ITMI20110388A1 - Dispositivo per evitare l'hard-switching nei convertitori risonanti e relativo metodo. - Google Patents

Dispositivo per evitare l'hard-switching nei convertitori risonanti e relativo metodo. Download PDF

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ITMI20110388A1
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side transistor
bridge
capacitor
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IT000388A
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Claudio Adragna
Aldo Novelli
Christian Santoro
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St Microelectronics Srl
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Description

“Dispositivo per evitare l’hard-switching nei convertitori risonanti e relativo metodo â€
La presente invenzione concerne un dispositivo per evitare l’hard-switching nei convertitori, in particolare nei convertitori risonanti, ed un relativo metodo.
Sono noti nello stato della tecnica i convertitori risonanti che utilizzano topologie circuitali del tipo a mezzo-ponte (half-bridge) o a ponte intero (full -bridge). Nel caso di convertitore risonante con topologia circuitale a mezzo ponte gli elementi di commutazione comprendono un transistor high side and un transistor low side connessi in serie fra ima tensione di ingresso e massa. Commutando opportunamente i due transistor à ̈ possibile generare un’onda quadra avente un alto valore corrispondente alla tensione di alimentazione ed un basso valore corrispondente alla massa. Normalmente un piccolo intervallo di tempo Td detto “dead time†, durante il quale i transistor sono spenti, viene inserito subito dopo lo spegnimento di ciascuno di essi.
Nei convertitori risonanti, l’onda quadra generata dal semiponte viene applicata all’ avvolgimento primario di un trasformatore mediante una rete risonante che comprende almeno un condensatore ed un induttore; l’avvolgimento secondario del trasformatore alimenta un circuito raddrizzatore ed un filtro per fornire una tensione continua in uscita. Il valore della tensione di uscita dipende dalla frequenza dell’onda quadra.
Fra i molti tipi di convertitori risonanti viene utilizzato sovente il cosiddetto convertitore risonante LLC, specialmente nella sua versione a semiponte. Tale denominazione nasce dal fatto che il circuito risonante impiega due induttori (L) ed una capacità (C) uno schema di convertitore risonante LLC à ̈ mostrato nella figura 1. Il convertitore risonante 1 comprende un semiponte di transistor Q1 e Q2, con rispettivi diodi di body Dbl e Db2, compreso fra la tensione di ingresso Vin e massa GND e pilotato da un circuito di pilotaggio 3 mediante i segnali HSGD e LSGD. Il terminale HB in comune fra i transistor Q1 e Q2 à ̈ connesso ad un circuito risonante 2 comprendente una serie di una capacità Cr, un’induttanza Ls ed un’altra induttanza Lp connessa in parallelo ad un trasformatore 10 con secondario a presa centrale. I due avvolgimenti del secondario a presa centrale del trasformatore 10 sono connessi agli anodi di due diodi DI e D2 i cui catodi sono connessi entrambi al parallelo di una capacità Cout ed una resistenza Rout; ai capi di detto parallelo à ̈ presente la tensione di uscita Vout del convertitore risonante mentre la corrente di uscita Iout scorre attraverso la resistenza Rout.
I convertitori risonanti offrono considerevoli vantaggi rispetto ai convertitori a commutazione tradizionali (non risonanti, controllati tipicamente in PWM - Pulse Width Modulation): forme d’onda senza fronti ripidi, basse perdite di commutazione dei switch di potenza grazie alle loro commutazioni “soft†, elevata efficienza di conversione (>95% à ̈ raggiungibile agevolmente), capacità di lavorare a frequenze elevate, bassa generazione di EMI (Electro-Magnetic Interference) e, in definitiva, elevata densità di potenza (ossia, la capacità di realizzare sistemi di conversione in grado di maneggiare potenze considerevoli in volumi ridotti).
Tuttavia gli stessi convertitori risonanti sono affetti da alcuni svantaggi durante la fase di start-up. In detta fase, quando il transistor high side Q1 viene acceso per la prima volta, la tensione vista dall’avvolgimento primario à ̈ essenzialmente uguale alla tensione di alimentazione. Nel semiperiodo successivo dell’onda quadra, quando il transistor low side Q2 viene acceso la tensione vista dall’avvolgimento primario à ̈ essenzialmente uguale alla tensione ai capi del condensatore Cr; pertanto la corrente che scorre nella rete risonante aumenta più rapidamente durante l’accensione del transistor high side mentre diminuisce meno rapidamente durante l’accensione del transistor low side. In tal modo, quando il transistor low side viene spento nuovamente, la corrente scorre attraverso il suo diodo di body Db2. Quando il transistor high side viene acceso nuovamente si sviluppa una tensione inversa ai capi del diodo di body Db2 del transistor low side mentre il diodo Db2 sta ancora conducendo; in dette condizioni il transistor high side viene acceso in condizioni di hard switching ed il diodo Db2 viene sollecitato in recupero inverso. Pertanto sia il transistor high side che il transistor low side risultano conduttivi nello stesso periodo di tempo cortocircuitando il terminale di alimentazione con il terminale di massa fino a quando si ha il recupero del diodo di body Db2. In tali condizioni la tensione ai capi del transistor può variare così rapidamente che il transistor bipolare parassita intrinseco della struttura di transistor mosfet può essere innescato originando una condizione di shoot-through che può causare la distruzione del transistor in pochi microsecondi.
Nei dispositivi di pilotaggio di semiponti in alta tensione, la tensione di alimentazione della sezione di pilotaggio del MOSFET high-side Q1 (che à ̈ riferita al punto di mezzo del semiponte) à ̈ normalmente ottenuta mediante un sistema cosiddetto bootstrap, mostrato in figura 2. Secondo questa metodologia il condensatore Cboot (condensatore di bootstrap), accoppiato al punto di mezzo HB del semiponte e che funge da buffer di energia per l’alimentazione del driver 31, cioà ̈ la parte del driver 3 che pilota il transistor high side Ql, viene caricato da un generatore di bassa tensione Vcc attraverso un diodo di alta tensione Dboot (diodo di bootstrap) con una tensione Vboot quando il punto di mezzo HB del semiponte à ̈ ad un livello di bassa tensione (ossia, quando il transistor low-side Q2 à ̈ acceso). Quando il MOSFET high-side Ql à ̈ acceso ed il punto di mezzo HB del semiponte à ̈ alto, il diodo Dboot isola il condensatore Cboot dalla linea di bassa tensione.
Per potere pilotare correttamente il MOSFET high-side Ql fin dal primo ciclo di accensione à ̈ quindi necessario che le commutazioni del semiponte comincino accendendo prima il MOSFET low-side Q2 in modo da pre-caricare il condensatore di bootstrap Cboot.
In alcuni casi il diodo di bootstrap Dboot può essere realizzato mediante una struttura integrata all’interno del dispositivo di pilotaggio 3, come mostrato in figura 3. In questo caso il componente che realizza il diodo à ̈ in effetti un transistor MOSFET M, che viene pilotato in modo sincrono con il MOSFET low-side Ql, così da ottenere la funzionalità prima descritta.
Rispetto ad un diodo reale (verrebbe usato uno di tipo ultrafast), il diodo di boostrap integrato presenta una resistenza considerevolmente più elevata (dell’ordine del centinaio di ohm contro le centinaia di mohm del diodo ultrafast). Di conseguenza, mentre con il diodo la carica del condensatore di bootstrap, che à ̈ dell’ordine delle centinaia di nF, à ̈ pressoché istantanea, con il diodo integrato occorrono tempi più lunghi, dell’ordine della decina di ps.
Per questo motivo, à ̈ usuale che negli dispositivi di controllo di convertitori con semiponte con diodo di bootstrap integrato, la prima accensione del MOSFET low-side sia intenzionalmente più lunga di quelle che seguiranno durante i primi cicli di commutazione.
Durante il ciclo di pre-carica del condensatore di bootstrap Cboot, di durata Tpc, se il condensatore risonante Cr à ̈ inizialmente carico (questo accade sempre se si usa la configurazione split capacitor di Cr mostrata in figura 4) si avrà la circolazione di conente Ir nel circuito risonante. Tale conente à ̈ una sinusoide alla frequenza di risonanza ÃŒR=1/TRdel circuito risonante serie (Cr, Ls) la cui ampiezza di picco à ̈ pari alla tensione su Cr diviso Pimpedenza caratteristica del circuito risonante stesso.
Se, al termine del periodo di tempo Tpc, il MOSFET low-side Q2 lavora nel terzo quadrante (cioà ̈ la corrente passa dal terminale di source verso il terminale di drain), la conente continuerà a fluire attraverso il suo diodo di body Db2 anche dopo averlo spento. Così, trascorso il tempo morto Td, il MOSFET high-side Q1 viene acceso mentre il diodo di body di Q2 sta conducendo, quindi sollecitandone il recupero inverso, cosa che si vuole evitare; nella figura 5 vengono mostrate le forme d’onda dei segnali HSGD, LSGD, la tensione di mezzo ponte VHB, la tensione ai capi del condensatore Cr Ver, le conenti Ir, la conente IQ2 che scone attraverso il transistor Q2 e la conente Ilp che scone nell’induttore Lp.
Il MOSFET low-side Q2 condunà nel terzo quadrante alla fine del tempo di pre-
carica Tpc se à ̈ soddisfatta la condizione : 2<X < <>2 con K numero intero dispari.
La frequenza di risonanza fR= 1/TRdel circuito LLC viene normalmente scelta in base ad altre considerazioni, per cui vincolarla al periodo di tempo Tpc non à ̈ generalmente accettabile.
Una soluzione possibile à ̈ quella di modulare il periodo di tempo Tpc in modo che la condizione sopra detta non sia verificata. Ciò può essere fatto rilevando la corrente che scorre nel circuito risonante e mediante un comparatore di zero terminare il periodo di tempo Tpc quando la corrente risonante à ̈ negativa e sta quindi fluendo fra drain e source del low-side. Tuttavia, se il condensatore risonante Cr à ̈ inizialmente scarico, le correnti che circolano durante il periodo di tempo Tpc sono estremamente piccole ed il comparatore di zero potrebbe non accorgersi mai che la corrente à ̈ negativa a causa del suo inevitabile offset di ingresso.
In vista dello stato della tecnica, scopo del presente trovato à ̈ quello di fornire un dispositivo per evitare l’hard-switching nei convertitori, in particolare nei convertitori risonanti, che risolva il suddetto inconveniente.
In accordo all’ invenzione, detto scopo viene raggiunto mediante un dispositivo di controllo di un circuito a commutazione di un convertitore, detto circuito a commutazione comprendendo almeno un semiponte avente un transistor high side ed un transistor low side e connesso fra una tensione di ingresso ed una tensione di riferimento, detto convertitore comprendendo un trasformatore con un primario accoppiato al punto centrale di detto semiponte ed un secondario accoppiato ad un carico, detto dispositivo di controllo comprendendo primi mezzi atti a determinare l’accensione e lo spegnimento di detti due transistor in modo che una tensione di onda quadra periodica sia applicata al primario del trasformatore, detti primi mezzi essendo configurati in modo tale che l’inizio delle commutazioni avvenga con l’accensione del transistor low side, detto dispositivo di controllo comprendendo secondi mezzi atti ad imporre che detta accensione iniziale del transistor low side abbia una durata data da un primo periodo di tempo utile per la precarica di un condensatore di bootstrap accoppiabile al punto centrale del semiponte, caratterizzato dal fatto di comprendere ulteriori mezzi configurati per mantenere spenti il transistor low side ed il transistor high side per un secondo periodo di tempo immediatamente successivo al primo periodo di tempo e di durata maggiore del primo periodo di tempo.
Le caratteristiche ed i vantaggi della presente invenzione risulteranno evidenti dalla seguente descrizione dettagliata di sue forme di realizzazione pratica, illustrate a titolo di esempi non limitativi negli uniti disegni, nei quali:
la figura 1 à ̈ uno schema di un convertitore risonante di tipo LLC in accordo all’arte nota;
la figura 2 à ̈ uno schema del circuito di pilotaggio del semiponte del convertitore di figura 1 in accordo all’arte nota;
la figura 3 à ̈ uno schema di un’altra possibile implementazione del diodo di boost in accordo all’arte nota;
la figura 4 corrisponde al circuito di figura 1 con configurazione split capacitor; la figura 5 mostra diagrammi temporali di alcune tensioni e correnti in gioco nel circuito di figura 4 o in quello di figura 1 se la tensione inizialmente presente ai capi del condensatore Cr à ̈ non nulla;
la figura 6 à ̈ uno schema di un convertitore risonante di tipo LLC con un circuito di pilotaggio provvisto di un dispositivo per evitare l’hard-switching nei convertitori risonanti in accordo alla presente invenzione;
la figura 7 mostra diagrammi temporali di alcune tensioni e correnti in gioco nel circuito di figura 6;
la figura 8 mostra ima possibile implementazione circuitale del dispositivo per evitare l’hard-switching nei convertitori risonanti in accordo alla presente invenzione; la figura 9 mostra diagrammi temporali di alcune tensioni e correnti in gioco nel circuito di figura 8.
Nella figura 6 à ̈ mostrato un dispositivo di controllo 30 per un convertitore 1, in particolare un convertitore risonante, in accordo alla presente invenzione. Il convertitore risonante 1, preferibilmente un convertitore DC-DC, comprende un semiponte di transistor Q1 e Q2, con rispettivi diodi di body Dbl e Db2, compreso fra la tensione di ingresso Vin e massa GND e pilotato dal circuito di controllo 30 mediante i segnali HSGD e LSGD. Il terminale HB in comune ira i transistor Q1 e Q2 à ̈ connesso ad un circuito risonante 2 comprendente una serie di una capacità Cr, un’induttanza Ls ed un’altra induttanza Lp connessa in parallelo ad un trasformatore 20 avente un primario<x>21 ed un secondario a presa centrale 22. I due avvolgimenti del secondario a presa centrale del trasformatore 20 sono connessi agli anodi di due diodi DI e D2 i cui catodi sono connessi entrambi al parallelo di una capacità Cout ed una resistenza Rout; ai capi di detto parallelo à ̈ presente la tensione di uscita Vout del convertitore risonante mentre la corrente di uscita Iout scorre attraverso la resistenza Rout.
E’ presente un condensatore Cboot (connesso al terminale HB del semiponte), che funge da buffer di energia per l’alimentazione del circuito di controllo 30, in particolare per la parte 41 del driver 40 che à ̈ addetta al pilotaggio del transistor high side Ql; il condensatore Cboot viene caricato da un generatore di bassa tensione Vcc attraverso un diodo di alta tensione Dboot (diodo di bootstrap) con una tensione Vboot quando il punto di mezzo HB del semiponte à ̈ ad un livello di bassa tensione (ossia, quando il transistor low-side Q2 à ̈ acceso). Quando il MOSFET high-side Ql à ̈ acceso ed il punto di mezzo HB del semiponte à ̈ alto, il diodo Dboot isola il condensatore Cboot dalla linea di bassa tensione. Il dispositivo di controllo 30 à ̈ integrato in un chip di materiale semiconduttore in modo da fornire un circuito integrato 300; il diodo Dboot à ̈ preferibilmente interno al circuito integrato 300, e pertanto integrato con il dispositivo di controllo 30 nel chip di materiale semiconduttore.
Il circuito di controllo 30 comprende il blocco di driver 40 dei transistor Q1 e Q2 alimentati da un dispositivo di pilotaggio 60, 50 che invia i segnali di pilotaggio dei transistor Q1 e Q2 per l’accensione e lo spegnimento dei transistor Q1 e Q2 in modo che venga applicata una tensione di onda quadra periodica al primario 21 del trasformatore; la tensione di onda quadra varia fra un livello di tensione alto, preferibilmente corrispondente alla tensione di ingresso Vin, ed un livello di tensione basso, preferibilmente corrispondente alla massa GND. Il blocco driver 40 comprende le parti 41 e 42 per il pilotaggio dei transistor Q1 e Q2 mediante i segnali HSGD e LSGD. Il dispositivo di pilotaggio 50, 60 impone che fra l’istante di spegnimento di uno dei transistor Ql, Q2 e l’istante di accensione dell’altro fra i transistor Ql, Q2 deve trascorrere un periodo di tempo di breve durata (qualche centinaio di nanosecondi) detto periodo di tempo morto Td in cui entrambi i transistor Ql e Q2 sono entrambi spenti. Il dispositivo 50, 60 impone che l’accensione del semiponte Q1-Q2 inizi con l’accensione del transistor low side Q2.
Il circuito di controllo 30 comprende anche mezzi 100 atti ad evitare l’hardswitching nel convertitore risonante 1. I mezzi 100 comprendono mezzi 101 atti ad imporre un periodo di precarica Tpc per il transistor Q2; i mezzi 101 in particolare inviano un segnale Stp al dispositivo di pilotaggio 60, 50 per imporre che la prima accensione del transistor low side Q2 abbia una durata data dal periodo di tempo Tpc, cioà ̈ un periodo di tempo utile per la precarica del condensatore Cboot. Il periodo di tempo Tpc à ̈ dell’ordine di una decina di microsecondi e sicuramente maggiore del periodo di tempo morto Td.
Il circuito di controllo 30 comprende anche ulteriori mezzi 102 atti a comandare lo spegnimento del transistor low side Q2 e del transistor high side Ql per un periodo di tempo Tidle successivo al periodo di tempo Tpc, cioà ̈ fra l’istante finale Tfinpc del periodo di precarica Tpc del condensatore Cboot e l’istante di inizio Tin delle commutazioni del semiponte che, ad esempio può coincidere con l’istante iniziale dell’accensione del transistor high side Ql, ma anche con la riaccensione del transistor low side Q2. Il periodo di tempo Tidle deve essere maggiore del periodo di tempo Tpc; il periodo di tempo Tidle deve essere di durata tale che le eventuali oscillazioni di corrente dovute al condensatore Cr inizialmente carico si siano ridotte al punto da non iniettare più i diodi di body Dbl e Db2 e che, al contempo, il condensatore di bootstrap Cboot non si sia scaricato al punto da compromettere il corretto pilotaggio del transistor high-side Ql. Ad esempio un valore possibile à ̈ Tidle » 5-Tpc.
I mezzi 102 inviano pertanto un segnale Sidle al dispositivo di pilotaggio 60, 50 per imporre lo spegnimento del transistor low side Q2 e del transistor high side Ql per un periodo di tempo Tidle successivo al periodo di tempo Tpc, cioà ̈ fra ristante finale Tfinpc del periodo di precarica Tpc del condensatore Cboot e l’istante di inizio Tin delle commutazioni del semiponte che, ad esempio può coincidere con l’istante iniziale dell’accensione del transistor high side Ql, ma anche con la riaccensione del transistor low side Q2.
Preferibilmente il dispositivo di pilotaggio 50, 60 comprende un flip-flop set-reset 50 ed una circuiteria logica di controllo 60 che invia i segnali di set S e reset R al flipflop 50 le cui uscite Q e Q sono in ingresso ai driver 40 dei transistor Ql e Q2; i segnali Stp e Sidle sono in ingresso alla circuiteria logica di controllo 60 per modificare opportunamente i segnali di set S e reset R in uscita alla circuiteria 60 ed in ingresso al flip-flop 50. I mezzi 101 e 102 sono configurati per operare con la circuiteria logica 60 solo nella fase iniziale del primo ciclo di commutazioni del semiponte; dopo il primo ciclo di commutazione del semiponte i mezzi 101 e 102 rimangono inattivi.
Nella figura 7 vengono mostrate le forme d’onda dei segnali HSGD, LSGD, la tensione di mezzo ponte VHB, la tensione Ver ai capi del condensatore Cr, la corrente Ir, la corrente IQ2 che scorre attraverso il transistor Q2, la corrente Ilp che scorre nell’induttore Lp e la tensione Vboot ai capi del condensatore Cboot per il convertitore di figura 6.
Nella figura 8 à ̈ mostrata una possibile implementazione dei mezzi 100. In detta implementazione le durate dei periodi di tempo Tpc e Tidle possono essere implementate mediante i periodi di tempo necessari per la carica di due diversi condensatori Cpc e Cidle. Nell’istante in cui il transistor low side Q2 viene acceso per la prima volta mediante il primo impulso del segnale LSGD, un segnale al livello logico alto, indicato con Flsgd, viene applicato, tramite una porta NOT 111, ad un transistor MOS MI avente il terminale di drain connesso ad un terminale del condensatore Cpc (il cui altro terminale à ̈ connesso a massa GND) ed il terminale di source connesso a massa GND. Il transistor MOS MI à ̈ spento e pertanto un generatore di corrente Ipc può caricare il condensatore Cpc; la tensione Vpc ai capi del condensatore Cpc viene confrontata con una tensione Vthl mediante un comparatore 112. Il comparatore 112 emette il segnale Stp in ingresso alla circuiteria 60; detto segnale, normalmente al livello logico basso, ad esempio a massa GND, si porta al livello logico alto quando Vcp=Vthl. Il livello logico alto del segnale Stp viene applicato, tramite una porta NOT 113, ad un transistor MOS M2 avente il terminale di drain connesso ad un terminale del condensatore Cidle (il cui altro terminale à ̈ connesso a massa GND) ed il terminale di source connesso a massa GND. Il transistor M2 viene spento e pertanto un generatore di corrente lidie può caricare il condensatore Cidle; la tensione Vidle ai capi del condensatore Cidle viene confrontata con una tensione Vth2 mediante un comparatore 114. Il comparatore 114 emette il segnale Sidle in ingresso alla circuiteria 60; detto segnale, normalmente al livello logico basso, ad esempio a massa GND, si porta al livello logico alto quando Vidle=Vth2 all’istante Tin. Il periodo di tempo Tidle à ̈ dato dall’istante Tcpfin in cui il segnale Stp si porta al livello logico alto fino all’istante Tin di inizio delle commutazioni del semiponte che, ad esempio può coincidere con l’istante iniziale dell’accensione del transistor high side Ql, ma anche con la riaccensione del transistor low side Q2.
Nelle figura 9 vengono mostrati i diagrammi temporali dei segnali Flsgd, Vcp, Vidle, Stp e Sidle. I periodi di tempo Tpc e Tidle sono i periodi di tempo per la carica dei rispettivi condensatori Cpc e Cidle.

Claims (11)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Dispositivo di controllo (30) di un circuito a commutazione (Ql, Q2) di un convertitore (1), detto circuito a commutazione (Ql, Q2) comprendendo almeno un semiponte avente un transistor high side (Ql) ed un transistor low side (Q2) e connesso fra una tensione di ingresso (Vin) ed una tensione di riferimento (GND), detto convertitore comprendendo un trasformatore (20) con un primario (21) accoppiato al punto centrale di detto semiponte ed un secondario (22) accoppiato ad un carico (Cout, Rout), detto dispositivo di controllo (30) comprendendo primi mezzi (50, 60) atti a determinare l’accensione e lo spegnimento di detti due transistor in modo che una tensione di onda quadra periodica sia applicata al primario del trasformatore, detti primi mezzi essendo configurati in modo tale che l’inizio delle commutazioni avvenga con l’accensione del transistor low side (Q2), detto dispositivo di controllo (30) comprendendo secondi mezzi (101) atti ad imporre che detta accensione iniziale del transistor low side (Q2) abbia una durata data da un primo periodo di tempo (Tpc) utile per la precarica di un condensatore di bootstrap (Cboot) accoppiabile al punto centrale del semiponte, caratterizzato dal fatto di comprendere ulteriori mezzi (102) configurati per mantenere spenti il transistor low side (Q2) ed il transistor high side (Ql) per un secondo periodo di tempo (Tidle) immediatamente successivo al primo periodo di tempo (Tpc) e di durata maggiore del primo periodo di tempo.
  2. 2. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detti ulteriori mezzi (102) sono configurati per comandare l’inizio di detto secondo periodo di tempo (Tidle) dall’istante finale (Tpcfin) del primo periodo di tempo (Tpc).
  3. 3. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto condensatore di bootstrap ha un terminale connettibile con il punto centrale (HB) del semiponte e l’altro terminale connettibile ad un circuito di alimentazione (Vcc) di detto condensatore di boostrap comprendente un diodo di bootstrap (Dboot).
  4. 4. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto convertitore comprende un primo condensatore (Cr) accoppiato con il primario del trasformatore e detto secondo periodo di tempo (Tidle) deve avere una durata tale che le eventuali oscillazioni di corrente dovute al primo condensatore (Cr) inizialmente carico si siano ridotte al punto da non iniettare più i diodi di body (Dbl, Db2) intrinseci dei transistor del semiponte e che, al contempo, il condensatore di bootstrap (Cboot) non si sia scaricato al punto da compromettere il corretto pilotaggio del transistor high-side (Qi)·
  5. 5. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detti ulteriori mezzi (102) comprendono un ulteriore condensatore (Cidle) e mezzi (Idle, 114) per la carica di detto ulteriore condensatore (Cidle) fino ad una tensione di riferimento (Vth2), il periodo di tempo di carica di detto ulteriore condensatore essendo detto secondo periodo di tempo (Tidle).
  6. 6. Dispositivo secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detti primi mezzi (50, 60) comprendono un flip-flop set reset (50) ed una circuiteria logica di controllo (60) atta ad emettere i segnali di set (S) e reset (R) in ingresso a detto flip-flop in funzione di detto primo (Tpc) e secondo (Tidle) periodi di tempo impostati rispettivamente da detti secondi (101) ed ulteriori (103) mezzi nella parte iniziale del primo ciclo di commutazione del semiponte.
  7. 7. Metodo di controllo di un circuito a commutazione (Ql, Q2) di un convertitore risonante (1), detto circuito a commutazione (Ql, Q2) comprendendo almeno un semiponte avente un transistor high side (Ql) ed un transistor low side (Q2) e connesso fra una tensione di ingresso (Vin) ed una tensione di riferimento (GND), detto convertitore comprendendo un trasformatore (20) con un primario (21) accoppiato al punto centrale di detto semiponte ed un secondario (22) accoppiato ad un carico (LOAD), detto metodo comprendendo la determinazione dell’accensione e dello spegnimento di detti due transistor in modo tale che una tensione di onda quadra sia applicata al primario del trasformatore e che l’inizio delle commutazioni avvenga con l’accensione del transistor low side (Q2), l’imposizione che detta prima accensione del transistor low side (Q2) abbia una durata data da un primo periodo di tempo (Tpc) utile per la precarica di un condensatore di bootstrap (Cboot) accoppiato al punto centrale del semiponte, caratterizzato dal fatto di comprendere l’imposizione dello spegnimento del transistor low side (Q2) e del transistor high side (Ql) per un secondo periodo di tempo (Tidle) immediatamente successivo al primo periodo di tempo (Tpc) e di durata maggiore del primo periodo di tempo.
  8. 8. Metodo secondo la rivendicazione 7, caratterizzato dal fatto l’imposizione dello spegnimento del transistor low side (Q2) e del transistor high side (Ql) per detto secondo periodo di tempo (Tidle) avvenga in modo tale che l’inizio di detto secondo periodo di tempo (Tidle) coincida con l’istante finale (Tpcfm) del primo periodo di tempo (Tpc).
  9. 9. Metodo secondo la rivendicazione 7, caratterizzato dal fatto che detto convertitore comprende un primo condensatore (Cr) accoppiato con il primario del trasformatore e detto secondo periodo di tempo (Tidle) deve avere una durata tale che le eventuali oscillazioni di corrente dovute al primo condensatore (Cr) inizialmente carico si siano ridotte al punto da non iniettare più i diodi di body (Dbl, Db2) intrinseci dei transistor del semiponte e che, al contempo, il condensatore di bootstrap (Cboot) non si sia scaricato al punto da compromettere il corretto pilotaggio del transistor high-side (Qi)-
  10. 10. Convertitore a commutazione comprendente un circuito a commutazione (Ql, Q2), detto circuito a commutazione (Ql, Q2) comprendendo almeno un semiponte di almeno un primo (Ql) ed un secondo (Q2) interruttore connesso fra una tensione di ingresso (Vin) ed una tensione di riferimento (GND), detto convertitore comprendendo un trasformatore (20) con un primario (21) accoppiato al punto centrale (HB) di detto semiponte ed un secondario (21) accoppiato ad un carico (Cout, Rout), detto convertitore comprendendo un dispositivo di controllo come definito in una qualunque delle rivendicazioni da 1 a 6.
  11. 11. Circuito integrato (300) comprendente un dispositivo di controllo per un convertitore come definito in una qualunque delle rivendicazioni da 1 a 6 realizzato in un chip di materiale semiconduttore, detto circuito integrato comprendendo il diodo di bootstrap (Dboot) appartenente al circuito di alimentazione (V cc) di detto condensatore di boostrap.
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