CN102130593A - 用于谐振变换器的充电模式控制设备 - Google Patents

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Abstract

本发明描述一种用于谐振变换器的充电模式控制设备；变换器包括适于驱动谐振负载的开关电路。谐振负载包括至少一个变压器，变压器具有至少一个初级绕组及至少一个次级绕组，变换器适于将输入信号变换为输出信号；开关电路包括第一和第二开关的至少一个半桥，半桥的中间点连接至谐振负载。控制设备包括第一、第二及第三装置，第一装置适于对表示初级绕组中流动的电流的信号进行整流，第二装置适于至少对整流后的信号进行积分及根据积分后的信号产生开关电路的至少一个控制信号，第三装置适于发送复位命令至第二装置，以使得在积分后的信号达到或者超过第一信号的瞬间和表示初级绕组中流动的电流的信号的下一个过零点瞬间之间的时间段上禁止操作。

Description

用于谐振变换器的充电模式控制设备
技术领域
本发明涉及一种用于谐振变换器的充电模式控制设备。
背景技术
在现有技术中已知强制开关变换器(开关变换器)，其具有用于对其进行控制的设备。谐振变换器是强制开关变换器其中的一大类，其特征在于存在谐振电路，该谐振电路在确定输入-输出功率流方面起着积极的作用。在这些变换器中，由直流电压供电的包括4(2)个功率开关(典型地为功率MOSFET)的桥(半桥)产生电压方波，该电压方波施加到被调谐至接近所述方波基频的频率的谐振电路。由此，由于其选择的特性，谐振电路主要响应于基频分量而忽略方波的更高次谐波。结果是，传递的功率可通过改变其占空比保持恒定在50％的方波的频率来调制。而且，根据谐振电路的配置，相关于功率流的电流和/或电压具有正弦或分段正弦的形状。
这些电压被整流以及滤波，从而向负载提供dc功率。在离线应用中，为了遵照安全性规定，通过变压器将供电至负载的整流和滤波系统耦合至谐振电路，该变压器提供电源与负载之间的隔离，这是上述提及的规定所要求的。如在所有隔离网络变换器中那样，在这种情况中，也对连接至输入电源的初级侧(涉及变压器的初级绕组)以及通过整流和滤波系统向负载提供功率的次级侧(涉及变压器的次级绕组)之间进行区分。
目前，在很多类型的谐振变换器中，所谓的LLC谐振变换器被广泛应用，特别是以其半桥形式被应用。其称谓LLC源自采用两个电感(L)和一个电容(C)的谐振电路；图1示出了LLC谐振变换器的原理示意图。谐振变换器1包括由驱动电路3驱动的位于输入电压Vin和地GND之间的晶体管Q1和Q2的半桥。在晶体管Q1和Q2之间的公共端子HB连接至电路块2，该电路块2包括串联的电容Cr、电感Ls以及与具有中间抽头次级的变压器10并联连接的另一电感Lp。变压器10的中间抽头次级的两个绕组连接至两个二极管D 1和D2的正极，两个二极管D1和D2的负极都连接至并联的电容Cout和电阻Rout；跨越并联的Cout和Rout两端的电压是谐振变换器的输出电压Vout，同时dc输出电流Iout流经Rout。
谐振变换器相较于传统的开关变换器(非谐振变换器，典型的为PWM-脉宽调制-控制)而言具有显著的优势：波形无陡峭边缘，由于其“软”开关，功率开关的开关损耗低，转换效率高(可容易地达到95％以上)，能够运行在高频，产生的EMI(电磁干扰)低，以及最后，功率密度高(即，能够建立具有在相对小的空间处理很大的功率水平的能力的变换系统)。
在大多数dc-dc变换器中，闭环、负反馈控制系统使得变换器的输出电压在改变运行条件的情况下保持恒定，运行条件即其输入电压Vin和/或输出电流Iout。这是通过将输出电压的一部分与参考电压Vref进行比较来实现的。由输出电压感测系统(通常为电阻分压器)提供的值与参考值之间的差或误差信号Er通过误差放大器放大。其输出Vc调制变换器中的量x，其中在每个开关周期期间该变换器承载的能量基本上依赖于该量x。如上所述，在谐振变换器中这样的一个重要的量是激励谐振电路的方波的开关频率。
在所有的dc-dc变换器的控制系统中，误差放大器的频率响应应当被恰当地设计以确保：
-稳定的控制环路(即，在变换器的运行条件扰动的情况下，一旦由该扰动导致的瞬态结束，输出电压倾向于恢复到接近于扰动之前的稳定状态值)；
-高的稳压性(即，输出电压在扰动之后恢复到的新的恒定值极为接近扰动之前的值)；
-好的动态性能(即，在扰动随后的瞬态期间，输出电压不会很大地偏离期望值并且瞬态本身很短)。
上述提及的控制目标可被表述为控制环路的传递函数的一些特征量，例如，带宽、相位裕度、dc增益。在dc-dc变换器中，这些目标可通过作用于误差放大器的频率响应、修改其增益以及适当地安排其传递函数的极点和零点(频率补偿)来实现。这通常通过采用包括电阻和连接至电阻的具有合适值的电容器的无源网络来实现。
但是，为了确定获得控制环路的传递函数的期望特征所需的频率补偿，必须要知晓调节器增益，即将控制电压Vc转换到控制量x的系统增益，以及变换器本身相对于量x的变动的频率响应。
调节器增益通常不依赖于频率，并且在控制集成电路中固定。
虽然dc-dc变换器由于开关动作为强非线性系统，但在合适的近似以及某种假定下，其频率响应可由与用于线性网络的方式相同的方式来描述以及表示，由此，可由以增益、零点和极点为特征的传递函数来描述以及表示。该传递函数基本上取决于变换器的拓扑，即，处理功率的元件的共同配置，取决于其运行模式，即，在每个开关周期，在磁性部件中存在连续电流流动(连续电流模式，CCM)还是不存在连续电流流动(不连续电流模式，DCM)，以及取决于由控制环路控制的量x。虽然在PWM变换器中，通常采用不同的控制方法-但传统地，在谐振变换器中，被用于控制变换器的量直接为施加至谐振电路的方波的开关频率。
在所有的用于市场上可获得的dc-dc谐振变换器的集成控制电路中，其控制直接作用于半桥的谐振频率(直接频率控制，DFC)上。图2示出了用于该类型的谐振变换器的控制系统。次级侧的误差放大器4，在其反相输入端具有输出电压Vout的一部分，在非反相输入端具有参考电压Vref，其输出通过光耦合器5传输至初级侧以确保由安全规定要求的初级-次级隔离，并且该输出作用于控制集成电路30中的电压控制振荡器(VCO)6或者电流控制振荡器(ICO)。
这种类型的控制带来两类问题。第一类涉及以下事实：不同于PWM变换器，由增益、极点和零点表述的用于谐振变换器的动态小信号模型并不已知(仅具有不可靠的实际应用的一些近似形式)。换句话说，不知晓功率级的传递函数。第二类问题涉及以下事实：根据基于仿真的研究结果，所述功率级的传递函数显示出强可变dc增益，极点的数量依赖于运行点而从一个至三个变化并且具有非常易变的位置。最后，由于输出电容，存在一个零点。
大增益变化以及高可变性极点配置导致反馈控制环路的频率补偿极为困难。这导致，实际上不可能获得在所有运行条件下的最优瞬态响应，并且需要在稳定性和动态性能之间的极大的权衡。另外，能量传递极为依赖于输入电压(音频-敏感性)，这使得控制环路不得不显著改变运行频率以补偿所述变动。由于变换器的输入电压中总是具有频率两倍于主电压的频率的交流分量，在该频率处的环路增益需要足够高以有效地抵制所述交流分量并且显著地减弱在输出电压中可见的剩余纹波。
所有的这些因素导致了问题不能被全部解决的危险，尤其是当由变换器供电的负载具有高的动态变化以及/或对于动态精确性或者响应速度或者输入纹波抵制存在严格的要求时。
最后，涉及DFC控制方法的另一个难题是开关频率对于谐振电路中的元件(Cr，Ls以及Lp)的值的敏感性。这些值由于其制造公差而具有统计学分布，并且这对保护电路的有效性产生不利影响。事实上，通常来说，为了避免变换器运行异常，应当限制控制量x。在谐振变换器的情况下，实施DFC的谐振控制器允许对半桥的操作频率进行上限和下限限制。设置这些限制应当考虑，由于上述提及的值的分布，变换器的操作频率范围将相应地改变。由此，对频率设定的最小限制应当小于作为所述范围的低端的最小值，并且最大限制应当大于作为所述范围的高端的最大值。这极大地减小了作为防止异常操作情况的手段的频率限制的有效性。
所述难题的解决包括，采用基于充电模式控制(CMC)的变换器控制，所述方法在W.Tang，F.C.Lee，R.B.Ridley以及I.Cohen的论文“Charge Control：Analysis，Modeling and Design”中第一次论述，其发表在电力电子专家会议(Power Electronics SpecialistConference)，1992.PESC’92记录，IEEE年报第23期，1992年6月29日-7月3日，页码：503-511，第1卷上。而将之应用至谐振变换器的想法则可以追溯到W.Tang，C.S.Leu以及F.C.Lee的论文“Charge control for zero-voltage-switching multi-resonant converter”中，其发表在电力电子专家会议(Power Electronics SpecialistConference)，1993.PESC’93记录，IEEE年报第24期，1993年6月20日-24日，页码：229-233。
在第一篇论文中，小信号分析显示由CMC控制的变换器的动态特性与峰值电流模式控制的系统类似，即，在半开关频率时具有一个单一的低频极点和一对复共轭极点。在峰值电流模式下，所述一对极点的阻尼系数仅依赖于占空比(当占空比高于50％时，其与已知的亚谐波不稳定性相关联)，而与峰值电流模式不同的是，在CMC控制下，这样的阻尼系数还依赖于变换器的储能电感以及负载。对亚谐波不稳定性问题的分析更困难。作为一种趋势，该不稳定性倾向于在输入电流为低值时产生，由此倾向于在变换器的负载为低值时产生。然而，在两个方法中，通过在电流斜坡中(或者在CMC的情况下在积分中)增加补偿斜坡，可解决该问题。此外，该积分过程使得CMC方法相较于峰值电流模式而言更具有噪音不敏感性。
在第二篇论文中(由Tang等发表)，公开了CMC类型的控制设备。其适于谐振正激(forward)拓扑并且由分立的形式实现：流经初级功率电路的电流通过采用电流变压器直接积分，该电流变压器具有两个输出绕组和两个分立的用于对两个串联连接的积分电容进行充电的整流系统。该系统并不完全适合被集成；另外，由于成本原因，具有变压器的电流感测系统用于大功率变换系统而不用于低功率系统。
发明内容
鉴于现有技术，本发明的目标是提供一种与现有技术不同的用于谐振变换器的充电模式控制设备。
根据本发明，所述目标通过用于谐振变换器的控制设备实现，所述变换器包括适于驱动谐振负载的开关电路，所述谐振负载包括至少一个变压器，该变压器具有至少一个初级绕组和至少一个次级绕组，所述变换器适于将输入信号变换为输出信号，所述开关电路包括第一开关和第二开关的至少一个半桥，所述半桥的中间点连接至所述谐振负载，其特征在于，所述控制设备包括第一装置、第二装置和第三装置，该第一装置适于对表示在初级绕组中流动的电流的信号进行整流，该第二装置适于对至少所述整流后的信号积分并且适于根据积分信号产生所述开关电路的至少一个控制信号，该第三装置适于发送复位命令至所述第二装置，以使得在所述积分后的信号达到或者超过第一信号的瞬间和表示初级绕组中流动的电流的信号的下一个过零点瞬间之间的时间段上禁止所述第二装置操作。
借助于本发明可提供一种用于谐振变换器的控制设备，其能够通过将变换器等效为单一极点系统(至少在与频率补偿的设计相关的频率范围内)，来允许减少变换器的动态次序，从而改进其对于负载变化的瞬态响应。
而且，通过对输入电压变化的降低的敏感性和/或更加自由地设置环路增益的可能性，所述控制设备减小了变换器的音频敏感性，从而改进其对输入电压变化的瞬态响应以及输入电压纹波的抵制。
所述控制设备还允许对变换器的操作限制进行设置而无须考虑谐振电路参数的分布，从而改进控制力度。
附图说明
本发明的特征和优点将通过下文对参考在附图中以非限制性示例来示出的实际实施例的详细描述来清楚地呈现，其中：
图1示出了根据现有技术的LLC谐振变换器的电路示意图；
图2示出了根据现有技术的可对输出电压进行调节的谐振变换器的方框示意图；
图3示出了根据本发明的具有充电模式控制设备的谐振变换器的电路示意图；
图4示出了根据本发明第一实施例的用于谐振变换器的控制设备的电路示意图；
图5示出了在图4的设备中包含的信号的一些时间图；
图6示出了图4中积分器的一些实现方式；
图7示出了根据本发明第二实施例的用于谐振变换器的控制设备的电路示意图；
图8示出了在图7的设备中包含的信号的一些时间图。
具体实施方式
图3示出了根据本发明的具有充电模式控制(CMC)控制设备100的谐振变换器的电路示意图。该变换器包括谐振负载，该谐振负载优选地包括具有初级绕组L1和次级的两个绕组L2的变压器20；初级绕组L1通过电容Cr连接至半桥的中间点HB，该中间点HB为晶体管Q1和Q2的公共端子，并且初级绕组L1直接连接至感测电阻Rs，感测电阻Rs连接至地GND。次级的两个绕组L2连接在地GND和两个相应的二极管D1和D2之间，二极管D1和D2具有连接在一起的阴极并且该阴极连接至并联的电阻Rout和电容Cout，并联的电阻Rout和电容Cout连接至地GND。晶体管Q1和Q2优选为MOS晶体管，尤其是NMOS晶体管；晶体管Q2的漏极端子与晶体管Q1的源极端子连接至一点，该点为半桥的中间点HB。电阻Rs连接在初级绕组L1的一端和地GND之间。谐振电流Ir流经初级绕组L1。
图3示出了开关电路Q1-Q2中的电流感测元件，其表示为与谐振电路Cr，20串联放置的电阻Rs，尤其是，该电阻Rs与变压器20的初级L1串联放置，从而在该电阻Rs的端子上的电压将与流经谐振电路的电流成比例。这仅为非限制性的示例，该感测也可采用提供精确表示流经谐振电路的瞬时电流的电压信号的现有技术其他方式(通过电容或电阻分压器，具有电流变压器，霍尔传感器等)实施。
谐振电流具有零平均值(由于串联电容的存在)，并且由此具有正值和负值。由此，施加至控制设备的输入的电压信号Vs将具有正值和负值。连接至该输入的电路应当至少能够承受相对于地的负电压(通常其绝对值低于1V)，而不会导致故障。
控制设备100包括第一装置110，其适于对表示谐振电流Ir的至少一个信号Vs进行积分，并且产生所述开关电路的至少一个控制信号HSGD、LSGD。设备100在其输入处具有电阻Rs端子上的电压Vs以及由块5提供的表示输出电压Vout的反馈环路的电压信号Vc或电流信号Ic；电流信号Ic或电压信号Vc是控制信号并且表示控制输出电压Vout的反馈环路，优选电流信号Ic或电压信号Vc是变换器的输出电流Iout和/或输入电压Vin的函数。
图4示出了根据本发明第一实施例的用于谐振变换器的控制设备的示意图。电压Vs(谐振电流的电压镜像)由理想的全波整流器116整流，并且产生的电压Vs’供给至可复位的积分器111的输入。通过比较器CO1，将积分器111的输出电压Vint与由变换器的输出电压Vout的控制环路产生的控制电压Vc相比较；尤其是，电压Vint在比较器的非反相输入端子，而电压Vc在反相输入端子。
比较器CO1的输出供给至J-K型触发器FF的数据输入。输入J和K由初始电路115设置以使得在第一运行周期之前，触发器FF的输出处的信号Q为高。接着，随着第一运行周期的开始，输入J和K都被设置为高逻辑电平，从而J-K型触发器起到T(Toggle：反转)型触发器的作用，由此在CO1的每个高转变时改变输出的状态。
触发器FF的输出Q连接至AND门AND1的输入，而输出
Figure BSA00000447221600091
连接至AND门AND2的输入。在门AND1和AND2的输出处的信号HSGD和LSGD是用于图3中谐振变换器的半桥的晶体管Q1和Q2的驱动信号并且可取高逻辑值或低逻辑值。
控制设备包括装置FF、CO1、118、CO2，这些装置适于发送复位命令Res至所述积分器，以使得在所述积分后的信号达到或者超过第一信号Vc的瞬间和表示初级绕组中流动的电流Ir的信号Vs的下一个过零点瞬间之间的时间段Tres上禁止积分器操作。
由上升沿或者正电平操作的积分器111的复位输入Res被连接至XOR(异或)门118的输出，该XOR(异或)门118在其输入处接收J-K触发器FF的输出Q和CP信号，CP信号是比较器CO2将电压Vs与0进行比较的输出。当CP信号和Q不一致时，信号Res为高以使得积分器111的输出Vint等于0，CP信号和Q的不一致发生在晶体管Q1和Q2的每个导通周期的初始，此时电流仍具有其在前一个开关半周期中的符号，直到极性改变为止。
由此，在谐振电流的正负半波中，系统的操作相同，在电流取与施加至谐振电路的电压相同的符号(当晶体管Q1导通时为正，当晶体管Q2导通时为负)的瞬时，积分斜坡开始。
当触发器FF的输出Q为高时，信号HVGD为高，Q1导通并且信号LSGD为低，由此Q2截止。积分器111在先前被复位由此电压Vint从0开始。当谐振电流Ir为正时，门118的输出变为低由此将积分器解锁，由此电压斜坡Vint可开始。当Vint≥Vc，比较器CO1的输出变为高并且改变触发器FF的情况；由此，输出Q与HSGD一起变为低，而输出
Figure BSA00000447221600092
变为高。
低信号HSGD立即使晶体管Q1截止，而晶体管Q2虽然在信号
Figure BSA00000447221600093
为高时应该导通，但是由于死时间产生模块112的作用，仍然会在时间Td内保持截止，死时间产生模块112包括单稳态电路MF和两个门AND1、AND2。该模块在时间Td内保持信号LSGD为低。在使Q1截止时需要该延迟，以使得节点HB(半桥的中间点)的电压变为0。通过这种方式，当晶体管Q2导通时，其漏源电压基本上为0(具体来说为稍负，其由晶体管Q2的体二极管箝位)。在使晶体管Q2截止和使晶体管Q1导通的相反转变期间显然也是如此。这就是软开关机制，其消除了导通时的开关损耗。时间Td由通过AND门设置信号HSGD和LSGD在这段时间内都为低的单稳态输出的低电平持续时间而固定。时间Td可内部固定或者通过合适的控制系统与中间点电压的转变速度相适应。
由此，在经过时间Td之后，晶体管Q2将被导通，并且谐振电流将具有与其中晶体管Q1导通的前半周期完全相同的演化，只是具有负的符号。由于整流器116，通过积分器所见的信号将与在前半周期所见的完全相同。然而，与前半周期不同的是，门118的输出变为低并由此将积分器解锁并且当Ir为负时激活电压斜坡Vint。
图4示出的积分器可通过各种方式实现。在图6中示出了一些示例。电路a)包括由电压Vs′驱动的电流发生器Is，该电流发生器Is采用根据因子α与Vs′成比例的电流对电容Ci充电。发生器Isc是进行补偿的发生器，以避免次谐波不稳定。Isc值可被固定或者依赖于控制、或更通常的为整个变换器的一个参数(例如，输入电压)。考虑到电容的本构方程，在Q1导通的时间期间，其端子上的电压Vint将与Vs′的积分成比例：
Vi ( t ) = 1 Ci ∫ 0 t [ α Vs ′ ( t ) + Isc ] dt
与电容Ci并联连接并且由信号Res控制的开关SW闭合以对电容Ci本身放电并使得其电压Vint等于0(复位功能)。
在电路a)中示出的可控电流发生器可通过电路b)中示出的运算跨导放大器实现。其跨导gm与电路a)的可控发生器的增益α相对应。在两种情况中，电容Ci优选为集成设备U1外部的组件，并且由此连接至一个特定的管脚以向用户提供对积分模块的时间常数的校准手段，该集成设备U1包括根据本发明的控制设备。
在电路c)中，具有一个运算放大器，其反相输入通过电阻R连接至电压Vs并且其非反相输入连接至固定电压Vr，该电压Vr方便地假定为0。电容Ci放置在其反相输入和输出之间以使得形成具有时间常数RCi的积分器电路。放电开关SW正如在电路a)以及b)中那样操作。如下给出Ci两端的电压Vint：
Vi ( t ) = 1 Ci ∫ 0 t [ 1 R Vs ′ ( t ) + Isc ] dt
并且由此确定与其他电路类似的操作。
由于在Q1的初始导通阶段，积分器的输出Vint取负值，电路a)的驱动发生器的晶体管级电路构成或者电路b)和c)的操作导致了一些问题。采用的电路拓扑必须考虑到该问题。
应当注意，当信号Res为高的所有时段期间，开关SW保持导通并且使电流发生器短路。即使图6的电路中没有特别示出，但可选地，可以提供在开关SW闭合的时段期间使所述发生器禁用的装置以降低损耗。
在电路a)和b)中，连接至电压Vs′的管脚的输入阻抗也可为非常大(如果输入级由MOSFET构成，事实上为无穷大)。相反，在电路c)中，Ci的充电电流从所述管脚输出并且流经电阻Rs。通常，由于该充电电流典型地为十或百μA，其远小于谐振电流，因此不会造成问题。但是，一旦其成为问题，则当选择要在特定设备中采用的解决方案时，这点可能是区别要素。
当Is＜＜Isc，即，当谐振电流以及由此的电压Vs′为低(其在当变换器负载为低时发生，或者由于所谓的“软启动”电路而在变换器启动时发生，该软启动电路导致电流逐渐上升以对功率组件上的应力进行限制)时，Ci的充电基本上由Isc来完成。由此，控制倾向于失去CMC特征而采用导通时段的持续时间的直接控制的特征，如同直接频率控制DFC所做的一样，这导致谐振电路的动态性能以及对参数变动的控制鲁棒性下降。
图5示出了关于图4中的控制设备的信号Vs、Res、Vint、Vs′、HSGD和LSGD的时间图。
图7示出了根据本发明第二实施例的控制设备。所述设备与在第二实施例中所示出的不同在于存在一个不同的积分电路，该积分电路在输入处除了电压Vs′之外还具有电流Ic，该电流Ic表示控制谐振变换器的输出电压Vout的反馈环路。事实上，图2和图3的变换器的模块5所提供的信号通常为电流。该电流在变换器从输入电源中汲取最大电流(即，具有最大负载与最小输入电压)时为该电流范围中的最小值，并且在输入电流为最小值(即，具有最小负载与最大输入电压)时达到最大值。
在该实施例中，直接采用电流Ic，在其他可能的等同实施例中，可以先将该电流Ic转换为电压。
在图7中，可复位的积分器114在其输入处除了复位信号Res之外还具有电压Vs′和电流Ic。积分器114包括积分电容Ci，其由根据恒量α与电压Vs′成比例的电流If1和根据恒量β与控制电流Ic成比例的电流If2的总和进行充电，其中电压Vs′是谐振电流的镜像。由此，积分器114包括由电压Vs控制的电流发生器If1和由电流Ic控制的电流发生器If2。在电容Ci上产生的电压斜坡接着通过比较器CO1与电压V2进行比较，以用于确定半桥的切换。积分器114包括设置为与电容Ci并联并且由信号Res控制的开关SW。
图7的控制设备的操作与图4的设备的操作相同。
电压V2不受控制环路影响，这并不暗示其必然为固定电压。它可为一些其他电量，例如变换器输入电压的函数。
在这种情况下，控制设备包括装置FF、CO1、118、CO2，这些装置适于发送复位命令Res至该积分器114，以使得在该积分后的信号达到或者超过信号V2的瞬间和表示初级绕组中流动的电流Ir的信号Vs的下一个过零点瞬间之间的时间段Tres上禁止该积分器操作。
在块114中实现的积分器/反馈组合与变换器的操作相一致：当变换器的输入电流为最大(以及根据以上所述，在这些条件下，Ic为最小)时，If1对Ci上的电压斜坡起主要贡献作用；由此，将存在大信号Vs，并且在谐振电路上将流经大电流。相反，当变换器的电流为最小(以及根据以上所述，在这些条件下，电流Ic为最大)时，电流If2对电容Ci上的电压斜坡Vint起主要贡献作用；由此，存在小幅值信号Vs，并且在谐振电路上将流经小电流。
另外，电流Ic还与防止次谐波不稳定性问题所要求的相一致地改变。在重载时，在不存在不稳定性问题的情况下，电流Isc相对于If1应当很小，以使得电压Vint实质上依赖于后者，并且操作尽可能接近于纯CMC设备；但是，在轻载时，在存在该问题的情况下，电流Isc应当与If1相当或者占主要部分，以保证系统的稳定性。由此，控制电流也具有补偿电流的作用。
可以实现包括根据本发明的用于开关变换器的控制设备的集成电路U1；控制设备可为图3、图4和图7中所示的任意一个。该电路集成在半导体芯片中。

Claims (11)

1.一种用于谐振变换器的控制设备，所述变换器包括适于驱动谐振负载(Cr，20)的开关电路(Q1-Q2)，所述谐振负载包括至少一个变压器(20)，所述变压器(20)具有至少一个初级绕组(L1)以及至少一个次级绕组(L2)，所述变换器适于将输入信号(Vin)变换为输出信号(Vout)，所述开关电路包括第一开关(Q1)和第二开关(Q2)的至少一个半桥，所述半桥的中间点(HB)连接至所述谐振负载(Cr，20)，其特征在于，所述控制设备包括第一装置(116)、第二装置(111，114)以及第三装置(FF，CO1，118，CO2)，所述第一装置(116)适于对表示在所述初级绕组中流动的电流(Ir)的信号(Vs)进行整流，所述第二装置(111，114)适于至少对所述整流后的信号(Vs′)进行积分、并且适于根据所述积分后的信号(Vint)产生所述开关电路的至少一个控制信号(HSGD，LSGD)，所述第三装置(FF，CO1，118，CO2)适于发送复位命令至所述第二装置，以使得在所述积分后的信号达到或者超过第一信号(Vc，V2)的瞬间和表示所述初级绕组中流动的电流(Ir)的信号(Vs)的下一个过零点瞬间之间的时间段(Tres)上，禁止所述第二装置操作。
2.根据权利要求1的设备，其特征在于，所述第二装置(110)包括适于将所述积分后的信号(Vint)与所述第一信号(Vc，V2)进行比较，并且当所述积分后的信号达到或者超过所述第一信号时产生高电平信号的装置。
3.根据权利要求2的设备，其特征在于，所述第一信号(Vc)是表示控制所述变换器的输出信号(Vout)的反馈环路的信号。
4.根据权利要求2的设备，其特征在于，所述第一信号(V2)是恒定信号，所述第一装置(110)适于对所述整流后的信号(Vs)以及表示控制所述变换器的输出信号(Vout)的反馈环路的电流信号(Ic)进行积分。
5.根据权利要求2的设备，其特征在于，所述第二装置(110)适于产生用于所述半桥的第一开关(Q1)和第二开关(Q2)的第一控制信号(HSGD)和第二控制信号(LSGD)，所述第一开关连接至输入电压(Vin)，所述第三装置(FF，CO1，118，CO2)适于在所述第一开关(Q1)截止并且表示所述初级绕组(L1)中流动的电流的信号(Vs)高于0时发送复位命令至所述第二装置(111)，或者相反在所述第一开关(Q1)导通并且表示所述初级绕组(L1)中流动的电流的信号(Vs)小于0时发送复位命令至所述第二装置(111)。
6.根据权利要求1的设备，其特征在于，所述控制设备包括J-K触发器(FF)，所述触发器(FF)的数据输入信号是所述比较装置(CO1)的输出处的信号，输入J和K由启动电路(115)驱动，并且两个输出信号是用于所述半桥的第一开关(Q1)和第二开关(Q2)的控制信号(HSGD，LSGD)。
7.根据权利要求2的设备，其特征在于，所述第一信号(V2)是所述变换器的输入信号(Vin)的函数。
8.一种集成电路，包括根据前述权利要求中任一个所限定的用于开关变换器的控制设备。
9.一种谐振变换器，包括适于驱动谐振负载(Cr，20)的开关电路(Q1-Q2)，所述谐振负载包括至少一个变压器(20)，所述变压器(20)具有至少一个初级绕组(L1)以及至少一个次级绕组(L2)，所述变换器适于将输入信号(Vin)变换为输出信号(Vout)，所述开关电路包括第一开关(Q1)和第二开关(Q2)的至少一个半桥，所述半桥的中间点(HB)连接至所述谐振负载，其特征在于，所述谐振变换器包括根据权利要求1-7中任一个所限定的控制设备，所述初级绕组与在所述初级绕组中流动的电流(Ir)的感测元件(Rs)串联耦合，所述感测元件能够提供表示在所述初级绕组中流动的电流(Ir)的信号(Vs)。
10.一种用于谐振变换器的控制方法，所述变换器包括适于驱动谐振负载(Cr，20)的开关电路(Q1-Q2)，所述谐振负载包括至少一个变压器(20)，所述变压器(20)具有至少一个初级绕组(L1)以及至少一个次级绕组(L2)，所述变换器适于将输入信号(Vin)变换为输出信号(Vout)，所述开关电路包括第一开关(Q1)和第二开关(Q2)的至少一个半桥，所述半桥的中间点(HB)连接至所述谐振负载，其特征在于，所述控制方法包括对表示在所述初级绕组中流动的电流的信号(Vs)进行整流，至少对所述整流后的信号(Vs′)进行积分，以及根据所述积分后的信号(Vint)产生所述开关电路的至少一个控制信号(HSGD，LSGD)，复位所述积分，以使得在所述积分后的信号达到或者超过第一信号(Vc，V2)的瞬间和表示所述初级绕组中流动的电流(Ir)的信号(Vs)的下一个过零点瞬间之间的时间段(Tres)上，禁止所述积分。
11.根据权利要求10的方法，其特征在于，所述产生至少一个控制信号的步骤包括：产生用于所述半桥的第一开关(Q1)和第二开关(Q2)的第一控制信号(HSGD)和第二控制信号(LSGD)，所述第一开关连接至输入电压(Vin)，所述复位阶段在所述第一开关(Q1)截止并且表示在所述初级绕组(L1)中流动的电流的信号(Vs)高于0时产生，或者相反在所述第一开关(Q1)导通并且表示在所述初级绕组(L1)中流动的电流的信号(Vs)小于0时产生。
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