电压VFB大约维持在0V。电流IB1经过两个电流镜CM1与CM2的映射，产生了电流IB2。电流源ILV提供参考电流ILV-REF。参考电流ILV-REF没有变成电流IB2的部分，成为了电流IDIF。电流IDIF只有在电流IB2小于参考电流ILV-REF时才会出现，且当电流IB2大于参考电流ILV-REF时，电流IDIF为0A。当绕组电压VAUX为负值，电流IDIF可以表示如下的公式(I)：
IDIF＝ILV-REF–IB2
＝ILV-REF–K1*IB1
＝ILV-REF–K2*VLINE
＝K2*(VL-REF–VLINE)……………………(I)
其中，K1与K2都是常数，由整个系统组件参数所决定；下限电压VL-REF大约也是定值，可由参考电流ILV-REF所决定。
在开启时间TON时，取样保持电路SH2连接NMOS晶体管MN1与MN2的二栅极。在开启时间TON结束的瞬间时，取样保持电路SH2断开NMOS晶体管MN1与MN2的二栅极，并保持住NMOS晶体管MN2的栅电压。本发明中，取样保持电路SH2并不限于在开启时间TON结束的瞬间才开始保持NMOS晶体管MN2的栅电压。在一些实施例中，取样保持电路SH2可以在开启时间TON内任何时间开始保持NMOS晶体管MN2的栅电压，只要电流IDIF大约稳定地表示下限电压VL-REF与线电压VLINE之差。因此，当绕组电压VAUX为正值时，偏压电流IBIAS大致跟绕组电压VAUX为负值时的电流IDIF成比例。偏压电流IBIAS可以表示如下的公式(II)：
IBIAS＝K3*(VL-REF–VLINE)………(II)
其中，K3是常数，由整个系统组件参数所决定。从公式(II)可知，偏压电流IBIAS，作为一种控制信号，与下限电压VL-REF与线电压VLINE之差成比例。
图5显示图1采用电源控制器42a时，图1中的一些信号波形图。为了比较上的方便，图5中的反馈电压VFB的波形上，复制有图2B中的反馈电压VFB的波形，其以虚线表示。假定在图5中的开启时间TON结束的时间点tTG，线电压VLINE开始小于下限电压VL-REF。因此，在放电时间TDMG内，反馈电流IFB为一负值，表示从反馈端FB流入偏压电流IBIAS。偏压电流IBIAS流过图1中的分压电阻14与16，因此降低了反馈电压VFB，也拉低了在取样时间点tS/H时产生的检测电压VS/H。从取样时间点tS/H开始，检测电压VS/H变的比参考电压VREF低。如同图5所示，补偿信号VCOMP-ANT将在取样时间点tS/H后，随着图3中的跨导器64对补偿电容CCOM持续充电而上升。在时间点tNXT之后的开关周期，因为比较高的补偿信号VCOMP-ANT，功率转换将会比较大，比较可以维持输出电压VOUT不降落。因此可能可以减少输出电压VOUT的纹波。
图6A与图6B分别显示电源控制器42b与42c，在依据本发明的实施例中，各自都可取代图1中的电源控制器12。电源控制器42b与42c与图3中的电源控制器42a有许多相同与相似之处，其可从先前针对电源控制器42a的介绍得知，不再赘述。电源控制器42b具有一加法器，连接于取样保持电路62与跨导器64之间。电源控制器42c具有另一加法器，连接于参考电压VREF与跨导器64之间。
低线电压补偿电路80b检测线电压VLINE，并在发现线电压VLINE低于下限电压VL-REF时，提供修正电压Vm。当线电压VLINE高于下限电压VL-REF时，修正电压Vm为0V。在图6A中，修正电压Vm降低检测电压VS/H；在图6B中，修正电压Vm增加参考电压VREF。
图7显示图6A与6B图中的低线电压补偿电路80b。图7中的低线电压补偿电路80b跟图4中的低线电压补偿电路80a的相同与相似之处，可以从先前对于低线电压补偿电路80a的介绍得知，不再赘述。图7的低线电压补偿电路80b所产生的修正电压Vm，可以推导表示成如下的公式(III)
Vm＝K4*IBIAS＝K5*(VL-REF–VLINE)…(III)
其中，K5是常数，由整个系统组件参数所决定。从公式(III)可知，修正电压Vm，作为一种控制信号，与下限电压VL-REF与线电压VLINE之差成比例。
图8显示图1采用电源控制器42b或42c时，图1中的一些信号波形图。假定在图8中的开启时间TON结束的时间点tTG，线电压VLINE开始小于下限电压VL-REF。因此，从时间点tTG开始，修正电压Vm为一正值。因为修正电压Vm对检测电压VS/H或参考电压VREF的修正，补偿信号VCOMP-ANT从时间点tTG开始增加，如同图8所示。在时间点tNXT之后的开关周期，因为比较高的补偿信号VCOMP-ANT，功率转换将会比较大，比较可以维持输出电压VOUT不降落。因此可能可以减少输出电压VOUT的纹波。
图9显示电源控制器42f，在一依据本发明的实施例中，可取代图1中的电源控制器12。图9中的电源控制器42f与图6B中的电源控制器42c有许多相同与相似之处，其可从先前针对电源控制器42c的介绍得知，不再赘述。
低线电压补偿电路80b检测线电压VLINE，并在发现线电压VLINE低于下限电压VL-REF时，提供修正电压Vm。当线电压VLINE高于下限电压VL-REF时，修正电压Vm为0V。在图9中，开启时间控制器86f有一加法器，连接于补偿端COM与衰减器68之间。在发现线电压VLINE低于下限电压VL-REF时，低线电压补偿电路80b提供修正电压Vm，用以增加衰减器68的输入，所以也间接地增加了补偿信号VCOMP-ANT。
图10显示当采用电源控制器42f时，图1中的一些信号波形图。假定在图10中的开启时间TON结束的时间点tTG，线电压VLINE开始小于下限电压VL-REF。因此，从时间点tTG开始，修正电压Vm为一正值。造成补偿信号VCOMP-ANT在时间点tTG有一个步阶式的增加，如同图10所示。在时间点tNXT之后的开关周期，因为比较高的补偿信号VCOMP-ANT，功率转换将会比较大，比较可以维持输出电压VOUT不降落。因此可能可以减少输出电压VOUT的纹波。
图11A与图11B分别显示电源控制器42d与42g，在一依据本发明的实施例中，均可取代图1中的电源控制器12。电源控制器42d与42g与图6B中的电源控制器42c有许多相同与相似之处，其可从先前针对电源控制器42c的介绍得知，不再赘述。电源控制器42d与42g都可能可以使得相对应的开关式电源供应器减少输出电压VOUT的纹波。
在图11A中，开启时间控制器86d有一加法器，连接于衰减器68与比较器70之间。在图11B中，开启时间控制器86g有一加法器，连接于电流检测端CS与比较器70之间。在图11A中，在发现线电压VLINE低于下限电压VL-REF时，低线电压补偿电路80b提供修正电压Vm，用以直接增加补偿信号VCOMP-ANT。在图11B中，低线电压补偿电路80b所提供修正电压Vm，用以减少电流检测信号VCS。
图11C显示电源控制器42e，在一依据本发明的实施例中，可取代图1中的电源控制器12。图12显示图11C中的低线电压补偿电路80c。电源控制器42e与图11B中的电源控制器42g有许多相同与相似之处，其可从先前针对电源控制器42g的介绍得知，不再赘述。低线电压补偿电路80c跟图4中的低线电压补偿电路80a有许多相同与相似之处，其可从先前针对低线电压补偿电路80a的介绍得知，不再赘述。
在图11C中的电源控制器42e，操作上与功效上，等同于图11B中的电源控制器42g。开启时间控制器86e中的电流检测端CS，连接到低线电压补偿电路80c。在发现线电压VLINE低于下限电压VL-REF时，低线电压补偿电路80c提供下拉的偏压电流IBIAS，用以减少电流检测信号VCS。偏压电流IBIAS流经图1中的电阻RCC，通过电流检测端CS进入电源控制器42e，等于降低了电流检测信号VCS。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。
【符号说明】
10 开关式电源供应器
12、12a 电源控制器
14、16 分压电阻
18 负载
20 功率开关
42a、42b、42c、42d、42g、42e、42f 电源控制器
62 取样保持电路
64 跨导器
65 电压箝制器
66 开启时间控制器
68 衰减器
70 比较器
72 SR触发器
74 频率产生器
80a、80b、80c 低线电压补偿电路
82 电压箝制器
86d、86e、86f、86g 开启时间控制器
AUX 辅助绕组
BD 桥式整流器
CCOM 补偿电容
CM1、CM2 电流镜
COM 补偿端
CS 电流检测端
FB 反馈端
IB1、IB2 电流
IBIAS 偏压电流
IDIF 电流
IFB 反馈电流
ILV-REF 参考电流
ILV 电流源
IPRM 电感电流
ISEC 次级电流
MN1、MN2 NMOS晶体管
PRM 主绕组
RCC 电阻
RCS 电流检测电阻
SDRV 驱动信号
SEC 次级绕组
SH2 取样保持电路
SPWM PWM信号
tNXT 时间点
tS/H 取样时间点
tTG 时间点
TDMG 放电时间
TOFF 关闭时间
TON 开启时间
TSW 开关周期
VAC 交流市电
VAUX 绕组电压
VCOMP、VCOMP-ANT 补偿信号
VCS 电流检测信号
VFB 反馈电压
VLINE 线电压
Vm 修正电压
VOUT 输出电压
VREF 参考电压
VS/H 检测电压

Claims (8)

1.一种控制方法，适用于一开关式电源供应器，其转换一线电压，以输出一输出电压，该控制方法包含有：
检测该线电压；
比较该线电压与一下限电压；以及
当该线电压低于该下限电压时，产生一控制信号，用以增加该开关式电源供应器提供该输出电压的一功率转换，
该控制方法还包含有：
检测该输出电压，以产生一检测电压；
比较该检测电压与一参考电压，以产生一补偿信号；以及
其中，当该线电压低于该下限电压时，执行下列二步骤其中之一：
依据该控制信号降低该检测电压；以及
依据该控制信号增加该参考电压。
2.如权利要求1的该控制方法，其中，该控制信号与该下限电压与该线电压之差成比例。
3.如权利要求1的该控制方法，该开关式电源供应器包含有一功率开关，该控制方法还包含有：
比较该补偿信号以及一电流检测信号，以决定该功率开关的一开启时间，其中该电流检测信号代表流经该开关式电源供应器中的一主绕组的一电感电流。
4.如权利要求1的该控制方法，还包含有：
提供一脉冲宽度调制信号，用以控制一功率开关的一开启时间与一关闭时间；以及
于该开启时间内的一预设时间，开始保持该控制信号。
5.如权利要求4的该控制方法，其中，该预设时间为该开启时间结束时。
6.一种电源控制器，适用于一开关式电源供应器，其转换一线电压，以输出一输出电压，该电源控制器包含有：
一反馈端，通过一电阻连接至一辅助绕组；
一低线电压补偿电路，通过该反馈端检测该线电压，比较该线电压与一下限电压，以及，当该线电压低于该下限电压时，产生一控制信号；
其中，该控制信号用以增加该开关式电源供应器提供该输出电压的一功率转换，
该电源控制器还包含有：
一跨导器，通过该反馈端检测该输出电压以产生一检测电压，比较该检测电压与一参考电压，以产生一补偿信号；
其中，当该线电压低于该下限电压时，该控制信号用以降低该检测电压，或增加该参考电压。
7.如权利要求6的该电源控制器，其中，该电源控制器提供一脉冲宽度调制信号，用以控制一功率开关的一开启时间与一关闭时间，该电源控制器，该电源控制器还包含有：
一开启时间控制器，依据该补偿信号以及一电流检测信号，以决定该开启时间；
其中，该检测电压代表该输出电压；
该电流检测信号代表流经一主绕组的一电感电流；且
该控制信号用以降低该电流检测信号，或增加该补偿信号。
8.如权利要求6的该电源控制器，其中，该电源控制器提供一脉冲宽度调制信号，用以控制一功率开关的一开启时间与一关闭时间，且该低线电压补偿电路包含一取样保持电路，于该开启时间内的一预设时间，开始保持该控制信号。
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