JP2009189170A - エネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法 - Google Patents

エネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法 Download PDF

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Abstract

【課題】過負荷状態ではない通常動作時には安定動作を実現することができるとともに、過負荷状態では十分に出力電力を低くすることが可能であり、理想的な過負荷保護特性を実現することができるエネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法を提供する。
【解決手段】過負荷時には、スイッチング素子１のオン期間の最小値を小さくすることにより、スイッチング素子１のオン時間を短縮、あるいはスイッチング電流のピーク値を低下させる過負荷保護により、確実に出力電力を絞る。
【選択図】図１

Description

本発明は、過負荷保護機能を有するスイッチング電源装置等において電力を変換するエネルギ変換技術に関するものである。
従来から、例えばスイッチング素子のスイッチング動作により、ある入力電圧を変換して安定した出力電圧を出力するエネルギ変換装置、いわゆるスイッチング電源装置においては、出力に接続される負荷の異常時や短絡時などの過負荷時にも、出力に過電流が供給されることを抑制する、いわゆる過負荷保護機能が備えられることが一般的である。
上記のような過負荷時には、一般的に出力電圧が低下するため出力部に供給するエネルギが一定であっても出力電流が過大となってしまい、これがしばしば問題となる。これを防ぐためには、過負荷時には出力に供給するエネルギを小さくする必要がある。
以上のような過負荷保護機能を実現する従来技術として、以下にいくつか例を挙げて説明する。
まず、従来例１（例えば、特許文献１を参照）のスイッチング電源装置は、過負荷保護機能を備えたチョッパ型のスイッチング電源装置であり、過負荷状態を出力電圧の低下で検出し、スイッチング素子の発振周波数、およびスイッチング素子に流れる電流（以下、スイッチング電流）パルスのピーク値を低下させることにより、出力へ供給されるエネルギを小さくし、過負荷保護を実現している。
図２３に示したのは、この従来例１を簡単に説明する構成例である。この電源装置では、出力電圧検出抵抗１０１４、１０１５で出力電圧ＶＯを検出し、出力電圧ＶＯに比例した電圧ＶＯＤＥＴを比較器１０１０にて基準電圧（ＶＲＥＦ１１）１０１７と比較し、その出力ＶＥＲＲを比較器１００９で発振器１００８の出力ＶＯＳＣと比較している。そして、この比較器１００９の出力ＶＰＷＭが、ＮＡＮＤ回路１００６、ＰＮＰトランジスタ１００５を介して、スイッチング素子１００１のオン、オフをコントロールする。このような動作により、過負荷状態ではない通常動作時には、一定の発振周波数でスイッチング素子のオン時間を変化させ、出力電圧ＶＯを一定に制御するＰＷＭ制御を行う。
ここで、過電流検出回路１０１２はスイッチング電流検出抵抗１００４でスイッチング電流値を検出し、この電流値が一定値を超えたときには、フリップフロップ回路１００７に信号を出力して、スイッチング素子１００１をオフさせる。つまり、この電源装置はスイッチング素子１００１に流れる電流パルスのピーク値を一定値以下に制限するスイッチング素子１００１の過電流保護機能が備えられている。
次に、過負荷時の動作の説明を行う。このスイッチング電源装置では、出力電流ＩＯが増加するとスイッチング電流パルスのピーク値が上昇するが、上記したスイッチング電流の過電流保護機能により、このピーク値が一定値以上になることができないので、出力電流ＩＯがある値以上になると出力電圧が低下する。
このように、過負荷時には出力電圧ＶＯが低下するので、この出力電圧ＶＯの検出値であるＶＯＤＥＴも低下する。比較器１０１１はこのＶＯＤＥＴと基準電圧（ＶＲＥＦ１２）１０１８を比較し、その出力信号を発振器１００８、過電流検出回路１０１２に供給しており、これにより、過負荷時に出力電圧ＶＯがある値まで低下すると発振器の発振周波数、およびスイッチング素子１００１の過電流保護値を低下させる。つまり、過負荷時には、スイッチング素子１００１の発振周波数と電流パルスのピーク値を低下させ、出力電流ＩＯが過剰に増加することを防いでいる。
また、従来例２（例えば、特許文献２を参照）のスイッチング電源装置は、過負荷保護機能を備えたフライバック型電源装置であり、過負荷状態における出力電圧の低下を、出力電圧に比例した補助巻線電源部で検出し、スイッチング電流パルスのピーク値を低下させることにより、出力へ供給されるエネルギを小さくし、過負荷保護機能を実現している。
図２４に示したのは、この従来例２を簡単に説明する構成例である。この電源装置では、定電圧制御回路２０２４、誤差増幅器２０１５により、出力電圧ＶＯに関係した信号がＯＲ回路２０１４に出力され、スイッチング素子２００１をＰＷＭ制御によりオン、オフをコントロールしている。このような動作により、通常動作時にはＰＷＭ制御により出力電圧ＶＯを一定に保つ。
１次巻線２０３１、２次巻線２０３２、補助巻線２０３３は１つのトランスを構成し、２次巻線２０３２は出力電圧ＶＯを出力し、それと同じ極性である補助巻線２０３３は、出力電圧ＶＯに比例した補助巻線電圧ＶＢを出力する。この補助巻線電圧ＶＢは抵抗２００６、２００７によりＶＢに比例した値ＶＯＲＥＦとして比較器２０１３に出力される。また、抵抗２００２はスイッチング電流値を検出する役割を持ち、スイッチング電流に比例した電圧値ＩＯＲＥＦを比較器２０１３に出力する。比較器２０１３はＩＯＲＥＦがＶＯＲＥＦよりも大きくなるとスイッチング素子２００１をオフさせるように動作する。
通常動作時には出力電圧ＶＯは一定であるため、ＶＯＲＥＦも一定である。このためスイッチング電流が一定値以下に制限される。このため、過負荷時に出力電流ＩＯがある値よりも大きくなると出力電圧ＶＯが低下する。この時には、結果的にＶＯＲＥＦも低下するので、スイッチング電流の制限値も低下する。つまり、過負荷時には、スイッチング電流パルスのピーク電流値を低下させることで出力部へエネルギ供給を少なくして、出力電流ＩＯが過剰に増加することを防いでいる。
その他、ごく一般的な方法として、スイッチング電流パルスのピーク値や発振周波数は変化をさせないものの、過負荷時にはスイッチング素子の発振期間と停止期間を設け、発振期間の割合を小さくすることで出力電力を絞り、出力電流ＩＯが過剰に増加するのを防ぐ間欠発振型の過負荷保護機能も存在する。
図２６には、間欠発振型の過負荷保護機能を備えた電源装置において、過負荷時の動作のタイミングチャートを示している。このように、過負荷になった後、何らかの検出手段で過負荷保護が作動すると、発振を停止させ、一定時間ごとに発振を再開し、再度発振を停止するという間欠動作を行っている。
この間欠動作により、過負荷時の出力電力の供給を制限できるとともに、負荷の状態が正常に戻った時には、電源装置の動作が正常に戻ることができるようにしている。
特許第３２２９８２５号公報 特開平５−１３０７７３号公報
しかしながら、スイッチング素子の過電流保護動作には、制御回路で生じる要素として、過電流を検出してから実際にスイッチング素子をターンオフさせるまでの遅れ時間ｔｄや、ターンオン直後に過電流保護が誤動作することを防ぐために設けられた過電流検出の不感時間（以下、ブランキング時間とする）ｔＢＬＫなどから構成されるスイッチング素子の最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎが存在することが一般的である。
この最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎは、過電流保護が作動できない時間であり、スイッチング電流の大きさに関係なく、スイッチング素子がターンオフしない時間であるため、スイッチング電流のパルスは、そのオン時間が最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎより短くならない。
上記に挙げた過負荷保護では、過負荷時にスイッチング電流の過負荷保護機能によりスイッチング電流パルスのピーク値を低下させ、出力電流が増加することを防いでいるが、発振周波数が高い場合や最小オン時間が長い場合には、この最小オン時間のためにスイッチング電流パルスのピーク値を十分に低下させることができず、出力電流を絞ることができない。
ここで、発振周波数が高い場合の説明を以下に行う。
図２５は、それぞれ発振周波数１００ｋＨｚと２００ｋＨｚで、スイッチング電流のピーク値が過電流保護検出レベルまで高くなっている場合（出力電力が最大となっている状態）の電流波形図である。スイッチング電源装置では、周波数が異なる場合でも、似たようなオンデューティ範囲になるように使用される場合が多いので、図２５ではオンデューティを統一して２０％としており、それぞれスイッチング素子のオン時間Ｔｏｎは、２．０μｓ（１００ｋＨｚの場合）、１．０μｓ（２００ｋＨｚの場合）となっている。
今、図２５に示されているように最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎが５００ｎｓとなっているとすると、発振周波数が１００ｋＨｚの場合には、過負荷時に過電流保護検出レベルを低下させたときに、スイッチング電流パルスのピーク値を１／４まで低下させることができるが、発振周波数が２００ｋＨｚの場合には、１／２までしか低下させることができない。このように、発振周波数が高くとなると、発振周期が短くなるために出力電力が大きい時のオン時間が短くなって最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎとの差が小さくなる。このために、過電流保護検出レベルを低下させても、スイッチング電流ピーク、および出力電力を小さくすることができず、結果的に出力電流ＩＯの増大を防ぐことができない。
さらに、特許文献２に示すような補助巻線を設け、この補助巻線電圧を利用して出力電圧の検出を行っている場合、この補助巻線電圧は理想的には出力電圧の定数倍の電圧となるが、実際にはこの補助巻線電圧は、補助巻線のスイッチング電圧に発生するスパイク電圧の影響を受けて、この理想的な電圧値から値が外れることがある。つまり、このスパイク電圧はスイッチング電流パルスのピーク値などに依存して変化するため、具体的には出力電圧が一定であってもスイッチング電流パルスのピーク値や出力電流の変化により、補助巻線電圧が変化する。
ここで前記したように、最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎにより過負荷時にスイッチング電流パルスのピーク値を十分に低下させることができない場合には、この電流ピーク値が低下しないことにより、出力電圧が低下しても補助巻線電圧が低下しなくなることがある。
これに対し特許文献２に示す電源装置では、補助巻線電圧の低下でスイッチング電流パルスのピーク値を低下させて出力電力を絞る過負荷保護を行うので、前述のように補助巻線電圧が低下しなくなると出力電力を絞ることができなくなり、過負荷保護機能を実現することができないという問題がある。
また、このように補助巻線電圧の低下により出力電圧の検出を行う電源装置であって、特許文献１のようにさらに出力電圧が低下したところで発振周波数を低下させるといった、２段階の過負荷保護を備えている電源装置においては、補助巻線電圧が低下しないことにより２段階目の過負荷保護が作動しなくなり、出力電力を十分に絞ることができなくなるので、この点はさらに大きな問題である。
また、特許文献１に示すように、過負荷時には発振周波数を低下させることにより出力電力を絞ることも可能であるが、発振周波数が低下して可聴域である２０ｋＨｚ以下となる場合には、このスイッチング周波数によりトランスやコイルという磁性部品の騒音が問題となる。
この際、スイッチング電流パルスのピーク値を低くすることでこの騒音を小さくすることが可能であることを利用して、スイッチング電流パルスのピーク値を低くする機能が必要となることが一般的であるが、この機能がある場合であっても、前述した最小オン時間の影響でスイッチング電流パルスのピーク値を低下できない場合には、磁性部品の騒音を解決することが困難であった。
このように従来の技術では、特に高い発振周波数では過負荷保護を適正に実施することができず、これがスイッチング電源装置の高周波化や、それに伴うトランスやコイルなどの磁性部品の小型化に妨げとなっていた。
また、スイッチング電源装置では、出力電圧が低くなると、一般的に連続モード動作時のオンデューティが低くなる傾向がある。例えば、降圧型チョッパ電源装置では、連続モード動作時のオンデューティが『ＶＯ／ＶＩＮ』と表され、理想的なフライバック型電源装置では、『ＶＯ×ｎ／（ＶＩＮ＋ＶＯ×ｎ）』（ｎ：トランス巻線比、スイッチング素子のオン電圧や出力整流ダイオードの順方向電圧を無視した場合）と表されて、やはり、出力電圧ＶＯが低下すると連続モード動作時のオンデューティが小さくなる。
３つ目に紹介した間欠発振型の過負荷保護では、発振期間の割合を小さくすることにより平均の出力電力を絞って保護を実現しているが、発振が停止していること、過負荷状態であることから、発振が再開する時には出力電圧ＶＯが低くなっていると考えられる。
このように、出力電圧ＶＯが低いときには、このスイッチング電源装置は最大限出力に電力を供給しようとするため、低いオンデューティで、最大のスイッチング電流でスイッチング素子は発振するものと考えられる。この最大のスイッチング電流を決定するのは、スイッチング素子を制御する回路の過電流保護機能であるが、ここで問題にしている最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎが問題となる。
この最小オン時間は過電流保護が作動しない時間であり、この間スイッチング素子をターンオフすることができない。この最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎが上記に説明された連続モード時のオンデューティよりも長くなると、スイッチング電流は周期性のある定常動作を行うことができない。図２７には、この発振再開時のスイッチング電流の変化を示している。このように、スイッチング電流は、過電流保護機能によって、設定された検出レベル以下に抑えることができなくなり、スイッチング電流が過大となってしまう。これによりスイッチング素子が破壊してしまうことがあり、これが大きな問題となることがあった。
本発明は、上記従来の問題点を解決するもので、スイッチング素子の過電流保護機能における最小オン時間に関係なく、スイッチング電流パルスのピーク値を十分に低下させて出力電流を十分に絞ることができ、負荷に対する出力電流の増大を確実に防ぐことができるとともに、スイッチング電流が過大となることを防いでスイッチング素子の破壊をなくすことができ、さらに装置を低騒音化しかつ容易に小型化および軽量化しつつコスト低減化することができるエネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法を提供する。
上記の課題を解決するために、本発明の請求項１に記載のエネルギ変換装置は、入力されるある形態のエネルギを特定の形態のエネルギに変換して出力するエネルギ変換装置であって、外部より入力エネルギが入力される入力部と、外部へ出力エネルギが出力される出力部と、入力端子と出力端子と制御端子を有するスイッチと、前記スイッチの制御端子に接続され前記スイッチのオン、オフを制御する制御回路と、前記スイッチの入力端子あるいは出力端子のいずれかが接続されるエネルギ伝達エレメントと、前記エネルギ伝達エレメントに接続され前記出力部へエネルギを伝達する整流平滑部とを備え、前記制御回路は、前記スイッチのオン期間の最小値を決定する回路と、前記スイッチのオン期間の最小値を変化させる回路と、前記出力部に接続される負荷の状態を検出する回路とを有し、前記負荷の状態が異常であることを検出した場合には、前記負荷の状態が正常である場合に比べて前記スイッチのオン期間の最小値を短縮するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項２に記載のエネルギ変換装置は、請求項１に記載のエネルギ変換装置であって、前記制御回路は、前記スイッチに流れる電流値を検出する回路と、前記スイッチに流れる電流の最大値を決定する回路と、前記出力部の電圧値を検出する回路と、前記出力部の電圧値により前記負荷の状態を判断する回路とを有し前記出力部の電圧値が第一の閾値まで低下することで前記負荷の状態が異常であることを検出した場合には、前記負荷の状態が正常である場合に比べて前記スイッチのオン期間の最小値を短縮するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項３に記載のエネルギ変換装置は、請求項２に記載のエネルギ変換装置であって、前記制御回路は、前記出力部の電圧値が第二の閾値まで低下すると前記出力部へ供給するエネルギを小さくする第一の過負荷保護機能を実現する回路を有することを特徴とする。
また、本発明の請求項４に記載のエネルギ変換装置は、請求項３に記載のエネルギ変換装置であって、前記第一の過負荷保護機能として、前記スイッチに流れる電流の最大値を低くすることで前記出力部へ供給するエネルギを小さくすることを特徴とする。
また、本発明の請求項５に記載のエネルギ変換装置は、請求項４に記載のエネルギ変換装置であって、前記第一の過負荷保護機能として、前記出力部の電圧値が前記第二の閾値よりも低くなっているとき、前記出力部の電圧値が低下するほど前記スイッチに流れる電流の最大値を低くする特性を有することを特徴とする。
また、本発明の請求項６に記載のエネルギ変換装置は、請求項３に記載のエネルギ変換装置であって、前記第一の過負荷保護機能として、単位時間あたりの前記スイッチのスイッチング回数を少なくすることを特徴とする。
また、本発明の請求項７に記載のエネルギ変換装置は、請求項６に記載のエネルギ変換装置であって、前記第一の過負荷保護機能として、前記出力部の電圧値が前記第二の閾値よりも低くなっているとき、前記出力部の電圧値が低下するほど単位時間あたりの前記スイッチのスイッチング回数を少なくする特性を有することを特徴とする。
また、本発明の請求項８に記載のエネルギ変換装置は、請求項７に記載のエネルギ変換装置であって、前記第一の過負荷保護機能として、前記スイッチの発振周波数を低下させることで前記スイッチのスイッチング回数を少なくすることを特徴とする。
また、本発明の請求項９に記載のエネルギ変換装置は、請求項７に記載のエネルギ変換装置であって、前記第一の過負荷保護機能として、前記スイッチがスイッチング不可能な期間を設けることで前記スイッチのスイッチング回数を少なくすることを特徴とする。
また、本発明の請求項１０に記載のエネルギ変換装置は、請求項３に記載のエネルギ変換装置であって、前記制御回路は、前記第一の過負荷保護機能とは別の機能であり、前記出力部の電圧値が前記第二の閾値よりも低い第三の閾値まで低下すると、前記出力部へ供給するエネルギを小さくする第二の過負荷保護機能を実現する回路を有することを特徴とする。
また、本発明の請求項１１に記載のエネルギ変換装置は、請求項１０に記載のエネルギ変換装置であって、前記制御回路は、前記第一の閾値を、前記第三の閾値よりも高く設定するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１２に記載のエネルギ変換装置は、請求項１０に記載のエネルギ変換装置であって、前記制御回路は、前記スイッチを流れる電流の最大値を低くすることを前記第一の過負荷保護機能と設定し、前記スイッチの発振周波数を低くすることを前記第二の過負荷保護機能と設定するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１３に記載のエネルギ変換装置は、請求項１０に記載のエネルギ変換装置であって、前記制御回路は、前記スイッチを流れる電流の最大値を低くすることを前記第一の過負荷保護機能と設定し、前記スイッチがスイッチング不可能な期間を設けることを前記第二の過負荷保護機能と設定するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１４に記載のエネルギ変換装置は、請求項１０に記載のエネルギ変換装置であって、前記制御回路は、前記スイッチの発振周波数を低くすることを前記第一の過負荷保護機能と設定し、前記スイッチを流れる電流の最大値を低くすることを前記第二の過負荷保護機能と設定するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１５に記載のエネルギ変換装置は、請求項２に記載のエネルギ変換装置であって、前記制御回路は、前記出力部の電圧値が低下するほど前記スイッチのオン期間の最小値を短くする回路を有することを特徴とする。
また、本発明の請求項１６に記載のエネルギ変換装置は、請求項２に記載のエネルギ変換装置であって、前記エネルギ伝達エレメントは、前記入力部および前記スイッチに接続される第一の巻線と、前記整流平滑部に接続される第二の巻線と、前記制御回路に接続される第三の巻線とを有するトランスであり、前記制御回路は、前記第三の巻線の電圧値を検出する回路を有し、前記検出による前記第三の巻線の電圧値により前記出力部の電圧値を検出するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１７に記載のエネルギ変換装置は、請求項１に記載のエネルギ変換装置であって、前記制御回路は、前記スイッチに流れる電流値を検出する回路を有し、前記スイッチに流れる電流値が閾値以上となったことで前記負荷の状態が異常であることを検出して、前記スイッチのオン期間の最小値を短縮するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１８に記載のエネルギ変換装置は、請求項１に記載のエネルギ変換装置であって、前記制御回路は、前記スイッチの発振周波数が閾値以上となったことで前記負荷の状態が異常であることを検出して、前記スイッチのオン期間の最小値を短縮するよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項１９に記載のエネルギ変換装置は、請求項１から請求項１８のいずれかに記載のエネルギ変換装置であって、前記制御回路は、前記スイッチに流れる電流値を検出する回路と、前記スイッチに流れる電流の最大値を決定する回路と、前記スイッチがターンオンした後に、前記スイッチに流れる電流値を検出する回路、あるいは前記スイッチに流れる電流の最大値を決定する回路が作動しないブランキング時間を設ける回路と、前記ブランキング時間を変化させる回路とを有し、前記スイッチのオン期間の最小値の一部あるいは全てを前記ブランキング時間とするよう構成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項２０に記載の半導体装置は、請求項１から請求項１９のいずれかに記載のエネルギ変換装置に用いる半導体装置であって、前記制御回路の一部あるいは全てを単一の半導体基板上に形成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項２１に記載の半導体装置は、請求項１から請求項１９のいずれかに記載のエネルギ変換装置に用いる半導体装置であって、前記制御回路の一部あるいは全てと前記スイッチを同一の半導体基板上に形成したことを特徴とする。
また、本発明の請求項２２に記載のスイッチ制御方法は、請求項１から請求項２１のいずれかに記載のエネルギ変換装置において、前記スイッチのオン、オフを制御する際に、前記スイッチのオン期間の最小値を決定する処理と、前記スイッチのオン期間の最小値を変化させる処理と、前記負荷の状態を検出する処理とを実行するスイッチ制御方法であって、前記負荷の状態が異常であることを検出した場合には、前記負荷の状態が正常である場合に比べて前記スイッチのオン期間の最小値を短縮することを特徴とする。
以上のように本発明によれば、過負荷時にスイッチに流れる電流波形の最大値を抑える過負荷保護機能を備えたエネルギ変換装置において、過負荷状態においては過負荷状態ではない通常動作状態に比べて最小のオン期間を短くすることにより、負荷の通常状態では誤動作なく動作できると同時に、過負荷状態においては最小オン期間に制限されることなくスイッチング電流の最大値を低くすることができ、負荷の状態に応じて出力電流を適切に調整することができる。
また、過負荷時に発振周波数を低下させるエネルギ変換装置においても、スイッチを流れる電流およびトランスなどの磁性部品を流れる電流の電流値を、スイッチの最小のオン期間に制限されることなく小さくすることができるので、その磁性部品の騒音を低下させることができる。
また、過負荷時に出力電圧が第一の閾値よりも低下したことを検出して、スイッチング電流の最大値を低下させて出力電圧を小さくする第一の過負荷保護機能を作動させ、さらに第一の閾値よりも低い第二の閾値よりも出力電圧が低下したことを検出して、例えば単位時間当たりのスイッチのスイッチング回数を少なくするなどの第二の過負荷保護機能によって、さらに出力電力を低下させて出力電流が過大となることを防ぐエネルギ変換装置において、出力電圧が第二の閾値よりも高い状態で最小オン期間を短縮させることにより、スイッチング電流の最大値が低下しないことで出力電圧が第二の閾値まで低下せず、第二の過負荷保護が作動することができなくなってしまうことを防ぐことができる。
また、過負荷時に出力電圧が低い状態で発振しなければならない時に、最小オン期間を短縮する機能を備えることで、最小オン期間内にスイッチング電流が過大となり、スイッチが破壊してしまうことを防ぐことも可能である。
また、スイッチと制御回路については同一半導体内に設けて容易に単一化することにより、主要な回路部品を単一半導体内に設けることで、回路を構成するための部品点数を削減することができ、エネルギ変換装置としてスイッチング電源装置を構成した場合、容易に小型化および軽量化さらにコスト低減化を実現することができる。
以上により、過負荷状態ではない通常動作時には安定動作を実現することができるとともに、過負荷状態では十分に出力電力を低くすることが可能であり、理想的な過負荷保護特性を実現することができる。
以下、本発明の実施の形態を示すエネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法について、図面を参照しながら具体的に説明する。
（実施の形態１）
本発明の実施の形態１のエネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法を説明する。
図１は本実施の形態１のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。
図１において、スイッチング電源装置制御用の半導体装置３０は、スイッチとしてのスイッチング素子１とスイッチング素子１のスイッチング動作を制御する制御回路から構成されている。半導体装置３０は、外部入力端子として、スイッチング素子１の入力端子（ＤＲＡＩＮ）、補助電源電圧入力端子（ＶＣＣ）、内部回路電源端子（ＶＤＤ）、フィードバック信号入力端子（ＦＢ）、電流リミット可変端子（ＣＬ）、スイッチング素子１の出力端子および制御回路のＧＮＤ端子（ＧＮＤ）の６端子を備えている。
２は、半導体装置３０の内部回路電源を供給するためのレギュレータで、起動電流をＶＣＣへ流すためのスイッチ２Ａと、起動電流をＶＤＤへ流すためのスイッチ２Ｂと、ＶＣＣからＶＤＤへ電流を供給するためのスイッチ２Ｃを備えている。
３は、起動用の回路電流を供給するための起動用定電流源であり、起動時にスイッチ２Ａを介してＶＣＣへ起動電流を供給する。また、起動後にＶＣＣが一定電圧以下のときは、スイッチ２Ｂを介してＶＤＤへ回路電流を供給する。
７は、半導体装置３０の起動／停止を制御するための起動／停止回路であり、ＶＤＤの電圧を検出し、ＶＤＤが一定電圧以下のときは、スイッチング素子１のスイッチング動作を停止させる信号を、ＮＡＮＤ回路５へ出力する。
６は、スイッチング素子１に流れる電流（以下、ドレイン電流とする）を検出するためのドレイン電流検出回路であり、検出した電流を電圧信号ＶＩＤに変換して、比較器８へその電圧信号ＶＩＤを出力する。また、このドレイン電流検出回路６は、スイッチング素子１がターンオンした直後にドレイン電流検出回路６が誤作動してターンオフすることを防ぐため、ドレイン電流検出の不感時間（以下、ブランキング時間とする）ｔＢＬＫを生成する機能を有する。
１１は、フィードバック信号制御回路であり、ＦＢ端子に入力される電流信号ＩＦＢを電圧信号ＥＡＯに変換し、比較器８へその電圧信号ＥＡＯを出力する。ＶＬＩＭＩＴ可変回路１２は、ドレイン電流の過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴを決定する信号ＶＬＩＭＩＴを生成する回路であり、ＣＬ端子から印加される電流値ＩＣＬによって、ＶＬＩＭＩＴの高さを変化させ、最終的にＩＬＩＭＩＴを変化させることができる。また、この回路は発振周波数低下信号ｆｏｓｃ＿Ｌｏｗを発振回路９に出力し、ブランキング時間短縮信号ＩＢＬＫをドレイン電流検出回路６へ出力する。この機能により、ＩＣＬが低下すると発振周波数ｆｏｓｃ、ブランキング時間ｔＢＬＫが低下する。
比較器８は、フィードバック信号制御回路１１からの出力信号ＥＡＯとＶＬＩＭＩＴ可変回路１２からの出力ＶＬＩＭＩＴの低い方の値と、ドレイン電流検出回路６からの出力信号ＶＩＤが等しくなった時に、ＲＳフリップフロップ回路１０のリセット端子（Ｒ）へ信号を出力する。
９は発振回路であり、スイッチング素子１の最大デューティサイクルを決める最大デューティサイクル信号９Ａと、スイッチング素子１の発振周波数を決めるクロック信号９Ｂを出力する。また、ＶＬＩＭＩＴ可変回路１２から発振周波数低下信号ｆｏｓｃ＿Ｌｏｗが入力されると、発振周波数が低くなる機能を有する。最大デューティサイクル信号９ＡはＮＡＮＤ回路５へ入力され、クロック信号９Ｂは、ＲＳフリップフロップ回路１０のセット端子（Ｓ）へ入力される。
ＲＳフリップフロップ１０は、発振回路９の出力信号であるＣＬＯＣＫがハイレベルになるタイミングでＮＡＮＤ回路５にハイレベル信号を出力してターンオンのタイミングを決定し、比較器８の出力信号がローレベルになるタイミングでＮＡＮＤ回路５にローレベル信号してターンオフのタイミングを決定する。
ＮＡＮＤ回路５へは、起動／停止回路７の出力信号と、最大デューティサイクル信号９Ａと、ＲＳフリップフロップ回路１０の出力信号（Ｑ）が入力される。ＮＡＮＤ回路５の出力信号は、ゲートドライバー４へ入力され、スイッチング素子１のスイッチング動作を制御する。
このような構成により、半導体装置３０はＦＢ端子電流ＩＦＢが増加するとドレイン電流パルスの最大（ピーク）値ＩＤｐを低くし、ＩＦＢが減少するとＩＤｐを高くする制御を行い、ＣＬ端子電流ＩＣＬが大きい時にはそのＩＤｐの最大値ＩＬＩＭＩＴが高くなり、ＩＣＬが小さい時にはＩＬＭＩＴが低くなる制御を実施する。また、この半導体装置３０は、ＩＣＬに応じて、発振周波数ｆｏｓｃ、ブランキング時間ｔＢＬＫを変化させる制御も実施し、この回路が持つ特性は図２に示されている。
また、４０はトランスであり、１次巻線４０Ａと、２次巻線４０Ｂと、１次側補助巻線４０Ｃを有している。
１次側補助巻線４０Ｃには、ダイオード３１とコンデンサ３２とで構成される整流平滑回路が接続され、半導体装置３０の補助電源部としてＶＣＣへ入力される。また、出力電圧を発生する４０Ｂと極性を同じくする４０Ｃは、４０Ｂの定数倍となる電圧波形を発生するため、平滑コンデンサ３２の両端には出力電圧の定数倍の電圧ＶＢが発生する。制御回路３０のＣＬ端子は定電圧となるように構成されており、ＶＣＣとＣＬの間に接続された抵抗３４によって補助巻線電圧値ＶＢがＣＬ端子電流ＩＣＬとして検出される。
３３はＶＤＤの安定化用コンデンサである。６１は、制御信号を２次側から１次側へ伝達するための制御信号伝達回路であり、フォトトランジスタ６１Ａとフォトダイオード６１Ｂから構成される。フォトトランジスタ６１ＡのコレクタはＶＤＤと接続され、フォトトランジスタ６１ＡのエミッタはＦＢと接続される。
２次側巻線４０Ｂには、ダイオード５１とコンデンサ５２とで構成される整流平滑回路が接続され、負荷５８へ接続される。シャントレギュレータ５７は、抵抗５５と抵抗５６により２次側出力電圧ＶＯを検出し、出力電圧ＶＯが一定になるようにフォトダイオード６１Ｂに流れる電流を制御する。
以上のように構成されたスイッチング電源装置の動作を、図１〜図４を用いて以下に説明する。
図２は、図１中の半導体装置３０の端子へ入力される信号とスイッチング素子１の動作パラメータの関係を表した図であり、図３はこの構成により得られる出力電圧−電流特性図であり、図４は、このスイッチング電源装置における過負荷時のスイッチング電流の変化について説明した図である。
図１において、入力端子には、たとえば商用の交流電源が整流平滑されて形成される直流電圧ＶＩＮが入力される。このスイッチング電源装置の動作中には、半導体装置３０は１次側補助巻線４０Ｃのダイオード３１とコンデンサ３２によって構成される電圧ＶＣＣを電源とし、ＶＣＣ端子から電力を得ている。半導体装置３０の制御回路の電源電圧はＶＤＤであり、レギュレータ２内のスイッチ２Ｃにより、ＶＤＤが一定電圧になるようにＶＣＣから電力が供給されている。
レギュレータ２内のスイッチ２Ｂは、起動直後や過負荷時などＶＣＣ電圧が一定値ＶＣＣ（ＯＮ）以下のときに、スイッチング動作のオフ期間中に導通が可能となり、ＶＣＣ電圧が不足しても、必要に応じてドレイン端子からＶＤＤに電力が供給されることによって、ＶＤＤ電圧が低下しないようにしている。また、ＶＣＣ電圧が一定値ＶＣＣ（ＯＮ）以上のときには、このスイッチ２Ｂは導通しない。
また、レギュレータ２内のスイッチ２Ａは、起動時においてドレインからＶＣＣに電力を供給する役割を果たしている。この動作により、ＶＣＣが起動電圧ＶＣＣ＿ｓｔａｒｔまで上昇したとき、スイッチング素子１はスイッチング動作を開始する。
２次側巻線４０Ｂに流れる電流は、ダイオード５１とコンデンサ５２により整流平滑されて直流電流となり、負荷５８に電力を供給する。出力電圧ＶＯは抵抗５５、抵抗５６と、シャントレギュレータ５７で設定されているが、負荷が軽くなり設定された電圧よりもＶＯが高くなると、シャントレギュレータ５７によってフォトダイオード６１Ｂに流れる電流が増加し、ＦＢ端子へ流れ込む電流ＩＦＢも増加する。
半導体装置３０は、上述したように図２に示したような特性を持ち、ＦＢ端子へ流れ込む電流が増加すると、ドレイン電流のピーク値ＩＤｐを低くするため出力電力も小さくなる。逆に、負荷が重くなりＶＯが低くなるときには、ＦＢ端子へ流れ込む電流ＩＦＢが減少し、ドレイン電流のピーク値ＩＤｐが高くなるために出力電力が大きくなる。このような制御により、負荷に応じた出力電力が供給されて出力電圧ＶＯが安定し、定電圧特性が実現される。
このように出力電圧ＶＯが安定化された状態で、負荷５８に流れる出力電流ＩＯを増加させていくと、ＩＦＢが減少とともにフィードバック信号制御回路１１の出力信号ＥＡＯが上昇してＩＤｐが高くなるが、このＥＡＯがＶＬＩＭＩＴよりも高くなると、ＩＤｐが過電流検出レベルＩＬＩＭＩＴと等しくなり、それ以上ＩＤｐを高くすることができない。この状態でさらに出力電流ＩＯを増加させると、ＩＤｐが高くなることができず出力電力を増やすことができないために、出力電圧ＶＯが低下を開始する。
さて、上述したように、この過電流検出レベルＩＬＩＭＩＴを決定しているＶＬＩＭＩＴはＣＬ端子に流れ込む電流ＩＣＬにより変化し、その変化は図２に示す通りである。通常動作時、出力電圧ＶＯが低下していない時には、ＩＬＩＭＩＴが低下せず最大値ＩＬＭＩＴｍａｘとなるように、抵抗３４の値は設定されている。
図３には、本実施の形態のスイッチング電源装置における出力電圧−出力電流特性（以下、ＶＯ−ＩＯ特性）を示している。図３に（１）で示された通常動作領域から出力電流ＩＯが増えてＩＤｐがＩＬＩＭＩＴｍａｘまで高くなり、出力電圧ＶＯが低下して補助巻線電圧ＶＢ（＝ＶＣＣ）が低下するとＩＣＬが小さくなり、やがてＩＬＩＭＩＴが低下を開始する。ここまでが図３の領域（２）の特性となる。
さて、上記したように、半導体装置３０は、ＩＣＬの低下とともにＩＬＩＭＩＴ、ｆｏｓｃ、ｔＢＬＫおよび最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎは、図２に示したような変化をする。図３の（３）に示した状態は、（２）の状態から負荷がさらに重くなって出力電圧ＶＯ、ＶＢ、ＩＣＬが低下し、ＩＬＩＭＩＴが低下している状態である。
図４には、このときのドレイン電流ＩＤ波形の変化を示している。負荷が重くなりＩＬＩＭＩＴが低下し始めた後、ＩＣＬがＩＣＬｔ０まで低下するとブランキング時間ｔＢＬＫが短縮を始める。図４に示すように、ｔＢＬＫが短縮することでｔｄ＋ｔＢＬＫが短くなり、Ｔｏｎｍｉｎによる制限を受けることなく、ＩＬＩＭＩＴの低下によるＩＤｐの低下を行うことができる。
図４にて、点線（１）、（２）で示されたドレイン電流波形は、仮にｔＢＬＫが短縮する機能を有しない場合のドレイン電流波形である。このようにＩＬＩＭＩＴが低下したときにも、ドレイン電流のピーク値ＩＤｐがＴｏｎｍｉｎで決定されてしまうため、過負荷時にもＩＤｐを十分に低下させることができない。
図３における点線（５）の特性は、ｔＢＬＫの短縮機能を有せずＩＤｐを十分に低下させることができない時のＶＯ−ＩＯ特性であるが、このように出力電流ＩＯを絞ることができない。図３中の（６）の特性は、（５）の特性から、ＶＣＣの低下とともにＩＣＬがＩＣＬｆ０まで低下し、発振周波数ｆｏｓｃが低下することにより、出力電流ＩＯが絞られた場合の特性である。このような特性では、出力電流ＩＯの制限が少なく、過負荷保護の特性が良好とは言えない。
次に、さらに過負荷保護の特性が悪化する図３中（７）のケースについて説明する。
補助巻線電圧ＶＢ（＝ＶＣＣ）は、理想的には出力電圧ＶＯの定数倍の電圧となるが、この電圧は補助巻線４０Ｃのスイッチング電圧に発生するスパイク電圧の影響を受けて、この理想的な電圧値から値が外れることがある。つまり、このスパイク電圧は、スイッチング電流パルスのピーク値ＩＤｐなどに依存して変化するため、具体的には出力電圧ＶＯが一定であっても、スイッチング電流パルスのピーク値ＩＤｐや出力電流ＩＯの変化により、ＶＢが変化する。
上記したような、ｔＢＬＫが短縮する機能を有しないために、過負荷時にスイッチング電流パルスのピーク値を十分に低下させることができない場合には、この電流ピーク値が低下しないことにより、上記スパイク電圧の影響が小さくならず、出力電圧が低下しても補助巻線電圧ＶＢが低下しなくなることがある。図３中の（７）は、このようにＶＢが低下しなくなってしまった場合の特性であり、この時にはＩＣＬがＩＣＬｆ０まで低下することができないために、発振周波数ｆｏｓｃが低下せず、出力電流ＩＯの制限を全く行うことができない。
これに対して、（４）の動作領域は、ＩＣＬがＩＣＬｆ０以下となり発振周波数ｆｏｓｃが低下して出力電力、および出力電流ＩＯが絞られている領域である。上記したように、ｔＢＬＫの短縮機能によりＩＤｐを問題なく低下させることができ、またＶＢ、ＩＣＬの低下を妨げることもなく、確実に発振周波数ｆｏｓｃを低下させることができるため、点線で示された、ｔＢＬＫの短縮機能を有しない場合のＶＯ−ＩＯ特性（５）、（６）、（７）に比べても、確実に出力電流ＩＯを絞ることが可能である。
ここで、ＩＣＬｔ０をＩＣＬｆ０よりも高く設定しているのは、発振周波数が低下する前にブランキング時間を短縮することで、ＩＤｐとＶＢの低下が問題なく実施され、発振周波数が低下する領域までＶＢが低下するようにするためである。
また、この実施の形態において、領域（１）の通常動作時にｔＢＬＫを変化させないのは、ブランキング時間ｔＢＬＫがスイッチング素子の発振の誤動作を防ぐ役割を持っており、この動作領域では良好な特性を実現するために誤動作することが許容できないためである。一方、領域（２）、（３）、（４）、（５）の過負荷動作領域では過負荷状態自体が異常状態であるために、安定したスイッチング動作が必要ではなく、保護のために出力電力、出力電流ＩＯを抑制することができれば良い。このため、仮にブランキング時間ｔＢＬＫを短くすることにより誤動作が起きた場合でも、これは出力電力が絞られる方向であり、この状態では安定した制御が必要とされないために問題が発生しない。
なお、本実施の形態において、発振周波数ｆｏｓｃや最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎを、ＣＬ端子電流ＩＣＬに応じて連続的に変化させているのは、過負荷状態が解決された時に通常動作に復帰しやすくするためである。
このような理由で、過負荷時にのみブランキング時間ｔＢＬＫ、最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎを短くする本発明は有効である。
図５に示された回路は、ブランキング時間ｔＢＬＫを変化させる機能を有するドレイン電流検出回路６の構成の一例である。この回路では、スイッチング素子１のＲＯＮを利用してドレイン電流ＩＤを検出しており、ＩＤに比例した値であるＶＤを抵抗６０１、６０２によって検出し、その検出値ＶＩＤを比較器８に出力している。
さて、ゲートドライバー４の出力がハイレベル（以下、Ｈ）となりスイッチング素子１がターンオンしてから反転器６０３の出力がＨとなるまでの間は、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ６１０がオフしているために上記のドレイン電流検出ができない。このため、ブランキング時間は、このゲートドライバー４の出力がＨになってからＮｃｈＭＯＳＦＥＴ６１０がオンするまでの時間で構成される。
スイッチング素子１がオフしている時にはゲートドライバー４の出力がローレベル（以下、Ｌ）であり、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ６０５がオン、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ６０６がオフしているため、反転器６０３の入力はＨとなっている。その状態からスイッチング素子１がターンオンしてゲートドライバー４の出力がＨとなると、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ６０５がターンオフ、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ６０６がターンオンして、容量６０４が放電を開始し、反転器６０３の入力電圧が低下し始める。
最終的に、この反転器６０３の入力が閾値以下まで低下した時に、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ６１０がターンオンしてドレイン電流の検出が可能となり、このＮｃｈＭＯＳＦＥＴ６１０がターンオンするまでの期間であるブランキング時間は、容量６０４とＮｃｈＭＯＳＦＥＴ６０６、６０７を流れる電流値で決定される。ここで、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ６０６の電流能力はＮｃｈＭＯＳＦＥＴ６０７に比べて大きく設定されているため、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ６０６に流れる電流は、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ６０７により決定される。
そして、このＮｃｈＭＯＳＦＥＴ６０７の電流値はＮｃｈＭＯＳＦＥＴ６０８の電流値で決定され、この電流値は定電流源６０９の電流ＩＣＯＮとＶＬＩＭＩＴ可変回路１２から供給される電流ＩＢＬＫを足し合わせた値であるので、ブランキング時間ｔＢＬＫは『ＩＣＯＮ＋ＩＢＬＫ』の値により値が変化する。
図６に示された回路は、ＶＩＬＩＭＩＴ可変回路１２の構成の一例である。この回路では、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ７０１、７０２とＰｃｈＭＯＳＦＥＴ７０３、７０４からなるカレントミラー回路により、ＣＬ端子電流ＩＣＬに比例した電流が抵抗７０５に流れる。これにより、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ７０４のコレクタ電圧ＶＬはＩＣＬに比例して変化する。クランプ回路７０６は、このＶＬの上限と下限をクランプする機能を有し、過電流検出レベルＩＬＩＭＩＴを決定するＶＬＩＭＩＴを出力する。このＶＬＩＭＩＴの変化により、ＩＬＩＭＩＴはＩＣＬの変化により図２に示したような変化を行う。
このクランプ回路７０６の出力は負荷短絡検出回路７０７に接続されており、この負荷短絡検出回路７０７は、発振周波数低下信号ｆｏｓｃ＿Ｌｏｗを発振回路９に出力し、ＶＬに応じて発振周波数ｆｏｓｃを変化させる図２に示すような特性を実現することができる。
この負荷短絡検出回路７０７は、ＶＬに応じてブランキング時間を変化させる電流信号ＩＢＬＫをドレイン電流検出回路６に出力し、ＩＣＬが小さくなるほどこのＩＢＬＫが増えるように構成されている。このＩＢＬＫは図５に示されたドレイン電流検出回路６に印加される。
上述したように、ブランキング時間ｔＢＬＫはＩＢＬＫとＩＣＯＮで決定されるので、ＩＢＬＫの変化によりｔＢＬＫが変化する。つまり、ＶＬＩＭＩＴ可変回路１２とドレイン電流検出回路６の働きにより、ＩＣＬが減少した時にｔＢＬＫが短縮される図２に示したような特性を、半導体装置３０は実現することができる。
（実施の形態２）
本発明の実施の形態２のエネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法を説明する。
図７は本実施の形態２のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。
このスイッチング電源装置は、実施の形態１におけるシャントレギュレータ５７を定電圧、定電流制御を可能にする２次側制御回路５９に置き換え、出力電流が流れる部分に出力電流検出抵抗６０を追加したものである。以下には、実施の形態１と同様の構成、動作については説明を省略し、異なる部分のみを説明する。
図８に示したのは、本実施の形態２の電源装置におけるＶＯ−ＩＯ特性である。（１）の領域では、２次側制御回路５９は、抵抗５５、５６により出力電圧ＶＯを検出し、この検出値をほぼ一定にするようにフォトダイオード６１Ｂに流れる電流とＦＢ端子に流れる電流ＩＦＢ、ドレイン電流ピーク値ＩＤｐを変化させ、出力電圧ＶＯが一定になるようにスイッチング素子１のスイッチングを制御する。なお、この定電圧制御を行う条件は、出力電流検出抵抗６０の両端の電位差が一定値未満である、つまり、出力電流ＩＯが一定値未満であることである。
次に、出力電流ＩＯが所定値まで大きくなった場合には、図８における領域（２）のように定電流制御を行う。具体的には、検出抵抗６０の両端の電位差がほぼ一定となるように、フォトダイオード６１Ｂに流れる電流を制御して、定電流制御を実施する。
さて、この定電流制御を実施している際には、負荷が重くなると出力電圧ＶＯが低下するため、補助巻線電圧ＶＢ（＝ＶＣＣ）も同様に低下する。ここで、半導体装置３０は実施の形態１と同様の機能を有するので、ＶＢおよびＩＣＬが低下するとＩＬＩＭＩＴの低下が開始し、やがて発振周波数ｆｏｓｃが低下する。動作点（３）は、ＩＣＬ＝ＩＣＬｆ０となり、発振周波数ｆｏｓｃが低下を開始するポイントである。そして、さらに負荷が重くなると発振周波数ｆｏｓｃが低下し、さらに、ＩＬＩＭＩＴの低下によりＩＤｐも低くなり、図８の領域（４）のように出力電流ＩＯが絞られ、短絡保護がされる。
ここで、出力電圧ＶＯが低くなると２次側制御回路５９は電源電圧が足りなくなり、制御不能となることが一般的であり、これが課題となることがある。このため、１次側の制御にて出力電流ＩＯを小さくする特性を実現することが求められる。また、負荷短絡時の保護として、出力電流ＩＯが定電流制御時のＩＯよりも小さな値（例えば、３０％以下など）に抑制されることが、一般的に求められることが多い。
これに対し、半導体装置３０が、ＩＣＬに応じてｔＢＬＫを短縮させる機能を有していない場合には、負荷短絡時にＩＤｐを十分に低くすることができないので、ＩＯを十分に絞ることができない。図８中に点線で示されたＶＯ−ＩＯ特性は、ｔＢＬＫを短縮させる機能を有していない場合の特性を示しており、このように負荷短絡時にＩＯを低下させることができず、所定の保護特性を求めることができない。
このように、ＩＣＬに応じてｔＢＬＫを短縮させる機能は、２次側に定電圧、定電流の制御を行う制御回路を有する電源装置においても、良好な短絡保護特性を実現するために有用である。
（実施の形態３）
本発明の実施の形態３のエネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法を説明する。
図９は本実施の形態３のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。
ここまでは、絶縁型の電源装置として、出力電圧ＶＯの低下を、トランス４０の１次側補助巻線４０Ｃにおけるバイアス巻線電圧ＶＢの低下で検出し、過負荷を検出する方法を前提に説明を行っていたが、例えば、出力電圧ＶＯを直接検出し、この低下で過負荷を検出する非絶縁型の電源装置でも、本発明が適用できる。
図９に示すスイッチング電源装置では、１次−２次間に絶縁がなく、ＣＬ端子に接続される抵抗３４を直接出力電圧ＶＯに接続している。これにより、実施の形態１では、補助巻線電圧ＶＢで行っていた出力電圧ＶＯの検出を、直接行うことができ、過負荷時には実施の形態１と同様の動作を行うことができる。その他の構成については、実施の形態１と同様なため、説明を省略する。
このような構成であっても、過負荷時に最小オン時間を短縮する効果は、実施の形態１と同様である。
（実施の形態４）
本発明の実施の形態４のエネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法を説明する。
図１０は本実施の形態４のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。
本実施の形態４のスイッチング電源装置では、ＶＬＩＭＩＴ可変回路１２に間欠発振制御回路１３が接続されており、この間欠発振制御回路１３がレギュレータ２３に接続されている。そして、カウンター１４が備えられ、これがレギュレータ２３と起動停止回路７に接続されている点で、実施の形態１と異なる。
また、レギュレータ２３の動作も前述したレギュレータ２の動作とは異なり、レギュレータ２３が間欠発振制御回路１３からの信号を受けると、スイッチ２３Ｂ、２３Ｃをオンさせない機能や、カウンター１４からの信号に応じて、スイッチ２３Ｂ、２３Ｃを制御する機能を有する。さらに、ＶＬＩＭＩＴ可変回路１２は発振回路９に周波数低下信号ｆｏｓｃ＿Ｌｏｗを出力せず、過負荷時に発振周波数を低下させない点も異なるが、その他の点では同様な動作を行う。
この半導体装置３０の特性としては、ＩＣＬ−ＩＬＩＭＩＴ、ＩＣＬ−ｔＢＬＫの関係は図２に示した実施の形態１の特性と変わりなく、ＩＣＬ−ｆｏｓｃの特性のみが変更されている。
ＶＬＩＭＩＴ可変回路１２は、ＩＣＬが図２中のＩＣＬｆ０まで低下した時に、間欠発振制御回路１３に間欠発振作動信号を出力する。この間欠発振作動信号が入力された間欠発振制御回路１３は、レギュレータ２３に信号を送り、スイッチ２３Ｂ、２３Ｃをオフさせて、ドレイン、ＶＣＣからの電流供給を停止させる。カウンター１４は０〜３までをカウントすることが可能で、ＶＤＤがＶＤＤ（ＯＦＦ）まで低下する回数をカウントしている。また、この電源装置の動作前にはこのカウンターは０であり、０であればｅｎａｂｌｅ信号を、１〜３であればｄｉｓａｂｌｅ信号を起動停止回路７に出力する。
起動停止回路７は、ＶＤＤがＶＤＤ（ＯＦＦ）まで低下すると、スイッチング素子１の発振を停止させ、カウンター１４の出力がｅｎａｂｌｅの場合のみ、ＶＤＤがＶＤＤ（ＯＮ）まで上昇すると、スイッチング素子１の発振を開始させる。レギュレータ２３は、ＶＤＤがＶＤＤ（ＯＦＦ）まで低下すると、ＶＣＣ＜ＶＣＣ（ＯＮ）の場合はスイッチ２３Ｂをオンさせ、ＶＣＣ＞ＶＣＣ（ＯＮ）の場合はスイッチ２３Ｃをオンさせて、ドレイン、あるいはＶＣＣからＶＤＤへチャージを行う。
その後、レギュレータ２３は、カウンター１４の出力がｄｉｓａｂｌｅの時には、ＶＤＤがＶＤＤ（ＯＮ）まで上昇した時に、ドレインあるいはＶＣＣからのチャージをカットし、カウンター１４の出力がｅｎａｂｌｅの時には、ＶＤＤが一定値になるように、ドレインあるいはＶＣＣからチャージを行う。
図１１には、この電源装置における過負荷時の動作のタイミングチャートを示す。図１１中（１）に示された過負荷状態の開始とともに、ＶＯ、ＶＢ、ＩＣＬが低下を始め、ＩＣＬの低下とともにＩＬＩＭＩＴが低下してＩＤｐが低下する。やがてＩＣＬがＩＣＬｆ１まで低下するとドレイン端子からＶＤＤへの電流供給がなくなり、ＶＤＤが低下を始める（図１１中（２）のポイント）。さらに、（３）のポイントにてＶＤＤがＶＤＤ（ＯＦＦ）まで低下すると、上記の機能によりスイッチング素子１の発振が停止し、ドレインからＶＤＤへの電流供給が開始する。この時カウンター１４のカウントは１になっているため、その後ＶＤＤがＶＤＤ（ＯＮ）まで上昇した時、スイッチング素子１の発振は再開せず、ＶＤＤへのチャージが停止するためにＶＤＤは再び降下する。
このような動作を繰り返し、カウンター１４のカウントが再度０になった時にスイッチング素子の発振は再開される（図１１中（４）のポイント）。しかし、過負荷状態が解決されない場合は、ＩＣＬが小さいためにＶＤＤのチャージは再開されず、再びＶＤＤが降下して発振が停止する。
つまり、この電源装置では過負荷時に発振期間を短くすることにより、出力への電力供給を減らし、過負荷保護を実現している。また、過負荷状態が解決されれば、発振期間内にＶＣＣが上昇することによりＩＣＬが大きくなり、ＶＤＤへのチャージが再開されて再び正常動作することを可能にする。
この回路のＶＯ−ＩＯ特性を図１２に示す。このように動作領域（１）、（２）、（３）では、実施の形態１と同様の動作を行うため同様の特性となる。過負荷時、出力電圧ＶＯとＶＣＣ、ＩＣＬが低下すると、間欠発振が作動し、動作領域（４）のように出力電流ＩＯを絞ることができる。
これに対し、ブランキング時間ｔＢＬＫを短縮させる機能を持たない場合には、ＩＤｐを低くすることができないことにより、図１２の点線で示したように、間欠発振時も出力電流ＩＯを十分に絞ることができないか（特性（６））、ＶＢを低下させることができないために、ＩＣＬがＩＣＬｆ１まで低下せず間欠発振を行うことができず、出力電流ＩＯが増大してしまう（特性（７））過負荷保護特性となる。
そこで、ブランキング時間ｔＢＬＫを短縮させる機能を持っている場合には、最小オン時間に制限されることなく、ＩＤｐを低くすることが可能であるため、前述の図１２中の（６）や（７）の特性となってしまうことを防ぐことが可能であり、この実施の形態でも、実施の形態１と同様の効果を得ることが可能である。
（実施の形態５）
本発明の実施の形態５のエネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法を説明する。
図１３は本実施の形態５のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。
図１３に示したスイッチング電源装置のブロック図は、過負荷時に、ＩＤｐや発振周波数ｆｏｓｃを変化させることなく間欠発振を行うことにより、過負荷保護を実現させる実施の形態５の一構成例である。この電源装置では、ＶＬＩＭＩＴとＩＬＩＭＩＴを変化させるＶＬＩＭＩＴ可変回路を持たず、ＶＬＩＭＩＴは一定値となっている。また、フィードバック信号制御回路１１の出力ＥＡＯとＶＬＩＭＩＴを比較する比較器１６を備えており、この比較器１６は、ＥＡＯ＞ＶＬＩＭＩＴとなるとハイレベル信号（以下、Ｈ信号）を遅延時間生成回路１７に出力する。
遅延時間生成回路１７は、Ｈ信号を受けると所定の遅延時間後にブランキング時間短縮回路１５、間欠発振制御回路１３にＨ信号を出力する。なお、この遅延時間生成回路１７は、所定の遅延時間以内に入力信号がハイレベル信号からローレベル信号（以下、Ｌ信号）に戻った場合には、Ｈ信号の出力は行わない。
ブランキング時間短縮回路１５は、Ｈ信号を受けるとドレイン電流検出回路６へブランキング時間短縮信号ＩＢＬＫを出力し、結果としてブランキング時間ｔＢＬＫが短縮される。一方、間欠発振制御回路１３は、このＨ信号を受けると、レギュレータ２３に信号を出力し、ドレイン、ＶＣＣからＶＤＤへの電流供給を停止させ、実施の形態４と同様に間欠発振動作を開始させる。その他の部分に関しては、実施の形態４と同様であるので説明を省略する。
さて、この電源装置が過負荷状態になると、出力電圧ＶＯが低下してＦＢ端子電流ＩＦＢが増加し、ＥＡＯが上昇してＥＡＯ＞ＶＬＩＭＩＴとなる。この時、遅延時間生成回路１７により決定される所定の遅延時間を経た後に、ブランキング時間短縮回路１５、間欠発振制御回路１３にＨ信号が入力され、ブランキング時間ｔＢＬＫの短縮と間欠発振の過負荷保護の作動が開始される。
このスイッチング電流ピークを降下させない形の間欠発振による過負荷保護では、前述したように、最小オン時間内にスイッチング電流が過大となってしまい、スイッチング素子が破壊してしまうことが課題であったが、本実施の形態では、過負荷時にこの最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎを短縮させることにより、この電流が過大となってしまうことを防ぐか、抑えることが可能となる。
（実施の形態６）
本発明の実施の形態６のエネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法を説明する。
図１４は本実施の形態６のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。
図１４に示すスイッチング電源装置は、過負荷状態ではない通常動作時にスイッチング素子１のオンデューティをコントロールする電源回路であり、過負荷時にはこのデューティの最大値であるＭＡＸＤＵＴＹと発振周波数ｆｏｓｃを低下することにより、過負荷保護を実現する。
ＯＮＤＵＴＹ制御回路１９は、ＦＢ端子電流を電圧信号に変換した値であるフィードバック信号制御回路１１の出力ＥＡＯと発振回路９の出力ＣＬＯＣＫ信号を受け取り、ＥＡＯに応じてオンデューティを変化させる機能を有し、具体的にはＯＲ回路１２３に出力する信号をＬ信号からＨ信号に変えることでターンオフのタイミングを決定する。このＯＮＤＵＴＹ制御回路１９は、またＯＮＤＵＴＹを最小デューティＭＩＮＤＵＴＹまでしか小さくしない機能も有している。
比較器８はスイッチング素子１を流れる電流の検出値であるＶＩＤとＶＬＩＭＩＴを比較し、ＶＩＤがＶＬＩＭＩＴよりも大きくなるとＯＲ回路１２３にＨ信号を出力してスイッチング素子１をターンオフさせる。ＯＲ回路１２３は、比較器８あるいはＯＮＤＵＴＹ制御回路１９の出力のいずれかがＨ信号になると、フリップフロップ回路１０にリセット信号を出力して、スイッチング素子１をターンオフさせる。
つまり、このＶＬＩＭＩＴによりスイッチング電流の最大値ＩＬＩＭＩＴが設定され、ＩＤｐがＩＬＩＭＩＴ以下の時にはＯＮＤＵＴＹ制御回路１９によりスイッチング素子１のオンデューティが制御される。ＭＡＸＤＵＴＹ可変回路１８はＣＬ端子電流ＩＣＬが入力され、このＩＣＬに応じて、発振周波数低下信号ｆｏｓｃ＿Ｌｏｗ、ＭＡＸＤＵＴＹ低下信号ＤＣ＿Ｌｏｗを発振回路９に出力する。このＩＣＬとＭＡＸＤＵＴＹ、ｆｏｓｃの関係は図１５に示すとおりである。その他の部分に関しては、実施の形態１と同様であるので説明を省略する。
次に、このスイッチング電源装置の動作について説明する。
過負荷状態ではない通常動作時には、ＩＦＢに応じてスイッチング素子１のオンデューティが変化することにより、負荷の状態に関わらず出力電圧が一定に制御される。過負荷時には、ドレイン電流ピーク値ＩＤｐがＩＬＩＭＩＴまで大きくなることにより、出力への電力の供給が制限されることになり、出力電圧が低下し始める。
これに対応して、補助巻線電圧ＶＢ（＝ＶＣＣ）が低下することでＣＬ端子電流ＩＣＬが低下して、図１５に示すＩＣＬ−ＭＡＸＤＵＴＹの特性によりＭＡＸＤＵＴＹが低下を始め、やがてスイッチング素子１のオンデューティが小さくなり始める。これにより出力電力が低下を始めるため、出力電圧ＶＯの低下が加速するとともに、出力電流ＩＯの増加が抑えられる。
そして、さらに出力電圧ＶＯとＶＢが低下してＩＣＬがＩＣＬｆ０まで低下すると発振周波数ｆｏｓｃが低下して、さらに出力電力、および出力電流ＩＯが抑えられる。これからさらにＩＣＬの低下により、ＭＡＸＤＵＴＹがＭＩＮＤＵＴＹ以下に低下し、ＭＩＮＤＵＴＹ以下のオンデューティでスイッチング素子１が発振する。
このようにオンデューティを制御する電圧モードのＰＷＭ制御において、このような最小値（ここでは、ＭＩＮＤＵＴＹ）が設定されるのは、通常動作時における不確定な動作、誤動作などを避けるために一般的であるが、本実施の形態では、通常動作では最小のオンデューティを、誤動作を避けられるレベル（ここでは、ＭＩＮＤＵＴＹ）に設定しながらも、過負荷状態においてはオンデューティをこの値（ＭＩＮＤＵＴＹ）以下にまでできるようにすることで、過負荷状態において、ＭＩＮＤＵＴＹの制限を受けることなく出力電力を絞ることが可能となる。また、過負荷時は異常状態であり、出力電流の過大などが防がれるのであれば、ある程度不確定な動作や誤動作が起きても問題とはならないので、オンデューティをＭＩＮＤＵＴＹ以下としても全く問題がない。
そして、このように過負荷時のオンデューティをＭＩＮＤＵＴＹ以下とできることで、出力に供給されるエネルギを十分に低下させることが可能であり、過負荷時における出力電流の増大を防ぐことができる。
（実施の形態７）
本発明の実施の形態７のエネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法を説明する。
図１６は本実施の形態７のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。
図１６に示すスイッチング電源装置では、ＣＬ端子には発振周波数可変回路２０が接続されている。この発振周波数可変回路２０は、発振回路９に接続され、発振回路９に対してＣＬ端子電流ＩＣＬが低下するにつれて発振周波数を低下させる発振周波数低下信号ｆｏｓｃ＿Ｌｏｗを出力する。また、発振周波数可変回路２０は、ＶＩＬＩＭＩＴ低下回路２１、ドレイン電流検出回路６に接続され、ＩＣＬが低下すると、ＶＩＬＩＭＩＴ低下回路２１に対してＶＬＩＭＩＴ低下信号ＶＬＩＭＩＴ＿Ｌｏｗを出力し、ドレイン電流検出回路６に対してブランキング時間短縮信号ＩＢＬＫを出力する。
ＶＬＩＭＩＴ可変回路２１は、ＶＬＩＭＩＴ＿ＬＯＷが入力されるとＶＩＬＩＭＩＴを低下させ、このＶＬＩＭＩＴを比較器８に出力する。その他の構成については、実施の形態１と同様であるので、説明を省略する。
図１７に示したのは、本実施の形態７における半導体装置３０の端子へ入力される信号とスイッチング素子１の動作パラメータの関係を表した図である。この図より分かるように、本実施の形態における半導体装置３０は、ＩＣＬが低下すると発振周波数ｆｏｓｃが低下を開始し、さらにＩＣＬが低下して、ＩＣＬ＝ＩＣＬ０まで低下するとＩＬＩＭＩＴおよび最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎを低下する特性を持っている。
図１８に示したのは、このスイッチング電源装置におけるＶＯ−ＩＯ特性図である。さて、過負荷時、ＩＤｐがＩＬＩＭＩＴ＿Ｈまで高くなって出力電圧ＶＯが低下すると（特性（２））、補助巻線電圧ＶＢ、ＩＣＬが低下を始めて、やがて発振周波数ｆｏｓｃが低下を始める。これにより出力電力が絞られて、出力電力が増大することを防ぐ（特性（３））。さらにＶＯ、ＶＢ、ＩＣＬが低下して、ＩＣＬ＝ＩＣＬ０となると、ＩＬＩＭＩＴが低下して出力電力が大きく絞られるため、出力電流ＩＯが絞られる（特性（４））。
図１８中に点線で示される特性（５）は、半導体装置３０が、例えばブランキング時間ｔＢＬＫを短縮させる機能を持たない場合のＶＯ−ＩＯ特性であるが、ＶＬＩＭＩＴ可変回路によりＩＬＩＭＩＴが低下しても、最小オン時間が長いためにＩＤｐは低くならないので、出力電流の増大を防ぐことができない。
これに対して、本実施の形態７のスイッチング電源装置のように、ブランキング時間ｔＢＬＫを短縮させる機能を有する場合は、最小オン時間に関係なくＩＤｐを低下させることができるので、特性（４）に示すように出力電流の増大を十分に防ぐことができる。
（実施の形態８）
本発明の実施の形態８のエネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法を説明する。
図１９は本実施の形態８のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図である。
図１９に示すスイッチング電源装置では、負荷の状態に応じて発振周波数を変化させる周波数制御で定電圧特性を実現し、２次側の整流ダイオード５１に電流が流れる時間の発振周期に対する割合である２次側オンデューティを一定に制御することで定電流特性を実現しており、図２１に示すような、定電圧および定電流特性を実現することができる。
この電源装置では、フィードバック信号制御回路１１が発振回路９に接続され、このフィードバック端子電流ＩＦＢに応じて、発振回路９における発振周波数を変化させる。また、半導体装置３０にはＴＲ端子が設けられ、補助巻線４０Ｃに接続された抵抗３５、３６により、補助巻線電圧を定数倍した電圧波形がＴＲ端子を通じて検出される。ＴＲ端子には２次ＤＵＴＹ制御回路２２が接続され、この２次ＤＵＴＹ制御回路２２は、スイッチング素子１がオフしている状態でＴＲ端子電圧が正から負になるタイミングを検出し、発振回路９に当該制御信号を出力している。
発振回路９は、フィードバック信号制御回路１１の出力信号ＥＡＯによりＣＬＯＣＫ信号の立ち上がりのタイミングを変化させる機能と、２次ＤＵＴＹ制御回路２２の出力信号により２次側オンデューティを一定にするようにＣＬＯＣＫ信号の立ち上がりのタイミングを変化させる機能とを有し、この２つのＣＬＯＣＫ信号の立ち上がりのタイミングのうち、遅い方を選択する機能を有する。
また、ＣＬ端子に接続されたＶＬＩＭＩＴ低下回路２１は、比較器８とドレイン電流検出回路６に接続され、ＣＬ端子電流ＩＣＬが所定値以下になるとＶＬＩＭＩＴを低下させて結果的にＩＬＩＭＩＴを低下させ、ブランキング時間短縮信号ＩＢＬＫをドレイン電流検出回路６に出力して、ブランキング時間ｔＢＬＫを短縮させる。なお、この回路では、スイッチング素子１のターンオフのタイミングは、ドレイン電流検出回路６の出力ＶＩＤがＶＬＩＭＩＴ以上になり、比較器８からフリップフロップ１０にリセット信号が出力されることで決定される。このように構成された半導体装置３０の端子に入力される信号と動作パラメータの関係を図２０に示す。
発振回路９においては、ＣＬＯＣＫ信号の立ち上がりはスイッチング素子１のターンオンのタイミングを決定するので、前述の機能により、フィードバック信号制御回路１１により決定されるスイッチング素子１の発振周波数と、２次ＤＵＴＹ制御回路２２により決定される発振周波数の低い方を選択して制御を行う。これは、定電圧動作時において発振周波数が、２次オンデューティ一定制御により定められた値まで高くなると定電流動作が開始するとも言うことができる。
以上の動作により、この電源装置は、定電圧特性を示す図２１中の（１）の領域ではＩＦＢの変化による発振周波数制御を実現し、定電流特性を示す（３）の領域では２次側オンデューティを一定にする動作を実現することができ、その切り変わり点（２）はそれぞれの制御で決定される発振周波数が等しくなる点である。なお、図２０に示されるようにＩＣＬがＩＣＬ０以上の時にはＶＬＩＭＩＴは一定であり、このため図２１中の（１）、（２）、（３）の領域では、スイッチング電流パルスのピーク値ＩＤｐは変化していない。
さて、図２１中の（３）に示す定電流制御により出力電圧ＶＯが低下し、ＩＣＬがＩＣＬ０まで低下すると、ＩＬＩＭＩＴと最小オン時間Ｔｏｎｍｉｎが低下し、（４）に示されるように出力電流ＩＯが小さくなる過負荷保護が実現される。
図２１中に点線で示したのは、例えば最小オン時間を短縮する機能を有しない場合のＶＯ−ＩＯ特性の例であるが、前述したように最小オン時間が長いことがＩＤｐの低下を妨げることになるため、出力電流ＩＯを十分に低下させることができない。
このような定電流特性が求められる電源装置では、この過負荷保護時の出力電流ＩＯを十分に小さくすることが求められることが多いので、問題となることがしばしばあるが、本実施の形態のように、最小オン時間を短縮する機能を有する場合には、この問題を解決することが可能である。
以上のように、実施の形態１〜４、６〜８によれば、過負荷時にスイッチング素子１に流れる電流波形のピーク値を抑える過負荷保護機能を備えた電源装置において、過負荷状態においては過負荷状態ではない通常動作状態に比べて最小のオン時間を短くすることにより、通常状態では誤動作なく動作できると同時に、過負荷状態においては最小オン時間に制限されることなくスイッチング電流パルスのピーク値を低くすることができ、出力電流の増加が課題となることを防ぐことができる。
また、過負荷時に発振周波数を低下させる形の電源装置において、発振周波数が可聴域まで低下した場合においても、スイッチング素子１を流れる電流、およびトランスなどの磁性部品を流れる電流値を小さくすることができるので、その磁性部品の騒音を低下させることができる。
また、上記実施の形態１、２、４によれば、過負荷時に出力電圧が第一の閾値よりも低下したことを検出して、スイッチング電流パルスのピーク値を低下させて出力電圧を小さくする第一の過負荷保護機能を作動させ、さらに第一の閾値よりも低い第二の閾値よりも出力電圧が低下したことを検出して、例えば単位時間当たりのスイッチング素子１のスイッチング回数を少なくするなどの第二の過負荷保護機能によって、さらに出力電力を低下させて出力電流が過大となることを防ぐ電源装置において、出力電圧が第二の閾値よりも高い状態で最小オン時間を短縮することにより、スイッチング電流ピークが低下しないことで出力電圧が第二の閾値まで低下せず、第二の過負荷保護が作動することができなくなってしまうことを防ぐことができる。
また、上記実施の形態５によれば、過負荷時に出力電圧が低い状態で発振しなければならない時に最小オン時間を短縮する機能を備えることで、最小オン時間内にスイッチング電流が過大となりスイッチング素子１が破壊してしまうことを防ぐことができる。
また、スイッチング素子１と制御回路については同一半導体内に設けて容易に単一化することができる。従って、主要な回路部品を単一半導体内に設けることで、回路を構成するための部品点数を削減することができ、電源装置として、容易に小型化および軽量化さらにコスト低減化を実現することができる。
なお、前述の各実施の形態では、過負荷状態の検出を、出力電圧ＶＯの低下や、スイッチング電流パルスのピーク値が所定値まで大きくなることや、発振周波数が所定値まで高くなることを検出することで実行していたが、過負荷状態であることを検出することさえできれば、その方法は何であっても構わない。
また、前述の実施の形態１、２、４では、出力電圧ＶＯの低下の検出を、出力電圧ＶＯと比例する電圧を出力する補助巻線電圧ＶＢの変化を検出することで実行していたが、出力電圧ＶＯの低下を検出することさえできれば、どのような方法であっても構わない。
さらに、前述の各実施の形態に示しているとおり、本発明は、過負荷ではない通常動作時には最小のオン時間設定により動作の安定を保ちつつ、過負荷状態においてはこの最小オン時間以下のオン時間でスイッチング素子１をスイッチング動作させることを可能として、出力電力を低く抑えることが重要であり、この最小のオン時間は、過電流保護の遅れ時間やブランキング時間により設定されるものでも、オンデューティ制御における最小オンデューティでも、また他のものでも、通常動作時に設けられた最小のオン時間であれば、その技術を含む。
また、前述の実施の形態１〜５、７、８では、最小のオン時間の制御を、スイッチング電流検出の不感時間であるブランキング時間をコントロールすることにより実行していたが、最小のオン時間を制御することさえできれば、他のどのような方法であっても構わない。
なお、前述の各実施の形態では、一次二次絶縁型あるいは非絶縁型のフライバック型スイッチング電源装置にて説明を行っているが、この技術は、この電源装置の構成に影響を受けるものではなく、例えば、チョークコイルを使用したチョッパ型電源装置などの構成でも構わない。
また、前述の各実施の形態では、スイッチング素子１の制御方法を主にＰＷＭ制御として説明を行っているが、本発明はこのような制御方法に影響を受けるものではなく、周波数を変調するＰＦＭや、発振数をコントロールするバースト制御や、リンギングチョークコンバータによる制御や、それらの複合制御など、どのような制御方法でも構わない。
さらに、前述の各実施の形態では、過負荷保護機能を、スイッチング電流パルスのピーク値を低下させる方法や、発振周波数を低下させる方法や、間欠発振によりスイッチング素子１の発振回数を少なくする方法で出力電力を制限することにより、実現しているが、この方法についても、どのような方法でも構わない。
なお、前述の各実施の形態では、スイッチング素子１の制御回路部分を半導体装置３０としているが、この部分を半導体基板上に形成せず、ディスクリート部品を使用した構成としても、この発明の効果に影響がないことは明らかである。
また、前述の各実施の形態では、入力側から出力側にエネルギを変換して伝達するエネルギ伝達エレメントとして、トランスを使用している例を挙げて説明しているが、同様の役割を果たすことができるエネルギ伝達エレメントであれば、他のものであっても構わないことは自明である。
例えば図２２に示すチョッパ方式の電源装置においては、エネルギ伝達エレメントとしてコイル９０２を使用した場合の構成例を示している。このようなチョッパ方式のスイッチング電源装置においても、スイッチング素子９０１を制御するスイッチング素子制御回路９０４が、前述の各実施の形態で説明したような機能を持つことにより、同様の効果を実現することが可能である。
なお、前述の各実施の形態のエネルギ変換装置では、本発明がスイッチング電源装置に使用される場合を中心に説明してきたが、ある形態の電力を負荷が必要とする特定の形態の電力に変換するエネルギ変換装置であれば、スイッチング電源装置以外の他の装置に使用することも可能である。
本発明のエネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法は、過負荷状態ではない通常動作時には安定動作を実現することができるとともに、過負荷状態では十分に出力電力を低くすることが可能であり、理想的な過負荷保護特性を実現することができるもので、電子機器のアダプターや、電池の充電器、また、民生機器の組み込み電源装置、変圧回路などに有用である。
本発明の実施の形態１のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図 同実施の形態１のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置における半導体装置への入力信号と動作パラメータの関係図 同実施の形態１のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置における出力電圧−出力電流特性の一例を示す特性図 同実施の形態１のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置における過負荷時のスイッチング電流の変化を表す波形図 同実施の形態１のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置におけるドレイン電流検出回路の一構成例を示すブロック図 同実施の形態１のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置におけるＶＬＩＭＩＴ可変回路の一構成例を示すブロック図 本発明の実施の形態２のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図 同実施の形態２のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置における出力電圧−出力電流特性の一例を示す特性図 本発明の実施の形態３のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図 本発明の実施の形態４のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図 同実施の形態４のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置における過負荷時の動作を示すタイミングチャート 同実施の形態４のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置における出力電圧−出力電流特性の一例を示す特性図 本発明の実施の形態５のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図 本発明の実施の形態６のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図 同実施の形態６のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置における半導体装置への入力信号と動作パラメータの関係図 本発明の実施の形態７のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図 同実施の形態７のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置における半導体装置への入力信号と動作パラメータの関係図 同実施の形態７のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置における出力電圧−出力電流特性の一例を示す特性図 本発明の実施の形態８のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図 同実施の形態８のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置における半導体装置への入力信号と動作パラメータの関係図 同実施の形態８のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置における出力電圧−出力電流特性の一例を示す特性図 本発明の他の実施の形態のエネルギ変換装置であるスイッチング電源装置においてコイルを使用した場合の一構成例を示すブロック図 従来例１である特許文献１のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図 従来例２である特許文献２のスイッチング電源装置の一構成例を示すブロック図 従来例１、２のスイッチング電源装置における過負荷時のスイッチング電流の変化を示す波形図 従来例１、２のスイッチング電源装置における過負荷時の動作を示すタイミングチャート 従来例１、２のスイッチング電源装置における過負荷時のスイッチング電流の変化を示す波形図
符号の説明
１ スイッチング素子
２ レギュレータ
２Ａ、２Ｂ、２Ｃ スイッチ
３ 定電流源
４ ゲートドライバー
５ ＮＡＮＤ回路
６ ドレイン電流検出回路
７ 起動停止回路
８ 比較器
９ 発振回路
１０ フリップフロップ回路
１１ フィードバック信号制御回路
１２ ＶＬＩＭＩＴ可変回路
１３ 間欠発振制御回路
１４ カウンター
１５ ブランキング時間短縮回路
１６ 比較器
１７ 遅延時間生成回路
１８ ＭＡＸＤＵＴＹ可変回路
１９ ＯＮＤＵＴＹ制御回路
２０ 発振周波数可変回路
２１ ＶＬＩＭＩＴ低下回路
２２ ２次ＤＵＴＹ制御回路
２３ レギュレータ
２３Ａ、２３Ｂ、２３Ｃ スイッチ
３０ 半導体装置
３１ ダイオード
３２、３３ コンデンサ
３４ 抵抗
４０ トランス
４０Ａ １次巻線
４０Ｂ ２次巻線
４０Ｃ 補助巻線
５１ ダイオード
５２ コンデンサ
５３、５４、５５、５６ 抵抗
５７ シャントレギュレータ
５８ 負荷
５９ ２次側制御回路
６０ 抵抗
６１ フォトカプラ
６１Ａ フォトトランジスタ
６０１、６０２ 抵抗
６０３ 反転器
６０４ コンデンサ
６０５ ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ
６０６、６０７、６０８ ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ
６０９ 定電流源
６１０ ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ
７０１、７０２ ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ
７０３、７０４ ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ
７０５ 抵抗
７０６ クランプ回路
７０７ 負荷短絡検出回路
９０１ スイッチング素子
９０２ コイル
９０３ ダイオード
９０４ スイッチング素子制御回路
９０５ コンデンサ
９０６ 負荷
９０７、９０８ 抵抗
１００１ ＮＰＮトランジスタ
１００２ コイル
１００３ ダイオード
１００４ 抵抗
１００５ ＰＮＰトランジスタ
１００６ ＮＡＮＤ回路
１００７ フリップフロップ回路
１００８ 発振器
１００９、１０１０、１０１１ 比較器
１０１２ 過電流検出回路
１０１３ コンデンサ
１０１４、１０１５ 抵抗
１０１６ 負荷
１０１７、１０１８ 定電圧源
２００１ スイッチング素子
２００２、２００３ 抵抗
２００４ ダイオード
２００５ コンデンサ
２００６、２００７ 抵抗
２０１３ 比較器
２０１４ ＯＲ回路
２０１５ 誤差増幅器
２０２１ ダイオード
２０２２ コンデンサ
２０２３ 負荷
２０２４ 定電圧制御回路
２０３１ １次巻線
２０３２ ２次巻線
２０３３ 補助巻線

Claims (22)

  1. 入力されるある形態のエネルギを特定の形態のエネルギに変換して出力するエネルギ変換装置であって、
    外部より入力エネルギが入力される入力部と、
    外部へ出力エネルギが出力される出力部と、
    入力端子と出力端子と制御端子を有するスイッチと、
    前記スイッチの制御端子に接続され前記スイッチのオン、オフを制御する制御回路と、
    前記スイッチの入力端子あるいは出力端子のいずれかが接続されるエネルギ伝達エレメントと、
    前記エネルギ伝達エレメントに接続され前記出力部へエネルギを伝達する整流平滑部とを備え、
    前記制御回路は、
    前記スイッチのオン期間の最小値を決定する回路と、
    前記スイッチのオン期間の最小値を変化させる回路と、
    前記出力部に接続される負荷の状態を検出する回路とを有し、
    前記負荷の状態が異常であることを検出した場合には、前記負荷の状態が正常である場合に比べて前記スイッチのオン期間の最小値を短縮するよう構成した
    ことを特徴とするエネルギ変換装置。
  2. 前記制御回路は、
    前記スイッチに流れる電流値を検出する回路と、
    前記スイッチに流れる電流の最大値を決定する回路と、
    前記出力部の電圧値を検出する回路と、
    前記出力部の電圧値により前記負荷の状態を判断する回路とを有し
    前記出力部の電圧値が第一の閾値まで低下することで前記負荷の状態が異常であることを検出した場合には、前記負荷の状態が正常である場合に比べて前記スイッチのオン期間の最小値を短縮するよう構成した
    ことを特徴とする請求項１に記載のエネルギ変換装置。
  3. 前記制御回路は、
    前記出力部の電圧値が第二の閾値まで低下すると前記出力部へ供給するエネルギを小さくする第一の過負荷保護機能を実現する回路を有する
    ことを特徴とする請求項２に記載のエネルギ変換装置。
  4. 前記第一の過負荷保護機能として、
    前記スイッチに流れる電流の最大値を低くすることで前記出力部へ供給するエネルギを小さくする
    ことを特徴とする請求項３に記載のエネルギ変換装置。
  5. 前記第一の過負荷保護機能として、
    前記出力部の電圧値が前記第二の閾値よりも低くなっているとき、前記出力部の電圧値が低下するほど前記スイッチに流れる電流の最大値を低くする特性を有する
    ことを特徴とする請求項４に記載のエネルギ変換装置。
  6. 前記第一の過負荷保護機能として、
    単位時間あたりの前記スイッチのスイッチング回数を少なくする
    ことを特徴とする請求項３に記載のエネルギ変換装置。
  7. 前記第一の過負荷保護機能として、
    前記出力部の電圧値が前記第二の閾値よりも低くなっているとき、前記出力部の電圧値が低下するほど単位時間あたりの前記スイッチのスイッチング回数を少なくする特性を有する
    ことを特徴とする請求項６に記載のエネルギ変換装置。
  8. 前記第一の過負荷保護機能として、
    前記スイッチの発振周波数を低下させることで前記スイッチのスイッチング回数を少なくする
    ことを特徴とする請求項７に記載のエネルギ変換装置。
  9. 前記第一の過負荷保護機能として、
    前記スイッチがスイッチング不可能な期間を設けることで前記スイッチのスイッチング回数を少なくする
    ことを特徴とする請求項７に記載のエネルギ変換装置。
  10. 前記制御回路は、
    前記第一の過負荷保護機能とは別の機能であり、
    前記出力部の電圧値が前記第二の閾値よりも低い第三の閾値まで低下すると、前記出力部へ供給するエネルギを小さくする第二の過負荷保護機能を実現する回路を有する
    ことを特徴とする請求項３に記載のエネルギ変換装置。
  11. 前記制御回路は、
    前記第一の閾値を、前記第三の閾値よりも高く設定するよう構成した
    ことを特徴とする請求項１０に記載のエネルギ変換装置。
  12. 前記制御回路は、
    前記スイッチを流れる電流の最大値を低くすることを前記第一の過負荷保護機能と設定し、前記スイッチの発振周波数を低くすることを前記第二の過負荷保護機能と設定するよう構成した
    ことを特徴とする請求項１０に記載のエネルギ変換装置。
  13. 前記制御回路は、
    前記スイッチを流れる電流の最大値を低くすることを前記第一の過負荷保護機能と設定し、前記スイッチがスイッチング不可能な期間を設けることを前記第二の過負荷保護機能と設定するよう構成した
    ことを特徴とする請求項１０に記載のエネルギ変換装置。
  14. 前記制御回路は、
    前記スイッチの発振周波数を低くすることを前記第一の過負荷保護機能と設定し、前記スイッチを流れる電流の最大値を低くすることを前記第二の過負荷保護機能と設定するよう構成した
    ことを特徴とする請求項１０に記載のエネルギ変換装置。
  15. 前記制御回路は、
    前記出力部の電圧値が低下するほど前記スイッチのオン期間の最小値を短くする回路を有する
    ことを特徴とする請求項２に記載のエネルギ変換装置。
  16. 前記エネルギ伝達エレメントは、
    前記入力部および前記スイッチに接続される第一の巻線と、
    前記整流平滑部に接続される第二の巻線と、
    前記制御回路に接続される第三の巻線とを有するトランスであり、
    前記制御回路は、
    前記第三の巻線の電圧値を検出する回路を有し、
    前記検出による前記第三の巻線の電圧値により前記出力部の電圧値を検出するよう構成した
    ことを特徴とする請求項２に記載のエネルギ変換装置。
  17. 前記制御回路は、
    前記スイッチに流れる電流値を検出する回路を有し、
    前記スイッチに流れる電流値が閾値以上となったことで前記負荷の状態が異常であることを検出して、前記スイッチのオン期間の最小値を短縮するよう構成した
    ことを特徴とする請求項１に記載のエネルギ変換装置。
  18. 前記制御回路は、
    前記スイッチの発振周波数が閾値以上となったことで前記負荷の状態が異常であることを検出して、前記スイッチのオン期間の最小値を短縮するよう構成した
    ことを特徴とする請求項１に記載のエネルギ変換装置。
  19. 前記制御回路は、
    前記スイッチに流れる電流値を検出する回路と、
    前記スイッチに流れる電流の最大値を決定する回路と、
    前記スイッチがターンオンした後に、前記スイッチに流れる電流値を検出する回路、あるいは前記スイッチに流れる電流の最大値を決定する回路が作動しないブランキング時間を設ける回路と、
    前記ブランキング時間を変化させる回路とを有し、
    前記スイッチのオン期間の最小値の一部あるいは全てを前記ブランキング時間とするよう構成した
    ことを特徴とする請求項１から請求項１８のいずれかに記載のエネルギ変換装置。
  20. 請求項１から請求項１９のいずれかに記載のエネルギ変換装置に用いる半導体装置であって、
    前記制御回路の一部あるいは全てを単一の半導体基板上に形成した
    ことを特徴とする半導体装置。
  21. 請求項１から請求項１９のいずれかに記載のエネルギ変換装置に用いる半導体装置であって、
    前記制御回路の一部あるいは全てと前記スイッチを同一の半導体基板上に形成した
    ことを特徴とする半導体装置。
  22. 請求項１から請求項２１のいずれかに記載のエネルギ変換装置において、
    前記スイッチのオン、オフを制御する際に、
    前記スイッチのオン期間の最小値を決定する処理と、
    前記スイッチのオン期間の最小値を変化させる処理と、
    前記負荷の状態を検出する処理とを実行するスイッチ制御方法であって、
    前記負荷の状態が異常であることを検出した場合には、前記負荷の状態が正常である場合に比べて前記スイッチのオン期間の最小値を短縮する
    ことを特徴とするスイッチ制御方法。
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