CN110112926B - 一种谐振变换器电流检测与控制方法 - Google Patents

一种谐振变换器电流检测与控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种谐振变换器电流检测与控制方法，被控支路的电流经过电流采样电路转换为正极性的感应信号，该感应信号经过可复位积分电路进行积分然后输出给数字控制器的ADC模块进行采样，电流运算单元根据采样值计算出被控支路在积分时间段内的电流平均信息，经过电流调节器运算后由PWM模块和驱动放大单元输出驱动信号，对变换器开关桥臂进行控制并对可复位积分电路进行复位。本发明能快速地对谐振变换器电流进行检测与控制，提升了变换器的动态性能。

Description

一种谐振变换器电流检测与控制方法
技术领域
本发明公开了一种谐振变换器电流检测与控制方法，属于电力电子变换器技术领域。
背景技术
谐振变换器是指利用电路中电感和电容等谐振元件在发生谐振时电流和电压周期性过零的特性，使得开关器件可以实现零电压(ZVS)或零电流(ZCS)开关，即软开关，使开关电源趋于高频化和小型化，所以在高频开关电源场合得到了广泛应用。常用的DC-DC谐振变换器工作原理为，直流输入电压经过开关桥臂后产生方波电压，加在谐振腔两端，使谐振回路产生谐振，谐振腔输出的谐振电压或谐振电流经过整流滤波后转变为直流提供给负载，从而实现DC-DC变换。
目前在主流的谐振变换器中，所谓的LLC谐振变换器得到了广泛应用。传统的LLC谐振变换器通常采用电压单环控制，然而文献[J.Jang，M.Joung，S.Choi，Y.Choi andB.Choi，″Current mode control for LLC series resonant dc-to-dc converters，″2011 Twenty-Sixth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference andExposition(APEC)，Fort Worth，TX，2011，pp.21-27.]指出LLC谐振变换器的模型会随着工况的改变而改变，所以在设计控制器时不得不保守地假设变换器工作在最坏工况，这也就导致设计出来的LLC谐振变换器的动态性能受到了的很大限制。为了改善这个问题，文献[Zong S，Luo H，Li W，et al.Theoretical Evaluation of Stability ImprovementBrought by Resonant Current Loop for Paralleled LLC Converters[J].IEEETransactions on Industrial Electronics，2015，62(7)：4170-4180.]在LLC谐振变换器中采样平均电流增设电流环，并证明可以提升LLC谐振变换器模型的稳定性和控制带宽。
虽然电流环的应用改善了LLC谐振变换器的性能，但是众所周知，谐振变换器的电流波形不是规则的，且随着工况的变化而改变，因此无法通过简单地检测峰值或瞬时值的方式得出谐振变换器的平均电流，所以已有技术中大多采用低通滤波器来对不规则的电流信号产生的感应电压信号滤波后得到平均值信息，如公告号为US8541997B2的美国发明专利所述。这种情况下所采用的低通滤波器通常截止频率很低，如果在增设的电流环中采用低通滤波器获得谐振变换器平均电流信息，则限制了电流环的带宽，电流控制效果差，在动态过程剧烈时变换器仍然可能出现谐振腔有很大冲击电流的情况，降低了变换器的动态性能。
发明内容
本发明所要解决的问题是：提供一种快速对不规则的谐振变换器电流进行检测并控制的方法，避免使用传统低通滤波器导致电流控制环带宽受限的弊端，从而提高变换器电流控制效果，以提升变换器的动态性能。
本发明方法是通过以下技术方案来实现的：
一种谐振变换器电流检测与控制方法，所述谐振变换器包括直流输入电路，开关桥臂，谐振腔，变压器和整流负载电路，所述直流输入电路通过开关桥臂和谐振腔相连接，所述谐振腔通过变压器连接到整流负载电路，还包括电流检测单元和控制单元，所述电流检测单元包括电流采样电路和可复位积分电路，所述控制单元包括数字控制器和驱动放大单元；所述电流采样电路输入端连接到被控支路将其电流转换为正极性的感应信号，该感应信号输出到所述可复位积分电路进行积分，所述可复位积分电路输出端连接到所述数字控制器的ADC模块输入端口，ADC模块转换后的数据输出给数字控制器中的电流运算单元，由电流运算单元计算出在积分时间段内被控支路的电流平均值或电流绝对值的平均值Iave；所述数字控制器还包括电流调节器以及PWM模块，在所述电流运算单元计算出Iave后，Iave作为电流反馈量和电流给定量Iref共同输入到电流调节器，由电流调节器计算得到控制信号，该控制信号经过PWM模块和驱动放大单元后输出的驱动信号连接到开关桥臂的开关管门极以控制变换器功率传递，从而使Iave跟踪Iref，即实现被控支路的电流控制。
上述的谐振变换器电流检测与控制方法，所述可复位积分电路中用于积分的元件为电容，可复位积分电路输出给控制单元的信号即为该积分电容电压，并有复位开关和该积分电容并联用于控制其积分和复位。
上述的谐振变换器电流检测与控制方法，所述电流运算单元和电流调节器是由所述数字控制器通过软件算法实现的。
上述的谐振变换器电流检测与控制方法，控制单元输出的驱动信号中还包括一路复位信号Res用于驱动所述可复位积分电路的复位开关；在积分时间段开始时复位信号Res翻转为低电平，复位开关关断，被控支路电流通过电流采样电路和可复位积分电路进行积分；在积分时间段结束时，数字控制器的ADC模块采样保持所述可复位积分电路输出的电压信号并进行运算；积分时间段结束后经过复位滞后时间Tsd，复位信号Res翻转为高电平，复位开关开通，可复位积分电路复位。
上述的谐振变换器电流检测与控制方法，所述复位滞后时间Tsd大于ADC模块采样保持所需要的时间。
附图说明
图1是本发明提供的一种谐振变换器电流检测与控制方法电路示意图；
图2是本发明第一实施例的电路示意图；
图3是第一实施例中变换器工作在开关频率小于谐振频率时的电路关键波形；
图4是第一实施例中可复位积分电路的某些实现方式；
图5是本发明第二实施例的电路示意图；
图6是第二实施例中变换器工作在开关频率小于谐振频率时的电路关键波形；
具体实施方式
下面通过具体实施方式结合附图对本发明方法进行详细说明。在以下的实施方式中，很多细节性的描述只是为了使得本申请能被更好地理解，然而对于本领域技术人员而言，他们可以很容易地意识到其中部分特征在不同情况下是可以省略的或者可以由其他元件、方法所替代。在某些情况下，与本申请相关的一些操作或内容并没有在说明书中显示或者描述，这是为了避免本申请的核心部分被过多的描述所淹没，因为对于本领域技术人员而言，详细描述这些相关操作并不是必要的，他们根据说明书中的描述以及本领域的一般技术知识即可完整了解相关操作。另外，说明书中所描述的特点、操作或者特征可以以任意适当的方式结合形成各种实施方式。同时，所描述的内容也可以按照本领域技术人员所能显而易见的方式进行顺序调换或调整。因此，说明书和附图中的各种顺序只是为了清楚地描述实施例，并不意味着是必须的顺序，除非另有说明其中某个顺序是必须遵循的。此外，本申请所说的“连接”，如无特别说明，均包括直接和间接连接。
请参考技术背景中的描述，为了可以快速对谐振变换器的电流进行检测和控制，本发明采用的技术方案原理为：
将谐振变换器被控支路电流转换为弱感应信号，例如使用电流互感器CT或串联检流电阻等。该感应信号可以为电流信号或电压信号。然后将该信号直接或间接经过一个积分电容Ci进行积分，若在积分时间段Ti内积分电容平均电流为Is，则在Ti时间段内电容电压变化量为
Figure GSB0000191767370000031
因此如果积分时间可控并获取到积分时间段内积分电容电压变化量，就可以得到积分时间段内的积分电容电流平均值
Figure GSB0000191767370000032
进一步地，可得到被控功率支路的电流信息。
依据上述原理，图1示出了根据本发明提供的一种谐振变换器电流检测与控制方法电路示意图。其由谐振变换器主电路10、电流检测单元20和控制单元30构成。所述谐振变换器10包括直流输入电路110，开关桥臂120，谐振腔130，变压器140和整流负载电路150；所述电流检测单元20包括电流采样电路210和可复位积分电路220；所述控制单元30包括数字控制器310和驱动放大单元320。
具体地，所述直流输入电路110通过开关桥臂120和谐振腔130相连接，所述谐振腔130通过变压器140连接到整流负载电路150。所述直流输入电路110从外部接收直流电，为变换器提供电源；所述开关桥臂120包括至少一个开关半桥；所述谐振腔130包括至少一个谐振电容和至少一个谐振电感用以产生谐振，从而为开关器件提供周期性过零的电流或电压以实现软开关；所述变压器140包括至少一个初级绕组和至少一个次级绕组；所述整流负载电路150用以对变压器次级绕组输出的交流电压或电流进行整流滤波，并输出给直流负载，常用的整流方式有全桥整流、全波整流等。
具体地，所述电流检测单元20的电流采样电路210的输入端连接到被控支路将其电流转换为感应信号并输出到可复位积分电路220，该感应信号可以为感应电压信号或感应电流信号。所述可复位积分电路有积分电容对所述电流采样电路输出的感应信号进行直接或间接积分，积分电容电压输出到控制单元30中数字控制器310的ADC模块输入端口，所述可复位积分电路还有复位开关和积分电容并联用于控制积分电容的积分和复位。
进一步地，所述控制单元30中数字控制器310除了包括ADC模块，还包括电流运算单元、电流调节器以及PWM模块，所述电流运算单元和电流调节器是由所述数字控制器通过软件算法所实现的。所述控制单元30中的驱动放大单元320是用来放大PWM模块输出的驱动控制信号的，从而输出有驱动能力的驱动信号用以驱动开关管，该驱动信号包括用以驱动桥臂开关的信号Vgs1、Vgs2，还有一路复位信号Res用于驱动所述可复位积分电路的复位开关。
具体地，在积分时间段开始时复位信号Res翻转为低电平，被控支路电流通过电流采样电路和可复位积分电路进行积分，在积分时间段结束时，数字控制器的ADC采样保持可复位积分电路输出的电压信号Vi，ADC模块转换后的数据Vis输出到电流运算单元，由电流运算单元计算出在积分时间段内被控支路的电流信息Iave，因为Iave反映的是功率信息，所以当被控支路电流为交流时Iave代表电流绝对值的平均值，当被控支路电流为直流时则代表电流平均值；然后Iave作为电流反馈量和电流给定量Iref共同输入到电流调节器，电流调节器根据二者计算出控制信号，该控制信号经过PWM模块和驱动放大单元后输出驱动信号控制开关桥臂的开关管以控制变换器功率传递，从而使Iave可以跟踪Iref，即实现被控支路电流控制。该电流给定量Iref可以是电压外环的输出。所述控制单元控制变换器功率传递的方式可以是变频控制、PWM控制、移相控制等。所述数字控制器可以采用DSP。进一步地，在ADC模块采样后经过复位滞后时间Tsd，复位信号Res翻转为高电平，复位开关开通，可复位积分电路复位。该复位滞后时间Tsd大于ADC采样保持所需要的时间，以防止在采样时积分电容被放电而导致采样误差。
图2示出了本发明第一实施例的电路示意图，图中所示本发明的谐振变换器电流检测与控制方法应用于控制谐振变换器谐振电流。所述谐振变换器为半桥LLC谐振变换器，变压器次级绕组采用全波整流。图中未画出控制单元，只画出了有特征性的主电路和电流检测单元，未画出的控制单元和图1示意图中保持一致。所述电流采样电路210通过变比为1∶N的电流互感器CT的初级绕组串联在LLC谐振变换器的谐振腔，具体地，CT初级绕组同名端连接到变压器初级绕组异名端，CT初级绕组异名端连接到直流输入电路负输入端。因为LLC谐振变换器谐振电流是连续的交流信号，所以反映变换器谐振腔功率信息的为谐振电流绝对值的平均值，而且CT在整个开关周期需要满足伏秒积为0以保证不会偏磁，所以本实施例中优选地，CT次级绕组连接整流桥得到单极性的感应电流，并串接电阻实现每周期磁复位并将感应电流信号转换为感应电压信号。具体地，二极管整流桥的负输出端连接到电阻Rs一端并连接到GND，正输出端连接到电阻Rs另一端，从而将谐振电流比例缩小后整流并在电阻Rs上得到感应电压Vs。
所述可复位积分电路由一个电导值为α的压控电流源和积分电容Ci及复位开关SW所组成，具体地，压控电流源的正输入端和电流采样电路整流桥正输出端连接，压控电流源的负输入端连接到GND，压控电流源的正输出端连接Ci和SW的第一并联端，Ci上的电压Vi输出到控制单元的ADC输入端口，Ci和SW的第二并联端和压控电流源的负输出端连接构成回路。
图3示出了本发明第一实施例中变换器工作在开关频率小于谐振频率时的电路关键波形。
t0时刻之前，Q1管和SW导通，故积分电容电压Vi为0。谐振电流iLr从CT初级绕组同名端流入，该电流经过CT转换为感应电流信号并经过整流桥在电阻Rs上得到感应电压信号Vs，所以Vs和iLr此时在波形上只是比例关系
Figure GSB0000191767370000051
t0时刻，Q1管和SW同时关断，此时感应电压Vs开始通过压控电流源在积分电容上建立积分电压
Figure GSB0000191767370000052
t1时刻，Q2管开通，积分电容电压Vi继续上升。
t2时刻，谐振电流过零变负，但因为整流桥的折叠作用，即
Figure GSB0000191767370000053
故感应电压Vs过0然后正向上升，积分电容电压Vi继续上升。
t3时刻，Q2管关断进入死区，此时控制单元采样积分电容电压，积分时间刚好是半个开关周期。
t4时刻，死区结束，Q1管开通，SW开通。积分电容电压很快下降为0，积分电路复位。
t5时刻，Q1管和SW同时关断，新的积分周期开始。t5时刻之后电路工作模态不再赘述。
本实施例中的复位滞后时间Tsd即为死区时间。现如今数字控制器内部集成的ADC模块或外扩的ADC芯片采样保持时间相较于变换器的死区时间都已经足够短，更是远小于开关周期，所以工程上可以认为ADC采样保持时间段内积分电容电压保持不变，即采样值等于采样时刻的积分电容电压值，经ADC转换后为Vis。因为复位脉冲是由数字控制器产生的，所以数字控制器已知积分时间为一半的开关周期，即1/2fs，其中fs为开关频率。从而在电流运算单元中执行运算为
Figure GSB0000191767370000054
即可算出谐振电流在积分时间段内绝对值的平均值。又因为谐振腔电流为正负半周对称的交流，所以整个开关周期谐振电流绝对值的平均值也就等于该Iave。然后Iave作为电流反馈量和电流给定量Iref共同输入到电流调节器，该电流调节器优选为PI调节器，其能做到对直流给定无静差跟踪。该PI调节器根据Iave和Iref计算出控制信号，该控制信号经过PWM模块和驱动放大单元后输出驱动信号控制开关桥臂的开关管以控制变换器功率传递，从而使Iave值可以跟踪Iref，即实现谐振电流控制。
进一步地，因为本实施例中每个开关周期都可以获得一次变换器电流信息，没有经过任何惯性环节或延时环节，所以在一个开关周期内电流调节器就可以对变换器电流变化做出反应，这极大地增加了电流控制的速度，提高了变换器的动态性能，特别是在谐振腔动态过程剧烈时，可以防止谐振腔出现大的电流过冲。当然这仅仅是非限制性的示例，谐振电流的另半个开关周期也可以作为控制使用，还可以根据变换器控制的需要选择积分时间并获得相应积分时间段内的电流信息，本领域技术人员可以轻易地根据本实施例的思路选择最优的实施方式。
本实施例中由压控电流源构成的可复位积分电路可以由图4中的电路a)和b)所实现。电路a)包括一个运算跨导放大器，跨导值为Gm，所述运算跨导放大器同相输入端连接到电流采样电路的感应电压Vs，反相输入端连接到GND。所述运算跨导放大器的输出端连接到积分电容Ci和复位开关SW。则在复位开关SW截止时，积分电容电压
Figure GSB0000191767370000061
即α＝Gm。
电路b)包括运算放大器OP1和运算放大器OP2，运算放大器OP1连同电阻R1和R2构成了反相放大器，运算放大器OP2连同电阻R3和积分电容Ci构成了积分器，积分电容和复位开关并联。应该注意到，如果只使用积分器，则积分电容输出电压为负值，可以增加后续电路对该负电压进行处理满足ADC端口电平要求后送入数字控制器，也可以优选地，如电路b)所示，在积分电路之前增加一级反相放大器，从而可以方便地使积分电路输出电压满足ADC端口电平要求。则在复位开关SW截止时，积分电容电压
Figure GSB0000191767370000062
即
Figure GSB0000191767370000063
图5示出了本发明第二实施例的电路示意图，图中所示本发明的谐振变换器电流检测与控制方法应用于控制谐振变换器整流电流。图中未画出控制单元，只画出了有特征性的主电路和电流检测单元，未画出的控制单元和图1示意图中保持一致。所述谐振变换器为半桥LLC谐振变换器，变压器次级采用全波整流，整流二极管DR1串联在第一次级绕组整流支路中，整流二极管DR2串联在第二次级绕组整流支路中，两个整流二极管共阴极。所述电流采样电路210通过变比为1∶N的电流互感器CT的初级绕组和变压器的一个次级绕组整流支路串联，具体地，CT初级绕组同名端连接到变压器第二次级绕组非中心抽头端，CT初级绕组异名端连接到整流二极管DR2的阳极。
进一步地，所述电流采样电路还包括防反二极管D2以及由电阻R1、二极管D1串联组成的磁复位支路，具体地，D2的阳极和CT次级绕组的同名端连接，磁复位支路和CT的次级绕组并联，D1的阳极连接到CT次级绕组异名端，D1的阴极连接到电阻R1的一端，R1的另一端连接到CT次级绕组的同名端。当iR2电流为正时，iR2会经过CT比例缩小得到感应电流is，当iR2电流断续时，is为0，此时CT会通过磁复位支路完成磁复位。
应当注意到，在第一实施例中被控支路电流是连续交流，为了反映功率信息，所以CT输出有整流电路，并串接电阻完成电流采样及磁复位。而本实施例中的被检测支路电流是单极性且断续的，所以CT输出无需整流即可保证感应信号极性始终为正，且在断续时段内可以通过增加简单的磁复位支路完成CT的磁复位。因此CT输出可以不接电阻而直接对感应电流进行积分，从而可以省略第一实施例中的压控电流源电路。当然这是非限制性的，只是在本实施例中优选直接积分的方式。
进一步地，本实施例中可复位积分电路220包括积分电容Ci及复位开关SW，Ci和SW的第一并联端连接到电流采样电路的输出即D2的阴极，Ci上的电压Vi输出到控制单元的ADC输入端口，Ci和SW的第二并联端和CT次级绕组的异名端连接构成回路。
图6示出了本发明第二实施例中变换器工作在开关频率小于谐振频率时的电路关键波形。
t0时刻之前，Q1管和SW导通，故积分电容电压Vi为0。谐振腔中谐振电流iLr等于励磁电流iLm，变压器次级绕组没有电流，iR2和irec为0。
t0时刻，Q1管和SW同时关断，iLr和iLm下降，当二者下降量不相等时，电流差值通过变压器耦合到第二次级绕组，iR2和irec开始有电流流过，该电流同时从CT初级绕组同名端流入，CT次级绕组同名端流出感应电流is＝iR2/N，D1截止，D2导通，该感应电流开始在积分电容上建立积分电压
Figure GSB0000191767370000071
t1时刻，Q2管开通，积分电容电压Vi继续上升。
t2时刻，iLr和iLm相等，变压器初级绕组没有电流耦合到次级绕组，故iR2和irec降为0，积分电容电压Vi不再上升。
t3时刻，Q2管关断进入死区，此时控制单元采样积分电容电压，积分时间刚好是半个开关周期。然后，iLr和iLm下降，当二者不相等时，电流差值通过变压器耦合到第一次级绕组，iR1和irec开始有电流流过，第二次级绕组电流iR2为0，CT初级绕组没有电流流过，此时CT的励磁电流迫使磁复位支路导通为CT复位，D2截止可防止积分电容放电。
t4时刻，死区结束，Q1管开通，SW开通。积分电容电压很快下降为0，积分电路复位。
t5时刻，Q1管和SW同时关断，新的积分周期开始。t5时刻之后电路工作模态不再赘述。
同第一实施例原理一样，本实施例中的复位滞后时间Tsd为死区时间，采样的积分电容电压值经ADC转换后为Vis，积分时间为一半的开关周期，即1/2fs，同第一实施例所不同的是，本实施例中积分电容电压在电流断续后保持不变，所以本实施例中的ADC采样是没有任何误差的。电流运算单元中执行运算为Iave＝IR2＝2·Ci·Vis·N·fs，即可算出整流电流在积分时间段内的平均值。进一步地，irec为iR1和iR2之和，且iR1和iR2电流波形交错半个开关周期，所以整个开关周期irec的平均值就等于IR2。然后Iave作为电流反馈量和电流给定量Iref共同输入到电流调节器，该电流调节器优选为PI调节器，其能做到对直流给定无静差跟踪。该PI调节器根据Iave和Iref的误差值计算出控制信号，该控制信号经过PWM模块和驱动放大单元后输出驱动信号控制开关桥臂的开关管以控制变换器功率传递，从而使Iave值可以跟踪Iref，即实现整流电流控制。
值得注意的是，在变换器稳态时，输出滤波电容Co电流在一个开关周期内平均值为0，所以Iave就等于负载电流平均值，即Iave可以反映负载的信息；在变换器动态过程中，Iave和负载电流平均值不再相等，特别地，若Iave远大于负载电流平均值，比如在突增输出电压参考时，控制器快速改变开关频率或占空比，输出滤波电容Co在一个开关周期电流平均值大于0，但Co通常选用大容量的电解电容，所以输出电压上升缓慢，即输出电流此时上升缓慢，而谐振腔电流则急剧上升，从而Iave急剧上升，所以动态时Iave可以反映谐振腔的动态电流信息。和第一实施例相同，因为本实施例中每个开关周期都可以获得一次变换器电流信息，没有经过任何惯性环节或延时环节，所以在一个开关周期内电流调节器就可以对变换器电流变化做出反应，这极大地增加了电流控制的速度，提高了变换器的动态性能。当然这仅仅是非限制性的示例，整流电流的另半周也可以作为控制使用，还可以根据变换器控制的需要选择积分时间并获得相应积分时间段内的电流信息，本领域技术人员可以轻易地根据本实施例的思路选择最优的实施方式。
以上结合附图和两个实施例对本发明进行了示例性描述，这可以帮助理解本发明，但不用于限制本发明。对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，可以对上述具体实施方式进行变化。只要采用了本发明的方法构思和技术方案进行的各种非实质性的改进，或未经改进将本发明的方法构思和技术方案直接应用于其它场合的，均在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种谐振变换器电流检测与控制方法，所述谐振变换器包括直流输入电路，开关桥臂，谐振腔，变压器和整流负载电路，所述直流输入电路通过开关桥臂和谐振腔相连接，所述谐振腔通过变压器连接到整流负载电路，其特征在于：还包括电流检测单元和控制单元，所述电流检测单元包括电流采样电路和可复位积分电路，所述控制单元包括数字控制器和驱动放大单元；所述电流采样电路输入端连接到被控支路将其电流转换为正极性的感应信号，该感应信号输出到所述可复位积分电路进行积分，所述可复位积分电路输出端连接到所述数字控制器的ADC模块输入端口，ADC模块转换后的数据输出给数字控制器中的电流运算单元，由电流运算单元计算出在积分时间段内被控支路的电流平均值或电流绝对值的平均值Iave；所述数字控制器还包括电流调节器以及PWM模块，在所述电流运算单元计算出Iave后，Iave作为电流反馈量和电流给定量Iref共同输入到电流调节器，由电流调节器计算得到控制信号，该控制信号经过PWM模块和驱动放大单元后输出的驱动信号连接到开关桥臂的开关管门极以控制变换器功率传递，从而使Iave跟踪Iref，即实现被控支路的电流控制。
2.根据权利要求1所述的谐振变换器电流检测与控制方法，其特征在于，所述可复位积分电路中用于积分的元件为电容，可复位积分电路输出给控制单元的信号即为该积分电容电压，并有复位开关和该积分电容并联用于控制其积分和复位。
3.根据权利要求1所述的谐振变换器电流检测与控制方法，其特征在于，所述电流运算单元和电流调节器是由所述数字控制器通过软件算法实现的。
4.根据权利要求1或2所述的谐振变换器电流检测与控制方法，其特征在于，控制单元输出的驱动信号中还包括一路复位信号Res用于驱动所述可复位积分电路的复位开关；在积分时间段开始时复位信号Res翻转为低电平，复位开关关断，被控支路电流通过电流采样电路和可复位积分电路进行积分；在积分时间段结束时，数字控制器的ADC模块采样保持所述可复位积分电路输出的电压信号并进行运算；积分时间段结束后经过复位滞后时间Tsd，复位信号Res翻转为高电平，复位开关开通，可复位积分电路复位。
5.根据权利要求4所述的谐振变换器电流检测与控制方法，其特征在于，所述复位滞后时间Tsd大于ADC模块采样保持所需要的时间。
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