ITMI20121231A1 - Metodo di controllo burst-mode per basso consumo in ingresso in convertitori risonanti e relativo dispositivo di controllo - Google Patents

Metodo di controllo burst-mode per basso consumo in ingresso in convertitori risonanti e relativo dispositivo di controllo Download PDF

Info

Publication number
ITMI20121231A1
ITMI20121231A1 IT001231A ITMI20121231A ITMI20121231A1 IT MI20121231 A1 ITMI20121231 A1 IT MI20121231A1 IT 001231 A IT001231 A IT 001231A IT MI20121231 A ITMI20121231 A IT MI20121231A IT MI20121231 A1 ITMI20121231 A1 IT MI20121231A1
Authority
IT
Italy
Prior art keywords
current
ifb
converter
circuit
fosc
Prior art date
Application number
IT001231A
Other languages
English (en)
Inventor
Claudio Adragna
Fabrizio Bognanni
Aldo Vittorio Novelli
Claudio Spini
Original Assignee
St Microelectronics Srl
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by St Microelectronics Srl filed Critical St Microelectronics Srl
Priority to IT001231A priority Critical patent/ITMI20121231A1/it
Priority to US13/931,564 priority patent/US9160236B2/en
Publication of ITMI20121231A1 publication Critical patent/ITMI20121231A1/it
Priority to US14/846,389 priority patent/US9698688B2/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3376—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H02M1/0035—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode using burst mode control
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)

Description

METODO DI CONTROLLO BURST-MODE PER BASSO CONSUMO IN INGRESSO IN CONVERTITORI RISONANTI E RELATIVO DISPOSITIVO DI CONTROLLO
BACKGROUND
Campo Tecnico
La presente descrizione concerne in generale i circuiti di convertitori a commutazione risonanti e in particolare le tecniche di controllo di un convertitore DC-DC a risonanza per ottimizzare il rendimento di conversione (cioà ̈ il rapporto tra la potenza erogata al carico e quella assorbita dalla sorgente di ingresso) in condizioni di basso carico e implementazioni circuitali preferibilmente in forma integrata.
Concetti generali e rassegna dell’arte nota
I convertitori a risonanza rappresentano un’ampia classe di convertitori a commutazione e comprendono un circuito risonante che ha un ruolo attivo nel determinare il flusso input-output di potenza. In questi convertitori, a ponte intero (o a semi-ponte) consistente di quattro (o due) interruttori di potenza (tipicamente MOSFET di potenza), alimentati ad una tensione DC, che generano un’onda quadra di tensione che viene applicata ad un circuito risonante comunemente denominato resonant tank, sintonizzato su una frequenza vicina alla frequenza fondamentale dell’onda quadra. In virtù della sua selettività di risposta, il circuito risonante risponde principalmente alla componente fondamentale e in maniera trascurabile alle armoniche di ordine elevato dell’onda quadra. Come risultato, la potenza che circola può essere modulata variando la frequenza dell’onda quadra, mantenendo il duty cycle costante al 50%. Inoltre, indipendentemente dalla configurazione del circuito risonante, le correnti e/o tensioni associate al flusso di potenza possono avere una forma d'onda sinusoidale o di tratti d’onda sinusoidale.
Queste tensioni o correnti sono rettificate e filtrare per fornire potenza DC al carico. In applicazioni offline (cioà ̈ quelle non funzionanti da una linea elettrica di distribuzione), il sistema di raddrizzamento e filtraggio che alimenta il carico à ̈ accoppiato al circuito del resonant tank attraverso un trasformatore che fornisce isolamento galvanico tra la sorgente e il carico, per soddisfare i regolamenti di sicurezza. Come in qualsiasi convertitore DC-DC isolato, si distingue tra un lato primario (relativo all’avvolgimento primario del trasformatore) collegato alla sorgente di ingresso ed un lato secondario (relativo all’avvolgimento o agli avvolgimenti secondari del trasformatore) che eroga potenza elettrica al carico attraverso la rete di raddrizzamento e filtraggio.
Come esempio di convertitore risonante, la Figura 1 mostra il cosiddetto convertitore risonante LLC, probabilmente oggi il più largamente utilizzato convertitore risonante, specialmente la sua forma a semi-ponte. La denominazione LLC deriva dal fatto che il circuito resonant tank impiega due induttori (L) ed un condensatore (C).
Il convertitore risonante comprende un totem di transistori M1 ed M2 collegati tra la tensione in ingresso Vin e la massa GND, controllati da un circuito di controllo. Il terminale comune HB tra i transistori M1 ed M2 à ̈ collegato al resonant tank comprendente una serie di condensatori Cr, un’induttanza Ls e una seconda induttanza Lp collegate in parallelo ad un trasformatore con presa centrale nel suo avvolgimento secondario. I due avvolgimenti del secondario a presa centrale sono rispettivamente collegati agli anodi di due diodi D1 e D2, i cui catodi sono entrambi collegati al parallelo di un condensatore Cout e di una resistenza Rout. La tensione d'uscita Vout del convertitore risonante quella su detto parallelo mentre la corrente di uscita Iout scorre attraverso Rout.
I convertitori risonanti offrono notevoli vantaggi rispetto a tradizionali convertitori a commutazione non risonanti, tipicamente a modulazione di larghezza di impulso (PWM), tra i quali: forme d’onda senza fronti ripidi, basse perdite di commutazione negli interruttori di potenza dovuti al loro funzionamento in condizioni di soft-switching, alto rendimento di conversione (>95% facilmente conseguibile), adatto a funzionare ad alta frequenza e con bassa generazione di interferenze elettromagnetiche (EMI). Tutte queste caratteristiche rendono i convertitori risonanti candidati ideali per applicazioni ad alta densità di potenza, cioà ̈ dove i sistemi di conversione devono essere in grado di trattare potenze elevate ed essere relativamente poco ingombranti.
Come in molti convertitori DC-DC, tensione di uscita à ̈ mantenuta costante nonostante variazioni delle condizioni di funzionamento (cioà ̈ della tensione di ingresso Vin e della corrente di uscita Iout) mediante un sistema di controllo ad anello chiuso con feedback negativo. Come mostrato nello schema a blocchi della Figura 2, questo à ̈ ottenuto confrontando una parte della tensione di uscita Vout con una tensione di riferimento Vref; la differenza tra le quali (segnale errore) e amplificato da un amplificatore di errore, la cui uscita Vc (tensione di controllo) viene trasferita al lato primario attraverso la barriera di isolamento tipicamente attraverso un accoppiatore ottico. L’accoppiatore ottico trasforma la tensione di controllo Vc in una corrente di controllo IFB. Va rimarcato che normalmente il dispositivo circuitale comprendente l’amplificatore di errore e l’accoppiatore ottico à ̈ tale che la tensione di controllo Vc e la corrente di controllo IFBvariano in senso opposto: se Vc aumenta, IFBdiminuisce, se Vc diminuisce, IFBaumenta. La corrente di controllo IFBmodifica una quantità X all’interno del convertitore, dalla quale sostanzialmente dipende la potenza trasferita dal convertitore.
Come menzionato sopra, nei convertitori risonanti, questa significativa quantità à ̈ la frequenza di commutazione dell’onda quadra che stimola il resonant tank (X = fsw). In quasi tutti i convertitori risonanti, se la frequenza aumenta la potenza erogata diminuisce e viceversa.
Un requisito comune a molte applicazioni di convertitori a commutazione risonanti e non, à ̈ che l’efficienza di conversione deve essere massimizzata anche in condizioni di basso carico per rispettare specifiche e raccomandazioni sul risparmio energetico (e.g., EnergyStar, CEC, EuCoC, Climate Savers, etc.).
Una tecnica molto seguita per ottimizzare l’efficienza a basso carico dei convertitori a commutazione (risonanti o non) e di lavorare in una modalità definita burst-mode. In questa modalità di funzionamento, il convertitore lavora intermittentemente, con una serie di treni di impulsi di commutazione (burst) separati da intervalli di tempo durante il quale il convertitore non commuta (idle time). Quando il carico à ̈ tale che il convertitore à ̈ appena entrato in una modalità di funzionamento burst-mode, il suo idle time à ̈ molto corto. Al continuo decrescere del carico, la durata dei burst diminuisce mentre l'idle time aumenta. In questo modo, la frequenza di commutazione media viene ridotta considerevolmente e, come conseguenza, anche il suo effetto sulle due più importanti contributi alle perdite di potenza a basso carico: 1) perdite di commutazione associate agli elementi parassiti del convertitore; 2) perdite di conduzione relative al flusso di corrente reattiva nel resonant tank (cioà ̈ la corrente di magnetizzazione nel trasformatore). Infatti questa corrente fluisce soltanto mentre il convertitore sta commutando ed à ̈ essenzialmente nulla durante l’idle time.
La durata dei burst e dell’idle time à ̈ determinata dall’anello di feedback così che la tensione di uscita del convertitore rimanga sempre sotto controllo. Per spiegare il meccanismo che governa questa operazione à ̈ utile far riferimento ad un esempio concreto.
La Figura 3 mostra come il funzionamento burst-mode à ̈ implementato nel dispositivo integrato L6599 della STMicroelectronics, e uno schema semplificato dell' oscillatore interno a controllo di corrente (CCO). La Figura 4 mostra la forma d’onda dell’oscillatore CCO, la sua relazione con i segnali di pilotaggio in gate dei transistori M1 ed M2, prodotti dal generatore di treni di impulsi e la tensione del nodo centrale HB del semi-ponte, cioà ̈ la tensione ad onda quadra applicata al resonant tank.
Il CCO à ̈ programmato mediante il condensatore C1collegato tra il piedino CF e massa e dalla corrente IRintrodotta attraverso il piedino RFmin, che fornisce una curata tensione di riferimento Vr(= 2 V). IRà ̈ specchiata internamente in una corrente KMIRche viene alternatamente immessa e drenata dal nodo del piedino CF, originando una forma d’onda triangolare simmetrica tra un valore di picco (= 3,9 V) ed un valore di avvallamento (= 0,9 V) sul condensatore C1. Così, più alta à ̈ la corrente IR, più rapidamente viene caricato e scaricato C1e più ampia diventa l'oscillazione e la frequenza di oscillazione. Denotando con ∆Voscl’ampiezza “peak-to-valley†dell’oscillatore (= 3V), si ha la seguente relazione:
K
f<osc>= M I R
2ΔVoscC1
La corrente IRà ̈ la somma della corrente che scorre attraverso R1(= Vr/R1) e la corrente IFBdrenata dal fototransistore dell’accoppiatore ottico OC che trasferisce la tensione di controllo Vc attraverso la barriera di isolamento. Pertanto, la corrente IFBin pratica modula IR, chiudendo l’anello di feedback che regola la tensione di uscita del convertitore e facendolo lavorare ad una frequenza data da:
K
<=>M<æ>
<ç>Vr
<=>f<+ ÷>ö
fsw osc2ΔVFB÷ .
oscC ç I
1 Ã ̈R1 Ã ̧
Si noti che questo à ̈ fatto consistentemente con la relazione che lega la potenza erogata alla frequenza nel convertitore risonante e la configurazione del circuito di feedback. Infatti, quando il carico richiede, per esempio, minore potenza, la tensione di uscita tende ad aumentare e l’anello di feedback reagisce riducendo la tensione di controllo Vc che causa l’incremento della corrente dell’accoppiatore ottico IFB, e quindi anche della frequenza di commutazione, riducendo così la potenza erogata e controbilanciando l’aumento della tensione di uscita.
I componenti di temporizzazione R1, R2e C1definiscono il campo della frequenza di oscillazione del CCO. In particolare, R1stabilisce la minima frequenza di funzionamento che avviene quando la corrente IFBÃ ̈ zero:
K
f M Vr
<sw.min>= f<osc. min>= .
2ΔVoscR1C1
R2assieme a R1stabiliscono la massima frequenza di funzionamento, cioà ̈ la frequenza alla quale il convertitore entra nella modalità di funzionamento burst-mode. Infatti, quando IFBà ̈ tale che la tensione sul piedino STBY, VSTBY, à ̈ più bassa della tensione soglia Vth, l'uscita del comparatore CO1 va alta e disabilita l’oscillatore ed il generatore di treni di impulsi, causando l’inibizione di entrambi gli interruttori di potenza M1 and M2. Questa frequenza à ̈ data da:
K
f M<æ>VrVr<−>V ö
x<=>fosc. max<= ç>th
sw.ma<+ ÷>
2ΔV ç ÷ .
oscC1 Ã ̈R1 R 2 Ã ̧
Pertanto, esiste una discontinuità nella relazione tra fOSCe IFB, tale che la sua espressione completa à ̈:
<ì>K M<æ>Vr Vr<−>V
à ̄<à ̄ ç>+IFB<÷>ö
÷ifIth
FB<≤>
fsw= fosc= Ã2ΔV osc C1ç
à ̈R1 à ̧R2. (1)<à ̄>
<à ̄>î0 otherwise
Con l'aiuto della Figura 5, il funzionamento burst-mode si spiega nel modo seguente.
Quando il carico diminuisce (e la frequenza di commutazione aumenta) al punto che VSTBYscende al di sotto della soglia Vth, il convertitore arresta la commutazione e ha inizio un intervallo o idle time. Per il fatto che non venga più assorbita energia dalla sorgente da parte del convertitore durante questo intervallo di idle time, il carico viene alimentato esclusivamente dal sistema di filtraggio (tipicamente dal condensatore di uscita Cout mostrato nello schema della Figura 1, che durante questo intervallo agisce da riserva di energia) e la tensione di uscita inizia a scendere. L’anello di feedback reagisce a questa diminuzione della tensione di uscita aumentando la tensione di controllo Vc, così che IFBdiminuisce e VSTBYaumenta. Quando VSTBYeccede la soglia Vthdi una quantità uguale all’isteresi VHdel comparatore CO1, l’uscita di quest’ultimo va bassa, riabilitando così l’oscillatore ed il generatore di treni di impulsi. Pertanto, M1 ed M2 iniziano di nuovo a commutare e l’intervallo di idle time a termine. La tensione di uscita aumenta e conseguentemente Vc, diminuisce, IFBaumenta e VSTBYdiminuisce, dopodiché, appena quest’ultima tensione cade nuovamente al di sotto della soglia Vth,il convertitore smette nuovamente di commutare e così via.
Da notare il fatto che la frequenza dell’oscillatore all’inizio di un burst, fosc.bb, à ̈ leggermente inferiore di fosc.max, infatti:
K
<osc. bb>= M<é>VrVr<−>(Vth<+>V H )<ù>K
f M V H<f>(2) 2ΔV osc C êú<=>osc. max<−>.
1 ëR1R2 û2ΔVoscR2C1
PROBLEMA TECNICO, ARTE NOTA E SCOPI DELL’INVENZIONE.
La prestazione della sopra illustrata tecnica à ̈ piuttosto buona e il beneficio in termini di miglioramento d'efficienza significativo. Tuttavia, i target di efficienza stabiliti da specifiche e raccomandazioni di prossima adozione, concernenti il risparmio energetico, stanno per diventare ancor più stringenti e difficili da soddisfare persino con convertitori risonanti e le attuali tecniche di controllo in modalità burst. E’ un fatto che tutti i dispositivi di controllo per convertitori risonanti disponibili sul mercato hanno un funzionamento in modalità burst che, a parte qualche piccolo dettaglio non relativo all’ottimizzazione dell’efficienza, funzionano nel modo sopra discusso.
C’à ̈ una richiesta per una nuova e più efficace tecnica di controllo in burst-mode che possa rendere più facile soddisfare tali stringenti nuovi target. Molti studi su questo argomento sono in corso, una rassegna dei quali à ̈ fornita dalla bibliografia citata in appendice.
In [1], viene proposta una nuova tecnica in cui il duty cycle di burst, inteso come il rapporto della durata di una burst rispetto al periodo di ripetizione, viene cambiato in funzione della corrente di uscita Iout, mentre la frequenza di commutazione à ̈ mantenuta costante durante ciascun burst. Questa tecnica non può essere facilmente usata in sistemi in cui il dispositivo di controllo à ̈ implementato sul lato primario del convertitore in quanto l’informazione proveniente da un circuito di rilevazione della corrente di uscita dovrebbe attraversare la barriera di isolamento. Inoltre il proposto uso di una MCU limita l’applicabilità del metodo a sistemi “high-end†per i quali il costo non sia di primaria importanza.
In [2] uno schema di controllo isteretico (in pratica sinonimo di burst-mode) viene proposto, in cui il convertitore funziona sempre alla frequenza di risonanza del resonant tank e il MOSFET M2 di low-side, à ̈ mantenuto sempre acceso durante l’intervallo di idle time.
Questa tecnica à ̈ semplice ma ha lo svantaggio di drenare completamente l’energia del resonant tank. Quando ha inizio un burst, lo stato energetico del resonant tank deve essere ripristinato, similmente ad una condizione di start-up ma senza il funzionamento ad alta frequenza che limiti le correnti circolanti. Forti correnti, ampio ripple della tensione di uscita e rumore udibile potrebbero verificarsi.
In [3] viene proposto un nuovo controllo di burst LLC con durata costante e pattern di commutazione ottimale. La durata dei burst à ̈ costante, mentre intervalli di idle time sono modulati dalle condizioni di carico. In ciascun burst, un pattern di commutazione a tre impulsi viene implementato per mantenere al minimo il ripple a bassa frequenza sulla tensione di uscita. Anche in questo caso, l’uso proposto in una MCU pone le stesse limitazioni già menzionate.
In [4] viene proposto un metodo di controllo che richiede al convertitore di funzionare al di sotto della frequenza di risonanza del resonant tank durante il funzionamento in burst-mode, che ci sembra costituire un importante limite al progettista.
Uno scopo della presente invenzione à ̈ quindi di fornire una nuova e più efficiente tecnica di controllo del burst-mode che, da un lato, faciliti il soddisfacimento di più stringenti target di efficienza a basso carico con limitati svantaggi in termini di aumento del ripple sulla tensione di uscita e del rumore, e, dall’altro lato, si presti ad una implementazione relativamente semplice e poco costosa del circuito.
E’ un ulteriore obbiettivo dell’invenzione di fornire un’implementazione circuitale del nuovo e più efficiente metodo di controllo burst-mode, preferibilmente di forma integrata su un chip di silicio.
Un altro scopo della presente invenzione à ̈ di fornire un dispositivo di controllo per convertitori risonanti, incorporante il sopra detto circuito e un convertitore risonante controllato da tale dispositivo di controllo.
BREVE DESCRIZIONE DEI DISEGNI
- la Figura 1 mostra un convertitore LLC risonante a semi-ponte quale esempio di convertitori risonanti DC-DC nei quali può essere implementato il metodo della presente descrizione.
- La Figura 2 Ã ̈ un diagramma a blocchi che mostra un esempio tipico di anello di controllo per la regolazione della tensione di uscita di un convertitore DC-DC risonante.
- La Figura 3 mostra la forma di realizzazione dell’oscillatore controllato in corrente (CCO) nel dispositivo commerciale L6599 della STMicroelectronics così come quella della funzione relativa al funzionamento in modalità burst.
- La Figura 4 mostra la forma d’onda triangolare generata dalla CCO e la sua relazione con i segnali di pilotaggio in gate degli interruttori prodotti dal generatore di treni di impulsi (vedi Figura 3).
- La Figura 5 mostra le principali forme d’onda che illustrano il funzionamento in modalità burst a basso carico.
- La Figura 6 mostra cinque possibili esempi di non linearità (“A†, “B†, “C†, “D†, “E†) della funzione fosc(IFB) che aumenta l’energia trasferita dal convertitore risonante durante il funzionamento in modalità burst per ciascun ciclo.
- la Figura 7 mostra un circuito esemplificativo che implementa la non linearità di tipo “A†nella funzione fosc(IFB).
- la Figura 8 mostra un circuito esemplificativo che implementa la non linearità di tipo “B†nella funzione fosc(IFB).
- la Figura 9 mostra un circuito esemplificativo che implementa la non linearità di tipo “C†nella funzione fosc(IFB).
- la Figura 10 mostra un primo circuito esemplificativo che implementa la non linearità di tipo “D†nella funzione fosc(IFB).
- la Figura 11 mostra un secondo circuito esemplificativo che implementa la non linearità di tipo “D†nella funzione fosc(IFB).
- la Figura 12 mostra un terzo circuito esemplificativo che implementa la non linearità di tipo “D†nella funzione fosc(IFB).
- la Figura 13 mostra un primo circuito esemplificativo che implementa la non linearità di tipo “E†nella funzione fosc(IFB).
- la Figura 14 mostra un secondo circuito esemplificativo che implementa la non linearità di tipo “E†nella funzione fosc(IFB).
- la Figura 15 mostra un terzo circuito esemplificativo che implementa la non linearità di tipo “E†nella funzione fosc(IFB).
- la Figura 16 mostra un circuito esterno usato per sperimentazioni che introduce una non linearità di tipo “C†nella funzione fosc(IFB) del controllore risonante L6599 della STMicroelectronics.
- la Figura 17 mostra alcuni dati di valutazione testimonianti il miglioramento dell’efficienza a basso carico osservato in un convertitore risonante LLC da 90W, basato sul controllore risonante L6599 della STMicroelectronics avente il circuito di Figura 16.
- La Figura 18 riproduce fotogrammi di oscilloscopio dimostranti che l’aumento del ripple sulla tensione di uscita causata dal circuito della Figura 16 risulta accettabilmente basso.
DESCRIZIONE GENERALE E DI DETTAGLIO DELL’INVENZIONE
Come menzionato in precedenza, l’efficacia del funzionamento in modalità burst nell’aumentare l’efficienza a basso carico deriva dalla riduzione della frequenza media di commutazione che porta ad una riduzione delle perdite di commutazione associate agli elementi parassiti del circuito del convertitore e delle perdite di conduzione associate alle correnti reattive che scorrono nel resonant tank.
Pertanto, per ottenere tale risultato durante il funzionamento in modalità burst, la potenza richiesta dal carico deve essere trasferita in modo da ridurre la frequenza media di commutazione o, in altre parole, i numeri di cicli di commutazione al secondo del convertitore. Significa che deve essere massimizzata l’energia trasferita ad ogni ciclo dal convertitore cosicché il numero di cicli al secondo possano essere ridotto il più possibile.
Dato che in un convertitore risonante la potenza trasferita per ciclo di commutazione aumenta se viene ridotta la frequenza di commutazione, l’energia trasferita per ogni ciclo di commutazione dovrà aumentare se durante il funzionamento in modalità burst il convertitore viene forzato a commutare ad una frequenza più bassa. Quindi, facendo riferimento allo schema della Figura 3, l’idea alla base della presente invenzione à ̈ di introdurre una non linearità nella funzione fosc(IFB) appena prima di raggiungere la discontinuità al punto IFB.b=(Vr=Vth)/R2 della caratteristica della funzione. Per conseguire una frequenza di commutazione più bassa, questa non linearità deve dar luogo ad un intervallo (IFB.a – IFB.b) nella caratteristica in cui la funzione fosc(IFB) o la sua derivata dfosc/dIFB, o entrambe, presentino una discontinuità a scalino, tale che fosc(IFB) ≤ fosc(IFB.a) per IFB ∈ (IFB.a , IFB.b).
Naturalmente, quando il livello di energia trasferita per ciclo in modalità burst aumenta, un effetto negativo à ̈ l’aumento del ripple sulla tensione di uscita e chiaramente si rende necessario un compromesso in fase di progetto.
Un assunto che à ̈ fatto nella seguente descrizione à ̈ che il livello di corrente IFB.bb = (Vr-Vth-VH) / R2 (vedi eq. (2)), al quale il convertitore riprende a commutare, sia sempre ≥ IFB.a.
La Figura 6 mostra cinque possibili esempi di non linearità che soddisfano i sopra menzionati requisiti e che si prestano ad una implementazione circuitale relativamente semplice. Le non linearità di tipo “A†e “B†mantengono la funzione fosc(IFB) continua e determinano una discontinuità nella loro derivata; la non linearità “C†introduce una continuità nella funzione fosc(IFB) soltanto; le non linearità di tipo “D†ed “E†introducono una discontinuità sia nella funzione fosc(IFB) che nella sua derivata.
Le non linearità “C†e “D†appaiono quasi identiche, tuttavia nel caso del primo tipo di discontinuità “C†, dopo la discontinuità, l’inclinazione della funzione fosc(IFB) resta invariata, mentre con l’altro tipo di discontinuità “D†, dopo la discontinuità, l’inclinazione di fosc(IFB) cambia. Data l’ampiezza relativamente piccola delle discontinuità che si determinano i due tipi possono apparire quasi indistinguibili.
Nel proseguo di questa descrizione, verranno mostrate alcune forme di implementazione circuitale delle non linearità della Figura 6, riferite alla struttura esemplificativa di oscillatore mostrata in Figura 3.
Naturalmente, i circuiti implementativi dei diversi tipi di non linearità possono essere realizzati anche partendo da differenti strutture circuitali dell'oscillatore impiegato, apportandovi modifiche che, alla luce della presente descrizione, risulteranno ovvie al tecnico esperto del campo.
Il circuito della Figura 7 à ̈ un esempio di realizzazione di una non linearità di tipo “A†.
Fino a che IFB < IFB.a (cioà ̈ VSTBY > Vth), dove IFB.a = (Vr - Vth) / R2, si ha che IR2 = IFB e IS = 0. Quando IFB eguaglia IFB.a (cioà ̈ quando VSTBY = Vth, ovvero la tensione su VSTBY = Vth) , il clamp di precisione realizzato dall'op-amp OA2 e Q12, viene attivato ed impedisce a VSTBY dal decrescere ulteriormente. Pertanto, mentre l'accoppiatore ottico drena una corrente IFB > IFB.a, la corrente attraverso R2 rimane fissa a IFB.a, e la frequenza dell’oscillatore a fosc(IFB.a). L’extra corrente IS = IFB – IFB.a à ̈ fornita dal circuito di clamp, in particolare da Q8. Questa corrente viene specchiata da Q9, Q10 e confrontata con la corrente di riferimento Iref che à ̈ specchiata da Q11 e Q12. Finché IS < Iref, il collettore di Q11 à ̈ essenzialmente a Vcesat e l’uscita del comparatore CO1 à ̈ bassa. Quando IS supera Iref, la Vce di Q11 si alza e quando supera Vth1, l’uscita di CO1 va alta ed inibisce l’oscillatore attraverso l’interruttore SW e il generatore di treni di impulsi. Va notato incidentalmente che IFB.b = IFB.a Iref e che CCO à ̈ esattamente lo stesso di quello mostrato in Figura 3.
Il circuito della Figura 8 à ̈ un esempio di realizzazione di una non linearità di tipo “B†. Esso può essere visto come derivato dal circuito della Figura 7 con l’aggiunta di una coppia di specchi di corrente nel CCO (Q8…..Q11) e nel circuito che tratta la corrente generata da Q12 sul piedino STBY (Q14…..Q16).
Il circuito funziona sostanzialmente nello stesso modo del circuito della Figura 7, eccetto che lo specchio di corrente Q15, Q16 sottrae la corrente IS generata da Q12 dalla corrente IR generata da Q1 e che passa da Q8 allo specchio Q9, Q11. Così questo specchio di corrente e i successivi nella catena (Q10, Q3, …..Q6), specchiano una corrente data da IR – IS. Il risultato di ciò e che più grande à ̈ la corrente IS, più piccola à ̈ la corrente KM(IR – IS) che carica e scarica il condensatore C1, e quindi più bassa à ̈ fosc(IFB) = fosc(21FB.a – IFB).
IFB.a e IFB.b sono le stesse correnti del circuito precedentemente descritto e, per semplicità, gli specchi di corrente Q12….Q16 lavorano con un rapporto di specchiatura di 1:1. Con un differente rapporto di specchiatura à ̈ possibile cambiare l’inclinazione della caratteristica fosc(IFB) nella regione o intervallo (IFB.a, IFB.b).
Il circuito della Figura 9 mostra un esemplificativa forma di realizzazione di una non linearità di tipo “C†.
Il CCO à ̈ lo stesso di quello mostrato in Figura 3 eccetto per la tensione di riferimento sul piedino non invertente della OA che può essere commutata tra Vr e un secondo valore Vrr < Vr. Uno dei due valori di tensione à ̈ scelto dall’uscita del comparatore CO4: se l’uscita à ̈ alta (che avviene quando IFB < IFB.a e cioà ̈ quando VSTBY > Vth1, l’interruttore SPDT (a singolo polo e a due posizioni) collega l’ingresso non invertente a Vr o a Vrr.
Appena VSTBY = Vth1 e l’uscita di CO4 va basso, la risultante caduta ΔVr = Vr -Vrr della tensione di riferimento per l’OA causa la stessa caduta della tensione ΔVr sul piedino RFmin. Come conseguenza, anche VSTBY scenderà della stessa quantità ΔVr visto che IFB non à ̈ cambiata. Se ΔVr ≥ Vth1 – Vth, VSTBY cade immediatamente al di sotto di Vth che asserisce lo stato alto dell’uscita di CO1, ciò inibisce l’oscillatore attraverso l’interruttore SW e il generatore di treni di impulsi. In questo caso, à ̈ essenziale la condizione IFB.a = IFB.b = (Vr - Vth1) / R2. Se invece ΔVr < Vth1 – Vth, la caduta di frequenza risultante dalla reazione di tensione ΔVr à ̈ uguale a:
K M Δ Vr
<Δ>f osc<=>
2<Δ>V osc C1R1, (3)
questo forza l’anello di feedback a reagire incrementando IFB in modo da compensare per l’improvviso aumento di energia trasferita, così VSTBY cade rapidamente al di sotto della tensione di soglia Vth (<Vth1) e questo fa scattare la stessa serie di eventi come nel caso precedentemente descritto. Da notare il fatto che la variazione ΔVr non modifica l’inclinazione della funzione fosc(IFB).
In questo caso si ha che IFB.a = (Vr - Vth1) / R2 e IFB.b = (Vr - Vth) / R2.
Il circuito della Figura 10 mostra un primo esempio di realizzazione circuitale di una non linearità di tipo “D†.
Il CCO ha la stessa struttura di quello del circuito della Figura 8, con l’aggiunta di Q12 che specchia una parte k1 (k1 < 1) della corrente IR verso lo specchio Q13, Q14. Questo sottrae una quantità di corrente k1IR dalla corrente IR che passa da Q8 allo specchio di corrente Q9, Q11. Così questo specchio ed i successivi nella catena (Q10 Q3…..Q6), specchiano una corrente uguale a (1 – k1)IR.
Fino a che IFB < IFB.a (cioà ̈ VSTBY > Vth1), l'uscita di CO4 à ̈ alta, Q15 à ̈ acceso e lo specchio di corrente Q13, Q14 disabilitato; la corrente che scorre attraverso la catena di specchi Q9…..Q6 à ̈ la corrente IR e la corrente che carica/scarica C1 à ̈ KM*IR. Quando VSTBY = Vth1, l’uscita di CO4 va bassa, Q15 viene spento e lo specchio Q13, Q14 à ̈ attivato; la corrente che scorre attraverso la catena di specchi Q9….Q6 balza da IR a (1 – k1)IR e la corrente di carica/scarica di C1 diventa KM(1 – kl)IR.
La risultate diminuzione di frequenza forza l’anello di feedback a reagire incrementando la corrente IFB per compensare l’improvviso aumento di energia trasferita. Conseguentemente, VSTBY cadrà rapidamente al di sotto di Vth(<Vth1), asserendo lo stato alto dell’uscita di CO1, inibendo così l’oscillatore attraverso l’interruttore SW e il generatore di treni di impulsi.
Anche in questo circuito si ha che IFB.a = (Vr - Vth1) / R2 e IFB.b = (Vr - Vth) / R2. Il circuito della Figura 11 à ̈ un secondo esempio di implementazione circuitale di una non linearità di tipo “D†.
In questo caso, lo specchio di corrente che carica e scarica C1 à ̈ suddiviso in due moduli: Q10+Q4 (carica). Q8+Q3 (scarica via Q5 e Q6). Q10 e Q8 specchiano una parte k1 (k1 < 1) della corrente IR, Q4 e Q3 specchiano la rimanente parte (1 – k1) della corrente IR.
Fino a che VSTBY > Vth1, l’uscita di CO4 à ̈ bassa, Q9 e Q11 sono spenti, così Q8 e Q10 erogano la loro corrente di collettore rispettivamente allo specchio Q5, Q6 via D1 e a C1 via D2. Perciò, la corrente di carica/scarica di C1 à ̈ KM-IR. Quando VSTBY = Vth1, l’uscita di CO4 va alta, Q9 e Q11 vengono spenti, così la corrente di connettore k1IR di entrambi Q8 e Q10 à ̈ deviata a massa. I diodi D1 e D2 isolano Q9 e Q11 cosicché il funzionamento dell’oscillatore non subisce effetti se non quello della corrente di carica/scarica di C1 che salta a KM(1-k1)IR.
Anche in questo caso, la risultante diminuzione della frequenza forza l’anello di feedback a reagire incrementando IFB per compensare l’improvviso aumento di energia trasferita, cosicché VSTBY rapidamente cade al di sotto di Vth (<Vth1), fatto che asserisce lo stato alto dell’uscita di CO1, inibendo così l’oscillatore attraverso l’interruttore SW e il generatore di treni di impulsi.
IFB.a e IFB.b sono gli stessi dell’esempio precedente,
Il circuito della Figura 12 mostra un terzo esempio di implementazione circuitale di una non linearità di tipo “D†.
Il CCO à ̈ lo stesso di quello della Figura 3, eccetto per la tensione di riferimento sull’ingresso non invertente del comparatore CO2 che può essere commutata tra un primo valore Vv1 ed un secondo valore Vv2 < Vv1. Uno o l’altro dei due valori à ̈ selezionato dall’uscita del comparatore CO4: se l’uscita à ̈ alta (e avviene quando VSTBY >Vth1), l’interruttore SPDT, a polo singolo e doppia posizione, collega l’ingresso non invertente a Vv1, o a Vv2. Si noti che in questo esempio Vv1 corrisponde allo 0,9 della tensione di riferimento Vref degli schemi da Figure 7 a Figura 11.
Fino a che VSTY > Vth1, l’uscita di CO4 à ̈ alta e l'ampiezza di oscillazione (la dinamica) dell’oscillatore à ̈ ΔVosc = 3,9 – Vv1. Quando VSTBY = Vth1 e l’uscita di CO4 va bassa, l’ampiezza di oscillazione ΔVosc aumenta della differenza tra Vv1 – Vv2, originando così una riduzione a scalino in entrambe la funzione fosc(IFB) e l’inclinazione di fosc(IFB) (vedi equazione 1), come nei primi due esempi di implementazione circuitale. Questa caduta di frequenza forza l’anello di feedback a reagire incrementando IFB per compensare l’improvviso aumento di energia trasferita, così VSTBY cade rapidamente al di sotto di Vth (<Vth1), l’uscita di CO1 viene asserita in uno stato alto, inibendo così l’oscillatore attraverso l’interruttore SW e il generatore di treni di impulsi.
IFB.a e IFB.b sono ancora gli stessi.
Naturalmente, la stessa funzionalità può essere ottenuta cambiando la tensione di riferimento per CO3 dal primo valore Vp1 (=3,9 V) al secondo valore Vp2 > Vp1.
Va notato che questa implementazione di non linearità di tipo “E†può essere vista come una combinazione di una implementazione di tipo “D†e una di tipo “A†. Pertanto, la sua implementazione circuitale può essere realizzata da una combinazione del circuito della Figura 7 e del circuito della Figura 10. Un esempio di ciò à ̈ mostrato dal circuito della Figura 13.
Fino a che IFB < IFB.a (cioà ̈ VSTBY > Vth), dove IFB.a = (Vr - Vth1) / R2, si ha IR2 = IFB e IS = 0. L’uscita di CO4 à ̈ alta, Q15 à ̈ acceso e lo specchio di corrente Q13, Q14 à ̈ spento; la corrente che scorre attraverso la catena di specchi Q9…..Q6 à ̈ IR e la corrente di carica/scarica C1 à ̈ KM*IR. Appena VSTBY = Vth1, l’uscita di CO4 va bassa, Q15 viene spento e lo specchio Q13, Q14 viene acceso; la corrente che scorre attraverso la catena di specchi Q9….Q6 salta da IR a (1 – k1)IR e la corrente di carica/scarica di C1 a KM(1- k1)IR.
La diminuzione di frequenza che ne risulta forza l’anello di feedback a reagire per aumentare IFB per compensare l’improvviso aumento dell’energia trasferita, così VSTBY scende rapidamente e raggiunge Vth(<Vth1). Il clamp di precisione costituito dall'op-amp OA2 e Q16 viene attivato e impedisce a VSTBY dal diminuire oltre. Pertanto, mentre l’accoppiatore ottico drena una corrente IFB > (Vr - Vth) / R2, IR2 à ̈ costante, e costante à ̈ anche la frequenza di oscillazione.
L’extra corrente IS fornita da Q16 viene specchiata da Q17, Q18 e confrontata con la corrente di riferimento Iref specchiata da Q19, Q20. Sino a che IS < Iref, il collettore di Q19 si trova essenzialmente a Vcesat e l’uscita del comparatore CO1 à ̈ bassa. Quando IS supera Iref, la Vce di Q11 sale e quando supera Vth2, l’uscita di CO1 va alta inibendo così l’oscillatore attraverso l’interruttore SW e il generatore di treni di impulsi. In questo circuito si ha che: IFB.a = (Vr - Vth1) / R2, IFB.b = (Vr - Vth) / R2 Iref. Alternativamente, l’implementazione di una non linearità del tipo “E†può consistere in una combinazione dei circuiti della Figura 7 e della Figura 11. Questa alternativa à ̈ illustrata dal circuito della Figura 14.
Fintanto che IFB < IFB.a (cioà ̈ VSTBY > Vth), dove IFB.a = (Vr - Vth1) / R2, si ha che IR2 = IFB e IS = 0, l’uscita di CO4 à ̈ bassa, Q9 and Q11 sono spenti, così Q8 e Q10 erogano la loro corrente di collettore rispettivamente allo specchio Q5, Q6 attraverso D1 e al condensatore C1 attraverso D2. Pertanto, la corrente di carica/scarica di C1 à ̈ KM*IR. Quando VSTBY = Vth1, l’uscita di CO4 va alta, Q9 e Q11 vengono accesi, cosicché la corrente di collettore k1IR di entrambi Q8 e Q10 viene dirottata a massa. I diodi D1 e D2 isolano Q9 e Q11 e così il funzionamento dell’oscillatore risulta non influenzato, eccetto che dalla corrente di carica/scarica di C1 che salta da KM(1 – k1)IR.
Ancora una volta, la risultante diminuzione della frequenza forzerà l’anello di feedback a reagire per aumentare IFB per compensare l’improvviso aumento di energia trasferita cosicché VSTBY cadrà rapidamente fino a Vth (<Vth1). Il clamp di precisione costituito dalla op-amp OA2 e Q12 verrà attivato e impedirà a VSTBY dal diminuire oltre. Pertanto, mentre l’accoppiatore ottico drena una corrente IFB > (Vr - Vth) / R2, IR2 rimane costante e così anche la frequenza di oscillazione. L’extra corrente IS à ̈ fornita da Q12 e specchiata da Q13, Q14 ed à ̈ confrontata con la corrente di riferimento Iref specchiata da Q15, Q16. Fino a che IS < Iref, il collettore di Q15 à ̈ essenzialmente alla tensione Vcesat e l’uscita del comparatore CO1 à ̈ bassa. Quando IS supera Iref, la Vce di Q11 salta e appena supera Vth2, l’uscita di CO1 va alta inibendo l’oscillatore attraverso l’interruttore SW e il generatore di treni di impulsi.
In questo circuito, se: IFB.a = (Vr - Vth1) / R2, IFB.b = (Vr - Vth) / R2 Iref.
L’implementazione di una non linearità di tipo “E†può anche avvenire combinando i circuiti nella Figura 7 e nella Figura 12. Questa alternativa à ̈ illustrata nel circuito della Figura 15.
Fino a che IFB < IFB.a (cioà ̈ VSTBY > Vth), dove IFB.a = (Vr - Vth1) / R2, si ha che IR2 = IFB e IS = 0, l’uscita di CO4 à ̈ alta e l’interruttore SPDT a singolo polo e doppia posizione collega l’ingresso non invertente a Vv1 > Vv2, cosicché l’ampiezza delle oscillazioni ΔVosc = 3,9 – Vv1. Quando VSTBY = Vth1, l’uscita di CO4 va bassa e l’oscillazione ΔVosc aumenta della differenza tra Vv1 – Vv2, dando così origine ad una riduzione a gradino della funzione fosc(IFB).
Anche in questo caso, la risultante diminuzione di frequenza forza l’anello di feedback a reagire aumentando la corrente IFB per compensare l’improvviso aumento di energia trasferita, così VSTBY scende rapidamente a Vth (<Vth1), facendo scattare la stessa serie di effetti come negli esempi precedentemente descritti.
Tra i cinque tipi di non linearità considerati con gli esempi finora descritti, la non linearità “A†ha il vantaggio di lasciare invariato il CCO ma sembra essere la meno efficace dato che esercita solo una moderata azione di clamp sulla frequenza dell’oscillatore. Inoltre, essa ha una minore flessibilità in quanto fissa a zero la variazione dell'inclinazione. Tutti gli altri tipi di discontinuità appaiono più efficaci in quanto esercitano un’azione più marcata di clamp sulla frequenza di oscillazione dell’oscillatore (in pratica rovesciano la reazione da negativa a positiva) e l’intensità della loro azione può essere aggiustata modificando o i rapporti di specchiatura o le tensioni di riferimento.
La non linearità di tipo “C†ha il vantaggio di mantenere il CCO invariato ma introduce un salto fisso nella frequenza di oscillazione proporzionale alla minima frequenza di commutazione fosc.min = fosc(0) (vedi equazioni 1 e 3) e non nella frequenza di commutazione al punto di discontinuità fosc(IFB.a). Ciò significa che a seconda del campo di frequenza, questo tipo di discontinuità potrebbe essere troppo grande in alcuni casi o troppo piccolo in altri. Programmare l’ampiezza dell’intervallo di discontinuità con un circuito esterno potrebbe essere una soluzione ma questo richiede piedini dedicati aggiuntivi che potrebbero non essere disponibili. La discontinuità di tipo “C†sembra meno indicata per soluzioni integrate.
La più semplice forma di implementazione sembra essere quella della non linearità di tipo “D†, in particolare secondo il circuito illustrato in Figura 12. Essa richiede l’aggiunta solo di un solo comparatore e di un interruttore SPDT. Le prime verifiche sperimentali sono quindi state condotte per una non linearità di tipo “D†, nonostante che altre non linearità come quella di tipo “B†e “E†appaiano promettenti in termini di prestazioni e decisamente degne di ulteriori verifiche sperimentali.
Per valutare l’efficacia in termini di miglioramento dell’efficienza a basso carico, à ̈ stato realizzato un esperimento impiegando un circuito esterno che simulasse il tipo di non linearità. A questo fine, à ̈ stato costruito il circuito della Figura 16 che à ̈ stato quindi collegato ad un dispositivo integrato commerciale di controllore risonante L6599 come menzionato in precedenza. L’efficacia à ̈ stata valutata su un convertitore risonante LLC da 90W (Vin = 400 V, Vout = 19 V).
Il circuito à ̈ composto da un generatore di corrente (R2, D1, Q1) che eroga circa 20 µA quando la base di Q1 à ̈ portata a massa via R3 dall’uscita di uno dei comparatori presenti nel dispositivo integrato LM393. Questo comparatore riceve sul suo ingresso invertente una tensione di riferimento generata dal regolatore shunt TL431 e dal circuito di aggiustamento composto da R5, R9 e dal potenziometro R8. L’ingresso non invertente à ̈ collegato a STBY attraverso R7 che, in combinazione con R6 conferisce al comparatore una piccola isteresi. R8 à ̈ stato regolato in base ai valori di Vth e dell’isteresi VH di CO1 esistenti nel dispositivo integrato L6599, così da determinare la posizione di IFB.a a: (Vr - Vth -VH) / R2.
Quando Q1 viene acceso, la corrente IR ha una improvvisa variazione a gradino di 20 µA. 20 µA rappresentano circa il 10% di IR quando IFB = IFB.a. Questo causa una variazione uguale nella corrente di carica/scarica di C1 (KM = 1 nel dispositivo integrato L6599,) e quindi una proporzionale diminuzione della frequenza di commutazione che fa scattare la sopra descritta inversione del segno del feedback e spinge la tensione sul piedino VSTBY al di sotto di Vth.
Va notato che questo circuito implementa una linearità di tipo “C†e non una non linearità di tipo “D†. Infatti, il circuito della Figura 16, benché simile in concetto al circuito della Figura 10, sottrae una quantità fissa di corrente cosicché crea una discontinuità nella funzione fosc (IFB) ma lascia la sua inclinazione invariata. Tuttavia, come precedentemente spiegato, per piccole discontinuità come nel caso in esame essi sono pressoché indistinguibili, cosicché la differenza in termini di prestazioni non à ̈ da aspettarsi significativa.
I risultati della valutazione preliminare in laboratorio del convertitore sperimentale sono riassunti nel grafico della Figura 17, in cui l’efficienza con e senza il circuito esterno utilizzato per implementare la discontinuità sono confrontate. Il campo di variazione del carico preso in considerazione era tra 0,25 a 7,5 W, cioà ̈ da 0,28% a 8.3% del carico nominale. In questo campo, il circuito esterno implementante la non linearità secondo il presente trovato ha conseguito in media un aumento di efficienza vicino al 5%. Come mostrato nelle figure di oscilloscopio mostrate in Figura 18, l’aumento del ripple sulla tensione di uscita del convertitore à ̈ moderato: da circa 1% a 1.2% di Vout.
BIBLIOGRAFIA
[1] B. Wang, X. Xin, S. Wu, H. Wu, J. Ying, “Analysis and Implementation of LLC Burst Mode for Light Load Efficiency Improvement†, Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2009. APEC 2009. Twenty-Fourth Annual IEEE, Page(s): 58 – 64.
[2] J. Qin, Z. Moussaoui, J. Liu, G. Miller, “Light Load Efficiency Enhancement of a LLC Resonant Converter†, Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2011 Twenty-Sixth Annual IEEE, Page(s): 1764 – 1768
[3] F. Weiyi, F.C. Lee, P. Mattavelli, H. Daocheng, C. Prasantanakorn, “LLC resonant converter burst mode control with constant burst time and optimal switching pattern†, Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2011 Twenty-Sixth Annual IEEE, Page(s): 6 - 12
[4] Y. Liu, “High Efficiency Optimization of LLC Resonant Converter for Wide Load Range†. Thesis, Virginia Polytechnic Institute and State University, 2007.

Claims (12)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Metodo per controllare il funzionamento in modalità burst di un convertitore risonante avente un oscillatore controllato in corrente (CCO) per stabilire la frequenza di commutazione (fosc) di interruttori di potenza (M1, M2) del convertitore, pilotati in modo on-off in funzione di una corrente di controllo di controreazione (IFB), e uno schema di controllo isteretico per implementare la modalità di funzionamento burst a basso carico, causando l’arresto dell’oscillazione di detto oscillatore (CCO) quando detta corrente di controllo di controreazione raggiunge un valore massimo di progetto (IFBb), comprendente le operazioni di: introdurre una non linearità nella relazione funzionale tra la frequenza di oscillazione (fosc) e detta corrente di controllo di controreazione (IFB) o nella sua derivata, in un intervallo di valori della corrente immediatamente precedente detto valore di progetto (IFBb) di fine di un burst, tale che la frequenza di oscillazione rimane uguale o inferiore alla frequenza di oscillazione a detto valore di corrente (IFBa) di ingresso in detto intervallo di valori, definendo detto intervallo (IFBb-IFBa).
  2. 2. Il metodo della rivendicazione 1, in cui il decremento della frequenza di oscillazione (fosc) all’interno di detto intervallo di valori di corrente, al momento di entrare l’intervallo (IFBa) à ̈ limitato in modo da produrre un ripple sulla tensione di uscita del convertitore di ampiezza tollerabile.
  3. 3. Il metodo della rivendicazione 1, in cui detta corrente di controllo di controreazione (IFB) à ̈ una corrente assorbita da un dispositivo di accoppiamento ottico che trasferisce una tensione di controllo di controreazione (Vc), generata all’uscita di un amplificatore di errore di un anello di controreazione negativa, attraverso una barriera di isolamento galvanico del convertitore.
  4. 4. Il metodo della rivendicazione 1, in cui detta non linearità introdotta mantiene la relazione funzionale continua e causa una discontinuità nella sua derivata.
  5. 5. Il metodo della rivendicazione 1, in cui detta non linearità introdotta produce una discontinuità nella relazione funzionale tra la frequenza di oscillazione (fosc) e la corrente di controllo di controreazione (IFB).
  6. 6. Il metodo della rivendicazione 1, in cui detta non linearità introdotta produce una discontinuità in entrambe: la relazione funzionale tra la frequenza di oscillazione (fosc) e la corrente di controllo di feedback (IFB) e la sua derivata.
  7. 7. Convertitore risonante avente una struttura a totem di interruttori di potenza (M1, M2) collegata tra un nodo di ingresso della tensione di una sorgente elettrica e massa con un terminale comune (HB) tra gli interruttori collegato ad un circuito risonante o resonant tank comprendente una serie di condensatori (Cr), una prima induttanza (Ls) ed una seconda induttanza (Lp) collegata in parallelo all’avvolgimento primario in trasformatore (T) con secondario a presa centrale, gli avvolgimenti del quale sono rispettivamente collegati a diodi di uscita (D1, D2), i cui catodi sono collegati al parallelo costituito da un condensatore di uscita (Cout) e da una resistenza (Rout) attraverso la quale scorre la corrente di uscita, e un circuito di pilotaggio on-off di detti interruttori (M1, M2) comprendente un oscillatore controllato in corrente (CCO) per stabilire la frequenza di commutazione (fosc) del convertitore in funzione di una corrente (IFB) di controllo in retroazione della tensione di uscita del convertitore e un circuito di controllo isteretico adatto ad implementare una modalità di funzionamento burst a basso carico, causando l'arresto dell’oscillazione di detto oscillatore (CCO) quando detta corrente di controllo in retroazione raggiunge un valore massimo di progetto (IFBb), caratterizzato in ciò che detto circuito di controllo isteretico ha organi circuitali dedicati atti ad introdurre una non linearità nella relazione funzionale tra la frequenza di oscillazione (fosc) e detta corrente di controllo in retroazione (IFB) o in una derivata della stessa, in un intervallo di valori di corrente che precedono il valore di progetto (IFBb) di fine di un burst, tale che la frequenza di oscillazione rimane uguale o inferiore alla frequenza di oscillazione ad un valore di detta corrente di controllo in retroazione (IFBa) di ingresso in detto intervallo di valori, definendo detto intervallo (IFBb-IFBa).
  8. 8. Il convertitore risonante della rivendicazione 7, in cui detta corrente di controllo in retroazione (IFB) della tensione di uscita del convertitore à ̈ una corrente assorbita da un dispositivo ottico di accoppiamento che trasferisce una tensione di controllo in retroazione (Vc) generata all’uscita di un amplificatore di errore di un anello di feedback negativo, attraverso una barriera di isolamento galvanico del convertitore.
  9. 9. Il convertitore risonante della rivendicazione 7, in cui detti organi circuitali sono adatti a limitare il decremento della frequenza di oscillazione (fosc) all’interno di detto intervallo, a partire dal valore di corrente (IFBa) di ingresso nell’intervallo, in modo da mantenere tollerabile l’ampiezza di ripple sulla tensione di uscita del convertitore.
  10. 10. Il convertitore risonante della rivendicazione 8, in cui detto oscillatore controllato in corrente (CCO) comprende almeno due specchi di corrente collegati ad un condensatore di temporizzazione (C1) e in cui uno o entrambi gli specchi di corrente sono accoppiati attraverso altri specchi di corrente in cascata ad un piedino dedicato di ingresso dell’oscillatore per rendere una tensione di carica e/o di scarica di detto condensatore di temporizzazione proporzionale ad una corrente (Ir) assorbita attraverso detto piedino dedicato di ingresso e detti organi circuitali comprendono un circuito di clamp (Q8 o Q12).
  11. 11. Il convertitore risonante della rivendicazione 8, in cui detto oscillatore controllato in corrente (CCO) comprende almeno due specchi di corrente collegati ad un condensatore di temporizzazione (C1) ed in cui uno od entrambi gli specchi sono accoppiati attraverso altri specchi di corrente in cascata ad un piedino dedicato di ingresso dell’oscillatore per rendere una corrente di carica e/o scarica di detto condensatore di temporizzazione proporzionale ad una corrente (Ir) assorbita attraverso detto piedino dedicato di ingresso e detti organi circuitali comprendono un comparatore (CO4) ed un interruttore (SPDT).
  12. 12. Il convertitore risonante della rivendicazione 8, in cui detto oscillatore controllato in corrente (CCO) comprende almeno due specchi di corrente collegati ad un condensatore di temporizzazione (C1) ed in cui uno od entrambi gli specchi sono accoppiati attraverso altri specchi di corrente in cascata ad un piedino dedicato di ingresso dell’oscillatore per rendere una corrente di carica e/o scarica di detto condensatore di temporizzazione proporzionale ad una corrente (Ir) assorbita attraverso detto piedino dedicato di ingresso e detti organi circuitali comprendono un comparatore (CO4) atto a modificare il rapporto di trasferimento di almeno uno di detti specchi di corrente.
IT001231A 2012-07-16 2012-07-16 Metodo di controllo burst-mode per basso consumo in ingresso in convertitori risonanti e relativo dispositivo di controllo ITMI20121231A1 (it)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
IT001231A ITMI20121231A1 (it) 2012-07-16 2012-07-16 Metodo di controllo burst-mode per basso consumo in ingresso in convertitori risonanti e relativo dispositivo di controllo
US13/931,564 US9160236B2 (en) 2012-07-16 2013-06-28 Burst-mode control method for low input power consumption in resonant converters and related control device
US14/846,389 US9698688B2 (en) 2012-07-16 2015-09-04 Burst-mode control method for low input power consumption in resonant converters and related control device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
IT001231A ITMI20121231A1 (it) 2012-07-16 2012-07-16 Metodo di controllo burst-mode per basso consumo in ingresso in convertitori risonanti e relativo dispositivo di controllo

Publications (1)

Publication Number Publication Date
ITMI20121231A1 true ITMI20121231A1 (it) 2014-01-17

Family

ID=46800267

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
IT001231A ITMI20121231A1 (it) 2012-07-16 2012-07-16 Metodo di controllo burst-mode per basso consumo in ingresso in convertitori risonanti e relativo dispositivo di controllo

Country Status (2)

Country Link
US (2) US9160236B2 (it)
IT (1) ITMI20121231A1 (it)

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9306460B2 (en) * 2011-02-23 2016-04-05 Vkr Holding A/S Power supply comprising a standby feature
DE102011087440A1 (de) * 2011-11-30 2013-01-31 Osram Ag Schaltung zur Ansteuerung einer Beleuchtungskomponente
US10466763B2 (en) * 2013-12-02 2019-11-05 Nvidia Corporation Dynamic voltage-frequency scaling to limit power transients
KR20150114093A (ko) * 2014-03-31 2015-10-12 엘에스산전 주식회사 배터리 역접속 보호 시스템
JP6374261B2 (ja) * 2014-08-01 2018-08-15 ローム株式会社 絶縁同期整流型ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその同期整流コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器
JP6554325B2 (ja) 2014-08-01 2019-07-31 ローム株式会社 絶縁同期整流型ｄｃ／ｄｃコンバータおよびそのフィードバック回路、その同期整流コントローラ、それを用いた電源装置、電源アダプタおよび電子機器
TWI852899B (zh) * 2014-09-02 2024-08-21 法商賽諾菲巴斯德公司 疫苗組合物
US9595867B2 (en) * 2014-10-02 2017-03-14 Texas Instruments Incorporated System and method to improve standby efficiency of LLC converter
US9502965B1 (en) * 2015-06-16 2016-11-22 Chicony Power Technology Co., Ltd. Burst mode power supply method and burst mode power supply apparatus
US10673339B2 (en) * 2015-07-23 2020-06-02 Texas Instruments Incorporated Hysteretic control for transformer based power converters
CN105188197B (zh) * 2015-08-13 2018-05-01 英飞特电子（杭州）股份有限公司 一种led驱动电路
JP6630106B2 (ja) * 2015-10-02 2020-01-15 キヤノン株式会社 電源装置、記録装置、及び制御方法
GB2553799A (en) * 2016-09-14 2018-03-21 Nordic Semiconductor Asa DC-DC Converters
US10784784B2 (en) * 2017-05-23 2020-09-22 Semiconductor Components Industries, Llc DC-DC converter with dynamic feedback loop
US10326371B2 (en) 2017-08-23 2019-06-18 Semiconductor Components Industries, Llc Providing adaptive output power
US10320301B2 (en) 2017-09-15 2019-06-11 Semiconductor Components Industries, Llc Power converter responsive to device connection status
US10243469B1 (en) * 2017-10-17 2019-03-26 Texas Instruments Incorporated Adaptive burst generation for use with a DC-output converter
US10141830B1 (en) 2017-10-31 2018-11-27 Semiconductor Components Industries, Llc Burst operation of a switching controller having a plurality of foldback curves
US10644591B1 (en) 2018-10-16 2020-05-05 Linear Technology Holding Llc Regulator light load control techniques
CN113661784B (zh) * 2019-04-11 2024-03-22 昕诺飞控股有限公司 用于驱动负载的转换器、led驱动器以及led照明装置
US10931204B1 (en) * 2019-11-12 2021-02-23 Monolithic Power Systems, Inc. Isolated resonant converter with fixed output ripple
US11689108B2 (en) * 2021-11-03 2023-06-27 O2Micro Inc. Controller for controlling a resonant converter
CN114915178B (zh) * 2022-05-09 2024-12-31 上海杰瑞兆新信息科技有限公司 改善原边反馈变换器原副边脱开问题的方法
CN115864824B (zh) * 2022-10-18 2025-06-10 南京理工大学 CLLC谐振变换器三脉冲Burst最优轨迹控制方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090244934A1 (en) * 2008-03-28 2009-10-01 Delta Electronics Inc. Synchronous rectification circuit having burst mode controller and controlling method thereof
US20110176335A1 (en) * 2010-01-21 2011-07-21 Li Zeng Resonant converters and burst mode control method thereof

Family Cites Families (36)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3365402B2 (ja) * 1999-09-02 2003-01-14 横河電機株式会社 スイッチング電源装置
ITVA20020038A1 (it) * 2002-05-30 2003-12-01 St Microelectronics Srl Regolatore di tensione
US6724174B1 (en) * 2002-09-12 2004-04-20 Linear Technology Corp. Adjustable minimum peak inductor current level for burst mode in current-mode DC-DC regulators
WO2004030194A1 (en) * 2002-09-30 2004-04-08 Infineon Technologies Ag Switching mode power supplies
US7990120B2 (en) * 2006-08-04 2011-08-02 Linear Technology Corporation Circuits and methods for adjustable peak inductor current and hysteresis for burst mode in switching regulators
US7483281B2 (en) * 2006-08-11 2009-01-27 System General Corp. Multi-channel power converter with switching frequency modulation circuit for power saving
US20080062725A1 (en) * 2006-09-11 2008-03-13 Ta-Yung Yang Multi-channels power converter having power saving means to improve light load efficiency
TW200847602A (en) * 2007-05-29 2008-12-01 Richtek Techohnology Corp Apparatus and method of improving flyback transformer light-loading efficacy
JP2009148111A (ja) * 2007-12-17 2009-07-02 Panasonic Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2009189170A (ja) * 2008-02-07 2009-08-20 Panasonic Corp エネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法
US7983061B2 (en) * 2008-02-22 2011-07-19 System General Corporation Switching controller capable of reducing acoustic noise for power converters
US9148060B2 (en) * 2008-03-03 2015-09-29 System General Corp. Switching controller with burst mode management circuit to reduce power loss and acoustic noise of power converter
TWI390378B (zh) * 2008-05-14 2013-03-21 Richtek Technology Corp Control circuit and method of Chi - back power converter
TW201003355A (en) * 2008-07-11 2010-01-16 Richtek Technology Corp Control circuit and method of flyback converter
US8102679B2 (en) * 2008-08-15 2012-01-24 Infineon Technologies Ag Utilization of a multifunctional pin to control a switched-mode power converter
CN101645656B (zh) * 2009-09-01 2011-09-14 成都芯源系统有限公司 电流峰值压缩方法及采用该方法的控制电路
TWI474601B (zh) * 2009-10-08 2015-02-21 Acbel Polytech Inc High conversion efficiency of the pulse mode resonant power converter
EP2309632B1 (en) * 2009-10-12 2013-05-29 STMicroelectronics Srl Half bridge resonant DC-DC control device
IT1397088B1 (it) * 2009-12-28 2012-12-28 St Microelectronics Srl Circuito integrato per un oscillatore atto a pilotare un dispositivo di controllo di un convertitore risonante a commutazione.
US8804377B2 (en) * 2009-12-28 2014-08-12 Stmicroelectronics S.R.L. Charge-mode control device for a resonant converter
IT1397087B1 (it) * 2009-12-28 2012-12-28 St Microelectronics Srl Dispositivo di controllo in modalità a controllo di carica per un convertitore risonante.
KR101677729B1 (ko) * 2010-02-19 2016-11-18 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치 제어 장치, 이를 포함하는 전력 공급 장치 및 스위치 제어방법
WO2012014525A1 (ja) * 2010-07-26 2012-02-02 株式会社村田製作所 スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置
US8587964B2 (en) * 2010-09-16 2013-11-19 System General Corp. Control circuit with burst mode and extended valley switching for quasi-resonant power converter
US8488338B2 (en) * 2010-10-01 2013-07-16 System General Corporation Controller with valley switching and limited maximum frequency for quasi-resonant power converters
EP2445098B1 (en) * 2010-10-25 2019-08-07 STMicroelectronics Srl Control device for a resonant converter.
US9685870B2 (en) * 2011-02-08 2017-06-20 Fairchild Korea Semiconductor Ltd. Phase-cut pre-regulator and power supply comprising the same
KR101769130B1 (ko) * 2011-02-08 2017-08-18 페어차일드코리아반도체 주식회사 전력 공급 장치, 링크 전압 제어 스위치의 제어 장치 및 방법
US8730687B2 (en) * 2011-03-09 2014-05-20 System General Corporation Switching controller with valley-lock switching and limited maximum frequency for quasi-resonant power converters
US8508958B2 (en) * 2011-04-01 2013-08-13 Power Integrations, Inc. LLC controller with programmable fractional burst frequency
US8817498B2 (en) * 2011-05-25 2014-08-26 Fairchild Semiconductor Corporation Hybrid control techniques for series resonant converter
CN102412727B (zh) * 2011-11-25 2014-02-19 成都芯源系统有限公司 开关电源及其控制电路和调光方法
US9143043B2 (en) * 2012-03-01 2015-09-22 Infineon Technologies Ag Multi-mode operation and control of a resonant converter
US9379616B2 (en) * 2012-08-13 2016-06-28 System General Corp. Control circuit with deep burst mode for power converter
GB201306211D0 (en) * 2013-04-05 2013-05-22 Texas Instr Cork Ltd Primary-side burst mode control scheme for LLC converters
US9112425B2 (en) * 2013-06-14 2015-08-18 Power Integrations, Inc. Switch mode power converter having burst mode with current offset

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090244934A1 (en) * 2008-03-28 2009-10-01 Delta Electronics Inc. Synchronous rectification circuit having burst mode controller and controlling method thereof
US20110176335A1 (en) * 2010-01-21 2011-07-21 Li Zeng Resonant converters and burst mode control method thereof

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
ANONYMOUS: "L6599 - High-voltage resonant controller", INTERNET CITATION, 15 May 2006 (2006-05-15), pages 1 - 36, XP002525804, Retrieved from the Internet <URL:http://www.ed-china.com/ARTICLES/2006JUL/3/2006JUL11_PM_POW_OT.pdf?SOURCES=DOWNLOAD> [retrieved on 20060515] *
JIFENG QIN ET AL: "Light load efficiency enhancement of a LLC resonant converter", APPLIED POWER ELECTRONICS CONFERENCE AND EXPOSITION (APEC), 2011 TWENTY-SIXTH ANNUAL IEEE, IEEE, 6 March 2011 (2011-03-06), pages 1764 - 1768, XP032014118, ISBN: 978-1-4244-8084-5, DOI: 10.1109/APEC.2011.5744835 *

Also Published As

Publication number Publication date
US20140016362A1 (en) 2014-01-16
US20150381052A1 (en) 2015-12-31
US9160236B2 (en) 2015-10-13
US9698688B2 (en) 2017-07-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
ITMI20121231A1 (it) Metodo di controllo burst-mode per basso consumo in ingresso in convertitori risonanti e relativo dispositivo di controllo
US11018594B1 (en) Adaptive control of resonant power converters
US8102679B2 (en) Utilization of a multifunctional pin to control a switched-mode power converter
US7990127B2 (en) Method and apparatus for AC to DC power conversion with reduced harmonic current
US8476887B2 (en) DC to DC converter with pseudo constant switching frequency
US9647562B2 (en) Power conversion with switch turn-off delay time compensation
CN101490938B (zh) 开关模式电源系统
US9954445B2 (en) Current converter with current control on the primary winding side and compensation of the propagation delay
US7859859B2 (en) Primary side sampled feedback control in power converters
US20210067046A1 (en) Driver circuit for a resonant converter, related integrated circuit, electronic converter and method
US7339799B2 (en) Switching power supply
US11411506B2 (en) Control circuit and switching converter
US8149601B2 (en) Adaptive slope compensation method for stabilizing a continuous conduction mode converter
US20160248323A1 (en) Control module with an estimator of an input electric quantity for a switching converter and method for controlling a switching converter
ITMI20092306A1 (it) Dispositivo di controllo in modalità a controllo di carica per un convertitore risonante.
US9647541B2 (en) Hysteretic control DC/DC converter switching frequency with reduced dependence on voltage and current
WO2001028079A2 (en) Drive circuits for synchronous rectifiers
ITMI20110388A1 (it) Dispositivo per evitare l&#39;hard-switching nei convertitori risonanti e relativo metodo.
CN114389456B (zh) 同步整流器驱动器电路、集成电路、谐振转换器及方法
US20140218973A1 (en) Dc/dc converters
GB2441926A (en) DC/DC converter
US20040264215A1 (en) Power conversion circuit with clamp and soft start
WO2018097820A1 (en) Switch control for resonant power converter
TWI822091B (zh) 半橋返馳式轉換器及其控制方法
CN101154884A (zh) 电流模式脉宽调制升压电路及其反馈信号感测方法