CN112217394A - 谐振功率变换器以及其工作频率的校准装置和方法 - Google Patents

谐振功率变换器以及其工作频率的校准装置和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN112217394A
CN112217394A CN201910618135.7A CN201910618135A CN112217394A CN 112217394 A CN112217394 A CN 112217394A CN 201910618135 A CN201910618135 A CN 201910618135A CN 112217394 A CN112217394 A CN 112217394A
Authority
CN
China
Prior art keywords
resonant
frequency
power converter
voltage
resonant inductor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN201910618135.7A
Other languages
English (en)
Inventor
杨丽华
张金涛
高巍
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
ZTE Corp
Original Assignee
ZTE Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ZTE Corp filed Critical ZTE Corp
Priority to CN201910618135.7A priority Critical patent/CN112217394A/zh
Publication of CN112217394A publication Critical patent/CN112217394A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种谐振功率变换器以及其工作频率的校准装置和方法，所述校准装置包括：谐振电感电压采样单元，与谐振功率变换器的谐振单元连接，用于通过谐振电感副边绕组耦合出谐振单元中谐振电感的谐振电感电压波形，并将谐振电感电压波形输出到控制单元；控制单元，与谐振电感电压采样单元、谐振功率变换器的输入单元连接，用于接收谐振电感电压波形，根据谐振电感电压波形判断谐振功率变换器的谐振频率是否等于工作频率，并根据判断结果对谐振功率变换器的当前工作频率进行校准。本发明能够准确确定LLC谐振电路的谐振频率。

Description

谐振功率变换器以及其工作频率的校准装置和方法
技术领域
本发明涉及谐振功率变换器领域，尤其涉及一种谐振功率变换器及其工作频率的校准装置和方法。
背景技术
开关电源技术的发展方向是高频、高效和高功率密度，为此谐振功率变换器得到了越来越越多的开关电源工程师的重视，尤其是LLC串联谐振功率变换器。串联谐振功率变换器LLC工作频率在谐振频率时，可以实现原边场效应管(MOS)零电压开关(Zero VoltageSwitch，简称为ZVS)和副边整流管零电流开关(Zero Current Switch，简称为ZCS)，此时电源效率能达到最大值。但是，在实际电路中，由于谐振腔器件参数的偏差，会导致谐振频率出现偏差。如果开关频率只固定在标称的谐振频率，实际工作谐振频率点的偏差将会导致谐振功率变换器LLC的效率出现较大下降。因此，为了使串联谐振功率变换器LLC获得最优的效率，必须清楚知道串联谐振功率变换器LLC的谐振频率并将串联谐振功率变换器LLC的工作频率校准为谐振频率。
在现有技术中，其解决方法是检测谐振电感绕组耦合的电压波形，通过调整开关频率使耦合电压波形振铃最小，得出此时开关频率接近谐振频率。然而现有方案是二极管整流的峰值电压检测模式，二极管本身高低温特性变化大，同时整流滤波后变成直流也不能实时反应谐振电感电压波形，导致准确性、实时性都较差。
发明内容
本发明实施例提供一种谐振功率变换器以及其工作频率的校准装置和方法，用以解决现有技术中实际工作谐振频率点偏差导致的谐振功率变换器LLC的效率出现较大下降问题。
本发明实施例提供一种谐振功率变换器工作频率的校准装置，设置于谐振功率变换器，校准装置具体包括：
谐振电感电压采样单元，与谐振功率变换器的谐振单元连接，用于通过谐振电感副边绕组耦合出谐振单元中谐振电感电压波形，并将谐振电感电压波形输出到控制单元；
控制单元，与谐振电感电压采样单元、谐振功率变换器的输入单元连接，用于接收谐振电感电压波形，根据谐振电感电压波形判断谐振功率变换器的工作频率是否等于谐振频率，并根据判断结果对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准。
优选地，控制单元与谐振功率变换器的输入单元连接，控制单元具体用于，控制输入单元的通断，根据谐振电感电压波形记录输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值，并根据两点谐振电感电压值的比较结果判断谐振功率变换器的工作频率是否等于谐振频率，并对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准。
优选地，控制单元与谐振功率变换器的输出单元连接，控制单元进一步用于，在输出单元采用开关管时，同步控制输出单元的通断。
优选地，谐振电感电压采样单元具体包括：
电感耦合电路，用于通过谐振电感副边绕组感测谐振电感原边电压，耦合出谐振单元中谐振电感电压波形。
优选地，谐振电感电压采样单元进一步包括：
滤波电路，与电感耦合电路连接，用于滤除谐振电感电压波形中的高频干扰，并将滤除高频干扰后的谐振电感电压波形发送到限幅电路；
限幅电路，与滤波电路连接，用于基于控制单元中芯片的实际承受范围，限制谐振电感电压波形的高低电平。
优选地，谐振电感电压采样单元进一步包括：
分压电路，与限幅电路连接，用于根据控制单元中芯片精度需求，对谐振电感电压波形进行分压。
优选地，滤波电路具体包括：
与谐振电感副边绕组并联的第一电容器C1；或者，
第二电容C2、第三电容C3、第一电阻R1、第二电阻R2、以及第三电阻R3，其中，第二电容C2的一端与第一电阻R1的一端连接串联后与谐振电感副边绕组并联，第二电阻R2两端分别连接第二电容C2的另一端和第三电容C3的一端；第三电阻R3两端分别连接第一电阻R1的另一端与第三电容C3的另一端。
优选地，限幅电路具体包括：
第一二极管D1和第二二极管D2，其中，第二二极管D2的两端与滤波电路并联，第二二极管D2的阴极串联连接第一二极管D1的阳极；第一二极管D1的阴极外接电压源，第二二极管D2的阳极接地或者外接电压源；或者，
第一场效应管Q1和第二场效应管Q2，其中，第二场效应管Q2的漏、源级与滤波电路并联，第二场效应管Q2的漏级串联连接第一场效应管Q1的源级；第一场效应管Q1的漏级外接电压源，第二场效应管Q2的源级接地或者外接电压源；
优选地，分压电路具体包括：
第四电阻R4、第五电阻R5、第四电容C4，其中，第四电阻R4和第四电容C4并联后，与第五电阻R5的一端串联，第五电阻R5的另一端与限幅电路连接。
优选地，控制单元具体包括：
AD转换模块，用于将接收到谐振电感电压波形进行模数转换；
提取模块，用于基于模数转换后的谐振电感电压波形，提取输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值并保存；
比较计算模块，用于将两点谐振电感电压值进行比较，如果两点谐振电感电压值的差值大于预定阈值或者小于0时，则控制扫频模块进行扫频，直到两点谐振电感电压值的差值大于或等于零且小于或等于预定阈值时，控制扫频模块停止扫频；如果两点谐振电感电压值的差值大于或等于零且小于或等于预定阈值，则确定此时的工作频率为谐振频率，同时调用设置模块；
扫频模块，用于根据谐振功率变换器的谐振参数偏差范围确定扫频范围，如果两点谐振电感电压值的差大于预定阈值，则从标称频率向扫频范围的最低频率以固定步长从高到低扫频，如果两点谐振电感电压值的差小于0，则从标称频率向扫频范围的最高频率以固定步长从低到高扫频；
设置模块，用于设置谐振功率变换器的最终工作频率，具体的，用于把谐振功率变换器的最终工作频率设置为比较计算模块确定的谐振频率。
优选地，两个时刻对应的两点谐振电感电压值为前后两个不同工作周期的谐振电感电压值。
优选地，提取模块具体用于：
提取多个工作周期中的两点谐振电感电压值，并对多个周期中的两点谐振电感电压值进行平均，得到两点谐振电感电压均值。
本发明实施例还提供一种谐振功率变换器，包括上述谐振功率变换器工作频率的校准装置，还包括：
输入单元，与校准装置连接，用于在校准装置的控制下产生第一交流电压，并将第一交流电压发送给谐振单元；
谐振单元，与输入单元连接，用于基于第一交流电压产生谐振，并产生第二交流电压，并将第二交流电压输出到输出单元；
输出单元，与谐振单元和校准装置连接，用于将第二交流电压转化成为设备供电的直流电压。
本发明实施例还提供一种谐振功率变换器工作频率的校准方法，具体包括：
通过谐振电感副边绕组耦合出谐振功率变换器的谐振单元中谐振电感电压波形；
根据谐振电感电压波形判断谐振功率变换器的工作频率是否等于谐振频率，并根据判断结果对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准。
优选地，根据谐振电感电压波形判断谐振功率变换器的工作频率是否等于谐振频率，并根据判断结果对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准具体包括：
根据谐振电感电压波形记录谐振功率变换器的输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值，并根据两点谐振电感电压值的比较结果判断谐振功率变换器的工作频率是否等于谐振频率，并对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准。
优选地，通过谐振电感副边绕组耦合出谐振功率变换器的谐振单元中谐振电感电压波形之后，方法进一步包括：
滤除谐振电感电压波形中的高频干扰，并将滤除高频干扰后的谐振电感电压波形发送到限幅电路；
限制谐振电感电压波形的高低电平；
对谐振电感电压波形进行分压。
优选地，根据谐振电感电压波形记录谐振功率变换器的输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值，并根据两点谐振电感电压值的比较结果判断谐振功率变换器的工作频率是否等于谐振频率，并对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准具体包括：
将接收到谐振电感电压波形进行模数转换；
基于模数转换后的谐振电感电压波形，提取输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值并保存；
根据谐振功率变换器的谐振参数偏差范围确定扫频范围；
将两点谐振电感电压值进行比较，如果两点谐振电感电压值的差大于预定阈值，则从标称频率向扫频范围的最低频率以固定步长从高到低扫频，如果两点谐振电感电压值的差小于0，则从标称频率向扫频范围的最高频率以固定步长从低到高扫频，直到两点谐振电感电压值的差值大于或等于零且小于或等于预定阈值时，停止扫频；如果两点谐振电感电压值的差值大于或等于零且小于或等于预定阈值，则将此时的工作频率确定为谐振功率变换器的谐振频率。
优选地，两个时刻对应的两点谐振电感电压值为前后两个不同工作周期的谐振电感电压值。
优选地，提取输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值具体包括：
提取多个工作周期中的两点谐振电感电压值，并对多个周期中的两点谐振电感电压值进行平均，得到两点谐振电感电压均值。
借助于本发明实施例的技术方案，能够准确确定LLC谐振电路的谐振频率，实现在线校准LLC谐振电路的工作频率为谐振频率，从而使LLC谐振电路获得最优的效率。
上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其它目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举本发明的具体实施方式。
附图说明
通过阅读下文优选实施方式的详细描述，各种其他的优点和益处对于本领域普通技术人员将变得清楚明了。附图仅用于示出优选实施方式的目的，而并不认为是对本发明的限制。而且在整个附图中，用相同的参考符号表示相同的部件。在附图中：
图1是本发明实施例的谐振功率变换器工作频率的校准装置的示意图；
图2是本发明实施例的原边驱动与电感电压波形的时序图；
图3是本发明实施例的LLC串联谐振功率变换器谐振电感波形在不同工作频率的示意图；
图4是本发明实施例的谐振功率变换器与谐振功率变换器工作频率的校准装置各模块之间的连接示意图；
图5是本发明实施例的谐振功率变换器与谐振功率变换器工作频率的校准装置各模块之间的电路连接图；
图6是本发明实施例的谐振电感电压采样单元的结构示意图；
图7是本发明实施例的采样电路的电路连接示意图一；
图8是本发明实施例的采样电路的电路连接示意图二；
图9是本发明实施例的采样电路的电路连接示意图三；
图10是本发明实施例的MCU控制单元的功能示意图；
图11是本发明实施例的控制单元的扫频处理的示意图；
图12是本发明实施例的取输入单元关断前谐振电感的电压值的示意图；
图13是本发明实施例的谐振功率变换器工作频率的校准方法的流程图。
具体实施方式
下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施例。虽然附图中显示了本公开的示例性实施例，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施例所限制。相反，提供这些实施例是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。
根据本发明实施例，提供了一种谐振功率变换器工作频率的校准装置，设置于谐振功率变换器，图1是本发明实施例的谐振功率变换器工作频率的校准装置的示意图，如图1所示，该校准装置具体包括：
谐振电感电压采样单元10，与谐振功率变换器的谐振单元连接，用于通过谐振电感副边绕组耦合出谐振单元中谐振电感电压波形，并将谐振电感电压波形输出到控制单元12；
在本发明实施例中，谐振电感电压采样单元10具体包括：
电感耦合电路，用于通过谐振电感副边绕组感测谐振电感原边电压，耦合出谐振单元中谐振电感电压波形。
此外，为了把波形幅值控制在控制单元12所能接受的范围之内，还需要进行适当的滤波以及钳位，因此，谐振电感电压采样单元10进一步包括：
滤波电路，与电感耦合电路连接，用于滤除谐振电感电压波形中的高频干扰，并将滤除高频干扰后的谐振电感电压波形发送到限幅电路；
在实际应用中，滤波电路具体包括：
如图7所示，与谐振电感副边绕组并联的第一电容器C1；或者，
如图8或图9所示，第二电容C2、第三电容C3、第一电阻R1、第二电阻R2、以及第三电阻R3，其中，第二电容C2的一端与第一电阻R1的一端连接串联后与谐振电感副边绕组并联，第二电阻R2两端分别连接第二电容C2的另一端和第三电容C3的一端；第三电阻R3两端分别连接第一电阻R1的另一端与第三电容C3的另一端。
限幅电路，与滤波电路连接，用于基于控制单元中芯片的实际承受范围，限制谐振电感电压波形的高低电平。
在实际应用中，限幅电路具体包括：
如图7、8所示，第一二极管D1和第二二极管D2，其中，第二二极管D2的两端与滤波电路并联，第二二极管D2的阴极串联连接第一二极管D1的阳极；第一二极管D1的阴极外接电压源，第二二极管D2的阳极接地或者外接电压源；或者，
如图9所示，第一场效应管Q1和第二场效应管Q2，其中，第二场效应管Q2的漏、源级与滤波电路并联，第二场效应管Q2的漏级串联连接第一场效应管Q1的源级；第一场效应管Q1的漏级外接电压源，第二场效应管Q2的源级接地或者外接电压源。
此外，为了配合控制单元12中芯片的精度要求，谐振电感电压采样单元进一步包括：
分压电路，与限幅电路连接，用于根据控制单元中芯片精度需求，对谐振电感电压波形进行分压。
在实际应用中，分压电路具体包括：
如图8、图9所示，第四电阻R4、第五电阻R5、第四电容C4，其中，第四电阻R4和第四电容C4并联后，与第五电阻R5的一端串联，第五电阻R5的另一端与限幅电路连接。
控制单元12，与谐振电感电压采样单元10、谐振功率变换器的输入单元连接，用于接收谐振电感电压波形，根据谐振电感电压波形判断谐振功率变换器的工作频率是否等于谐振频率，并根据判断结果对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准。
具体地，LLC串联谐振功率变换器谐振电感波形在不同工作频率下有差异，如图2、图3所示，在原边驱动关断前t0时刻和t1时刻，谐振电感电压波形对应值V1、V2相对大小在不同工作频率下有差异，当工作频率等于谐振频率时，V1＝V2；当工作频率大于谐振频率时，V1<V2；当工作频率小于谐振频率时，V1>V2；利用谐振电感电压的这种特性，可以准确的测量LLC串联谐振功率变换器的谐振频率并将LLC串联谐振功率变换器的工作频率校准为谐振频率，使LLC串联谐振功率变换器获得最优的效率。
因此，进一步地，控制单元12与谐振功率变换器的输入单元连接，控制单元12具体用于，控制输入单元的通断，根据谐振电感电压波形记录输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值，并根据两点谐振电感电压值的比较结果判断谐振功率变换器的工作频率是否等于谐振频率，并对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准。需要说明的是，上述输入单元开关关断时刻以前两个时刻是指：输入单元开关关断时刻和输入单元开关关断时刻前一个时刻，或者，输入单元开关关断时刻前的两个时刻。
此外，在输出单元采用开关管时，控制单元12与谐振功率变换器的输出单元连接，控制单元12进一步用于，同步控制输出单元的通断。
也就是说，控制单元12通过接收谐振电感电压采样单元10信号，记录输入单元开关关断时刻的两点电压值V1、V2，比较两点电压值大小，判断系统是否工作于谐振频率。若V1、V2不相等，则系统不是工作于谐振频率，需要调节输入单元、输出单元的工作频率，直到V1、V2相等，此时把工作频率固定为谐振频率。
在本发明实施例中，基于如图10所示的功能，控制单元12可以为MCU控制单元，其具体包括：
AD转换模块，用于将接收到谐振电感电压波形进行模数转换；
提取模块，用于基于模数转换后的谐振电感电压波形，提取输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值并保存；在本发明实施例中，两个时刻对应的两点谐振电感电压值为前后两个不同工作周期的谐振电感电压值。此外，为了提高控制单元12的采样精度，提取模块可以提取多个工作周期中的两点谐振电感电压值，并对多个周期中的两点谐振电感电压值进行平均，得到两点谐振电感电压均值。
比较计算模块，用于将两点谐振电感电压值进行比较，如果两点谐振电感电压值的差值大于预定阈值或者小于0时，则控制扫频模块进行扫频，直到两点谐振电感电压值的差值大于或等于零且小于或等于预定阈值时，控制扫频模块停止扫频；如果两点谐振电感电压值的差值大于或等于零且小于或等于预定阈值，确定此时的工作频率为谐振频率，同时调用设置模块；
扫频模块，用于根据谐振功率变换器的谐振参数偏差范围确定扫频范围，如果两点谐振电感电压值的差大于预定阈值，则从标称频率向扫频范围的最低频率以固定步长从高到低扫频，如果两点谐振电感电压值的差小于0，则从标称频率向扫频范围的最高频率以固定步长从低到高扫频；
设置模块，用于设置谐振功率变换器的最终工作频率，具体的，用于把谐振功率变换器的最终工作频率设置为比较计算模块确定的谐振频率。
以下结合附图和实例，对本发明实施例的上述技术方案进行详细说明。
为了更加清晰的展示谐振功率变换器与谐振功率变换器工作频率的校准装置之间的连接关系，图4示出了谐振功率变换器与谐振功率变换器工作频率的校准装置各模块之间的连接示意图，图5示出了谐振功率变换器与谐振功率变换器工作频率的校准装置各模块之间的电路连接图。下面为了清除的描述谐振功率变换器工作频率的校准装置，也对谐振功率变换器中的输入单元、输出单元、LLC谐振电路单元进行说明。
具体地，如图5所示：
输入单元50包括输入电容CIN和4个开关元件Q1、Q2、Q3、Q4。输入电容需要接入一直流电源。所述4个开关元件分别接收控制单元12即MCU控制单元发送的控制信号，并在控制信号的控制下把输入的直流电压转化为交流电压。所述4个开关元件组成一桥式电路。所述的4个开关元件是MOSFET。进一步的，所述4个开关元件也可以为2个，这就组成一个半桥电路。
所述谐振单元52包括一谐振电容CR、谐振电感LR、励磁电感LM，这三个谐振元件组成串联LLC谐振电路，两端分别连接桥式电路两个桥臂的中点，如图4中分别为Q1和Q2、Q3和Q4的连接点。当谐振电路发生谐振时，谐振电路以及所述桥式电路的电流按照正弦规律变化，所述谐振电路的电压也为标准的正弦波。
输出单元54包括变压器T1的副边绕组，副边2个开关元件Q5、Q6，以及输出电容COUT。所述变压器副边绕组输出一交流电压。所述2个开关元件一端相连，另一端分别连接变压器副边绕组的两端，组成一全波整流电路。2个开关元件分别接收控制单元12即MCU控制单元发送的控制信号，并在该控制信号的控制下把输入的交流电压转化为整流电压。在实际应用中，2个开关元件是MOSFET。输出电容把直流电压滤波为平滑的直流输出电压。进一步的，副边绕组可以为单个绕组，所述2个开关元件可以为4个开关元件，从而组成一个桥式整流电路。
如图6所示，谐振电感电压采样单元56包括，电感耦合电路60、滤波电路62、限幅电路64、分压电路66。进一步的，电感耦合电路60包括谐振电感副边绕组，谐振电感副边绕组，用于感测谐振电感原边电压。如图7所示，滤波电路62包括C1，也可以是图8、9所示电路的R1、C1、R2、R3、C2，所述滤波电路用于滤除高频干扰。如图7所示，限幅电路64包括D1、D2，也可以是图9所示电路的Q7、Q8，这两个器件组成有源限幅电路。所述限幅电路64，用于限制采样输出信号VSENSE的高低电平，防止超出MCU芯片检测脚极限范围损坏而损坏芯片。具体的，所述限幅电路64的VREF，为一外接电压源，实际值应根据MCU芯片检测脚的最大额定电压值而确定，应小于这个值；所述限幅电路的VREF1，可以直接接地，也可以是一外接电压源，实际值应在0---VREF之间。
控制单元58，在本发明实施例中为MCU控制单元，需要具备图10所示功能。通过接收采样单元送过来的采样信号，提取出需要的数据，通过比较计算以及扫频，确定工作频率等于谐振频率，此时把的工作频率固定为谐振频率，从而达到校准工作频率的目的。在本发明实施例中，扫频是指按固定步长从高到低或从低到高设定工作频率。并且需要设置扫频范围：当标称谐振频率为750KHz时，在实际电路中，由于谐振腔参数的偏差，谐振电感有+/-10％的偏差，谐振电容有+/-5％的偏差，根据谐振频率
Figure BDA0002124644150000121
可知，谐振频率此时会出现+/-7.5％的偏差，谐振频率的偏差范围约为693-807KHz；再考虑死区时间200nS的影响，谐振频率偏差范围约为608-695KHz；考虑死区时间后的标称谐振频率为652KHZ。通常设置的扫频范围要在谐振频率的偏差范围基础上留有裕量，考虑留5％的裕量，设置的扫频范围为577-730KHz。
控制单元58需要提取的数据为原边开关元件(即输入单元)关断前谐振电感的电压值，进一步的，t0时刻电压值记录为V1、t1时刻电压值记录为V2；将记录的电压值V1、V2进行计算比较，设S＝V2-V1，如果S大于设定的阀值或小于0时，则需要扫频。进一步的，如果S大于设定的阀值，需要由低向高扫频，如果S小于设定的阀值，需要由高向低扫频，直到S大于0小于设定的阀值时，则判定此时的工作频率为谐振频率并停止扫频。确定谐振频率后，需要把最终工作频率固定为谐振频率，并控制输入单元和输出单元按谐振频率工作。
如图12所示，V1和V2可以取不同周期对应时刻的值，比如，V1取前一个周期的值，V2取后一个周期的值，这样可以降低MCU采样速率的要求；进一步的，V1和V2可以提取几个周期的值，比如10个周期的值，再做平均，这样可以提高MCU采样的精度。
控制单元58的扫频处理如图11所示，具体包括：
控制单元58根据LLC串联谐振功率变换器谐振参数偏差范围确定扫频范围；
控制单元58将LLC串联谐振功率变换器的负载设为一固定负载，将LLC串联谐振功率变换器工作频率设置为标称频率(对应标称谐振参数)；
控制单元58对LLC串联谐振功率变换器的谐振电感电压进行采样，记录该频率下原边开关元件关断前t0时刻和t1时刻的谐振电感电压值，t0记录为V1、t1记录为V2；
控制单元58将记录的电压值V1、V2进行计算，设S＝V2-V1，如果S大于0小于ΔV(设定的阀值)时，则判定此时的工作频率为谐振频率并停止对下个扫频范围内的频率加以扫描，进行第六步；如果S大于ΔV或小于0时，则进行第五步；
如果S大于ΔV，控制单元12则从标称频率向扫频范围的最低频率按固定步长从高到低扫频，重复所述第三步到第四步，直到S大于0小于ΔV(设定的阀值)时，则判定此时的工作频率为谐振频率并停止对下个扫频范围内的频率加以扫描；如果S小于0时，则从标称频率向扫频范围的最高频率按固定步长从低到高扫频，重复所述第三到第四步，直到S大于0小于ΔV(设定的阀值)时，则判定此时的工作频率为谐振频率并停止对下个扫频范围内的频率加以扫描；
控制单元58把LLC串联谐振功率变换器的最终工作频率设定为谐振频率。
综上所述，借助于本发明实施例的技术方案，能够准确确定LLC谐振电路的谐振频率；实现在线校准LLC谐振电路的工作频率为谐振频率；使LLC谐振电路获得最优的效率，而不会因谐振器件参数偏差和死区时间影响导致效率偏差很大。
根据本发明实施例，还提供了一种谐振功率变换器，图4是本发明实施例的谐振功率变换器的示意图，如图4所示，谐振功率变换器包括上述谐振功率变换器工作频率的校准装置46，还包括：
输入单元40，与校准装置连接，用于在校准装置的控制下产生第一交流电压，并将第一交流电压发送给谐振单元；
谐振单元42，与输入单元连接，用于基于第一交流电压产生谐振，并产生第二交流电压，并将第二交流电压输出到输出单元；
输出单元44，与谐振单元和校准装置连接，用于将第二交流电压转化成为设备供电的直流电压。
具体地，如图5所示：
输入单元包括输入电容CIN和4个开关元件Q1、Q2、Q3、Q4。输入电容需要接入一直流电源。所述4个开关元件分别接收谐振功率变换器工作频率的校准装置36发送的控制信号，并在控制信号的控制下把输入的直流电压转化为交流电压。所述4个开关元件组成一桥式电路。所述的4个开关元件是MOSFET。进一步的，所述4个开关元件也可以为2个，这就组成一个半桥电路。
所述谐振单元包括一谐振电容CR、谐振电感LR、励磁电感LM，这三个谐振元件组成串联LLC谐振电路，两端分别连接桥式电路两个桥臂的中点，如图4中分别为Q1和Q2、Q3和Q4的连接点。当谐振电路发生谐振时，谐振电路以及所述桥式电路的电流按照正弦规律变化，所述谐振电路的电压也为标准的正弦波。
输出单元包括变压器T1的副边绕组，副边2个开关元件Q5、Q6，以及输出电容COUT。所述变压器副边绕组输出一交流电压。所述2个开关元件一端相连，另一端分别连接变压器副边绕组的两端，组成一全波整流电路。2个开关元件分别接收谐振功率变换器工作频率的校准装置36发送的控制信号，并在该控制信号的控制下把输入的交流电压转化为整流电压。在实际应用中，2个开关元件是MOSFET。输出电容把直流电压滤波为平滑的直流输出电压。进一步的，副边绕组可以为单个绕组，所述2个开关元件可以为4个开关元件，从而组成一个桥式整流电路。
如图6所示，谐振电感电压采样单元包括，电感耦合电路、滤波电路、限幅电路、分压电路。进一步的，电感耦合电路包括谐振电感副边绕组，谐振电感副边绕组，用于感测谐振电感原边电压。如图7所示，滤波电路包括C1，也可以是图8、9所示电路的R1、C1、R2、R3、C2，所述滤波电路用于滤除高频干扰。如图7所示，限幅电路包括D1、D2，也可以是图9所示电路的Q7、Q8，这两个器件组成有源限幅电路。所述限幅电路，用于限制采样输出信号VSENSE的高低电平，防止超出MCU芯片检测脚极限范围损坏而损坏芯片。具体的，所述限幅电路的VREF，为一外接电压源，实际值应根据MCU芯片检测脚的最大额定电压值而确定，应小于这个值；所述限幅电路的VREF1，可以直接接地，也可以是一外接电压源，实际值应在0---VREF之间。
谐振功率变换器工作频率的校准装置46中的控制单元需要具备图10所示功能。通过接收采样单元送过来的采样信号，提取出需要的数据，通过比较计算以及扫频，确定工作频率等于谐振频率，再固定此时的工作频率，从而达到校准工作频率的目的。在本发明实施例中，扫频是指按固定步长从高到低或从低到高设定工作频率。并且需要设置扫频范围：当标称谐振频率为750KHz时，在实际电路中，由于谐振腔参数的偏差，谐振电感有+/-10％的偏差，谐振电容有+/-5％的偏差，根据谐振频率
Figure BDA0002124644150000161
可知，谐振频率此时会出现+/-7.5％的偏差，谐振频率的偏差范围约为693-807KHz；再考虑死区时间200nS的影响，谐振频率偏差范围约为608-695KHz；考虑死区时间后的标称谐振频率为652KHZ。通常设置的扫频范围要在谐振频率的偏差范围基础上留有裕量，考虑留5％的裕量，设置的扫频范围为577-730KHz。
谐振功率变换器工作频率的校准装置46需要提取的数据为原边开关元件(即输入单元)关断前谐振电感的电压值，进一步的，t0时刻电压值记录为V1、t1时刻电压值记录为V2；将记录的电压值V1、V2进行计算比较，设S＝V2-V1，如果S大于设定的阀值或小于0时，则需要扫频。进一步的，如果S大于设定的阀值，需要由低向高扫频，如果S小于设定的阀值，需要由高向低扫频，直到S大于0小于设定的阀值时，则判定此时的工作频率为谐振频率并停止扫频。确定谐振频率后，需要把最终工作频率固定为谐振频率，并控制输入单元和输出单元按谐振频率工作。
如图12所示，V1和V2可以取不同周期对应时刻的值，比如，V1取前一个周期的值，V2取后一个周期的值，这样可以降低MCU采样速率的要求；进一步的，V1和V2可以提取几个周期的值，比如10个周期的值，再做平均，这样可以提高MCU采样的精度。
谐振功率变换器工作频率的校准装置46的扫频处理如图11所示，具体包括：
谐振功率变换器工作频率的校准装置46根据LLC串联谐振功率变换器谐振参数偏差范围确定扫频范围；
谐振功率变换器工作频率的校准装置46将LLC串联谐振功率变换器的负载设为一固定负载，将LLC串联谐振功率变换器工作频率设置为标称频率(对应标称谐振参数)；
谐振功率变换器工作频率的校准装置46对LLC串联谐振功率变换器的谐振电感电压进行采样，记录该频率下原边开关元件关断前t0时刻和t1时刻的谐振电感电压值，t0记录为V1、t1记录为V2；
谐振功率变换器工作频率的校准装置46将记录的电压值V1、V2进行计算，设S＝V2-V1，如果S大于0小于ΔV(设定的阀值)时，则判定此时的工作频率为谐振频率并停止对下个扫频范围内的频率加以扫描，进行第六步；如果S大于ΔV或小于0时，则进行第五步；
如果S大于ΔV，谐振功率变换器工作频率的校准装置46则从标称频率向扫频范围的最低频率按固定步长从高到低扫频，重复所述第三步到第四步，直到S大于0小于ΔV(设定的阀值)时，则判定此时的工作频率为谐振频率并停止对下个扫频范围内的频率加以扫描；如果S小于0时，则从标称频率向扫频范围的最高频率按固定步长从低到高扫频，重复所述第三到第四步，直到S大于0小于ΔV(设定的阀值)时，则判定此时的工作频率为谐振频率并停止对下个扫频范围内的频率加以扫描；
谐振功率变换器工作频率的校准装置46把LLC串联谐振功率变换器的最终工作频率设定为谐振频率。
谐振功率变换器工作频率的校准装置46的具体模块结构可以根据上面的实施例进行理解，在此不再赘述。
根据本发明实施例，还提供了一种谐振功率变换器工作频率的校准方法，图13是本发明实施例的谐振功率变换器工作频率的校准方法的流程图，如图13所示，具体包括：
步骤1301，通过谐振电感副边绕组耦合出谐振功率变换器的谐振单元中谐振电感电压波形；
步骤1302，根据谐振电感电压波形判断谐振功率变换器的谐振频率是否等于工作频率，并根据判断结果对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准。
步骤1302具体包括：
根据谐振电感电压波形记录谐振功率变换器的输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值，并根据两点谐振电感电压值的比较结果判断谐振功率变换器的工作频率是否等于谐振频率，并对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准。其中，两个时刻对应的两点谐振电感电压值为前后两个不同工作周期的谐振电感电压值。
具体地，首先将接收到谐振电感电压波形进行模数转换；基于模数转换后的谐振电感电压波形，提取输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值并保存；根据谐振功率变换器的谐振参数偏差范围确定扫频范围；将两点谐振电感电压值进行比较，如果两点谐振电感电压值的差大于预定阈值，则从标称频率向扫频范围的最低频率以固定步长从高到低扫频，如果两点谐振电感电压值的差小于0，则从标称频率向扫频范围的最高频率以固定步长从低到高扫频，直到两点谐振电感电压值的差值大于或等于零且小于或等于预定阈值时，停止扫频；如果两点谐振电感电压值的差值大于或等于零且小于或等于预定阈值，则确定此时的工作频率为谐振频率，并把谐振功率变换器的最终工作频率设置为谐振频率。
需要说明的是，为了提高控制模块的采样精度，可以提取多个工作周期中的两点谐振电感电压值，并对多个周期中的两点谐振电感电压值进行平均，得到两点谐振电感电压均值。
在本发明实施例中，通过谐振电感副边绕组耦合出谐振功率变换器的谐振单元中谐振电感电压波形之后，需要通过适当的滤波以及钳位，把波形幅值控制在MCU所能接受的范围之内，具体地，还可以包括如下处理：
滤除谐振电感电压波形中的高频干扰，并将滤除高频干扰后的谐振电感电压波形发送到限幅电路；
限制谐振电感电压波形的高低电平；
对谐振电感电压波形进行分压。
以下结合附图，对本发明实施例的上述技术方案进行详细说明。
图11是本发明实施例的谐振功率变换器工作频率的校准方法的详细处理的流程图，如图10所示，具体包括：
步骤1101，根据LLC串联谐振功率变换器谐振参数偏差范围确定扫频范围；
步骤1102，将LLC串联谐振功率变换器工作频率设置为标称频率(对应标称谐振参数)；
步骤1103，将LLC串联谐振功率变换器的负载设为一固定负载，
步骤1104，对LLC串联谐振功率变换器的谐振电感电压进行采样，记录该频率下原边开关元件关断前t0时刻和t1时刻的谐振电感电压值，t0记录为V1、t1记录为V2；
步骤1105，将记录的电压值V1、V2进行计算，设S＝V2-V1，如果S大于0小于ΔV(设定的阀值)时，则判定此时的工作频率为谐振频率并停止对下个扫频范围内的频率加以扫描，进行步骤1106；如果S大于ΔV或小于0时，则进行步骤1107；
步骤1106，如果S大于ΔV，则从标称频率向扫频范围的最低频率按固定步长从高到低扫频，重复所述步骤1103到步骤1105，直到S大于0小于ΔV(设定的阀值)时，则判定此时的工作频率为谐振频率并停止对下个扫频范围内的频率加以扫描；如果S小于0时，则从标称频率向扫频范围的最高频率按固定步长从低到高扫频，重复所述步骤1103到步骤1105，直到S大于0小于ΔV(设定的阀值)时，则判定此时的工作频率为谐振频率并停止对下个扫频范围内的频率加以扫描；
步骤1107，把LLC串联谐振功率变换器的最终工作频率设定为谐振频率。
综上所述，借助于本发明实施例的技术方案，能够准确确定LLC谐振电路的谐振频率；实现在线校准LLC谐振电路的工作频率为谐振频率；使LLC谐振电路获得最优的效率，而不会因谐振器件参数偏差和死区时间影响导致效率偏差很大。
显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (19)

1.一种谐振功率变换器工作频率的校准装置，其特征在于，设置于谐振功率变换器，所述校准装置具体包括：
谐振电感电压采样单元，与所述谐振功率变换器的谐振单元连接，用于通过谐振电感副边绕组耦合出所述谐振单元中谐振电感电压波形，并将所述谐振电感电压波形输出到控制单元；
所述控制单元，与所述谐振电感电压采样单元、所述谐振功率变换器的输入单元连接，用于接收所述谐振电感电压波形，根据所述谐振电感电压波形判断谐振功率变换器的工作频率是否等于谐振频率，并根据判断结果对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准。
2.如权利要求1所述的校准装置，其特征在于，所述控制单元与所述谐振功率变换器的输入单元连接，所述控制单元具体用于，控制所述输入单元的通断，根据所述谐振电感电压波形记录所述输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值，并根据所述两点谐振电感电压值的比较结果判断谐振功率变换器的工作频率是否等于谐振频率，并对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准。
3.如权利要求1所述的校准装置，其特征在于，所述控制单元与所述谐振功率变换器的输出单元连接，所述控制单元进一步用于，在所述输出单元采用开关管时，同步控制所述输出单元的通断。
4.如权利要求1所述的校准装置，其特征在于，所述谐振电感电压采样单元具体包括：
电感耦合电路，用于通过谐振电感副边绕组感测谐振电感原边电压，耦合出所述谐振单元中谐振电感电压波形。
5.如权利要求1所述的校准装置，其特征在于，所述谐振电感电压采样单元进一步包括：
滤波电路，与所述电感耦合电路连接，用于滤除所述谐振电感电压波形中的高频干扰，并将滤除高频干扰后的谐振电感电压波形发送到限幅电路；
限幅电路，与所述滤波电路连接，用于基于所述控制单元中芯片的实际承受范围，限制所述谐振电感电压波形的高低电平。
6.如权利要求5所述的校准装置，其特征在于，所述谐振电感电压采样单元进一步包括：
分压电路，与所述限幅电路连接，用于根据所述控制单元中芯片精度需求，对所述谐振电感电压波形进行分压。
7.如权利要求5所述的校准装置，其特征在于，所述滤波电路具体包括：
与所述谐振电感副边绕组并联的第一电容器C1；或者，
第二电容C2、第三电容C3、第一电阻R1、第二电阻R2、以及第三电阻R3，其中，第二电容C2的一端与第一电阻R1的一端连接串联后与所述谐振电感副边绕组并联，第二电阻R2两端分别连接第二电容C2的另一端和第三电容C3的一端；第三电阻R3两端分别连接第一电阻R1的另一端与第三电容C3的另一端。
8.如权利要求5所述的校准装置，其特征在于，所述限幅电路具体包括：
第一二极管D1和第二二极管D2，其中，第二二极管D2的两端与滤波电路并联，第二二极管D2的阴极串联连接第一二极管D1的阳极；第一二极管D1的阴极外接电压源，第二二极管D2的阳极接地或者外接电压源；或者，
第一场效应管Q1和第二场效应管Q2，其中，第二场效应管Q2的漏、源级与滤波电路并联，第二场效应管Q2的漏级串联连接第一场效应管Q1的源级；第一场效应管Q1的漏级外接电压源，第二场效应管Q2的源级接地或者外接电压源。
9.如权利要求6所述的校准装置，其特征在于，所述分压电路具体包括：
第四电阻R4、第五电阻R5、第四电容C4，其中，第四电阻R4和第四电容C4并联后，与第五电阻R5的一端串联，第五电阻R5的另一端与限幅电路连接。
10.如权利要求2所述的校准装置，其特征在于，所述控制单元具体包括：
AD转换模块，用于将接收到所述谐振电感电压波形进行模数转换；
提取模块，用于基于模数转换后的所述谐振电感电压波形，提取所述输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值并保存；
比较计算模块，用于将所述两点谐振电感电压值进行比较，如果两点谐振电感电压值的差值大于预定阈值或者小于0时，则控制扫频模块进行扫频，直到两点谐振电感电压值的差值大于或等于零且小于或等于预定阈值时，控制扫频模块停止扫频；如果两点谐振电感电压值的差值大于或等于零且小于或等于预定阈值，则确定此时的工作频率为谐振频率，同时调用设置模块；
扫频模块，用于根据谐振功率变换器的谐振参数偏差范围确定扫频范围，如果两点谐振电感电压值的差大于预定阈值，则从标称频率向扫频范围的最低频率以固定步长从高到低扫频，如果两点谐振电感电压值的差小于0，则从标称频率向扫频范围的最高频率以固定步长从低到高扫频；
设置模块，用于设置谐振功率变换器的最终工作频率，具体的，用于把谐振功率变换器的最终工作频率设置为比较计算模块确定的谐振频率。
11.如权利要求10所述的校准装置，其特征在于，所述两个时刻对应的两点谐振电感电压值为前后两个不同工作周期的谐振电感电压值。
12.如权利要求10所述的校准装置，其特征在于，所述提取模块具体用于：
提取多个工作周期中的两点谐振电感电压值，并对所述多个周期中的两点谐振电感电压值进行平均，得到两点谐振电感电压均值。
13.一种谐振功率变换器，其特征在于，包括如权利要求1至12中任一项所述的谐振功率变换器工作频率的校准装置，还包括：
输入单元，与所述校准装置连接，用于在所述校准装置的控制下产生第一交流电压，并将所述第一交流电压发送给谐振单元；
所述谐振单元，与所述输入单元连接，用于基于所述第一交流电压产生谐振，并产生第二交流电压，并将所述第二交流电压输出到输出单元；
所述输出单元，与所述谐振单元和所述校准装置连接，用于将所述第二交流电压转化成为设备供电的直流电压。
14.一种谐振功率变换器工作频率的校准方法，其特征在于，具体包括：
通过谐振电感副边绕组耦合出谐振功率变换器的谐振单元中谐振电感电压波形；
根据谐振电感电压波形判断谐振功率变换器的工作频率是否等于谐振频率，并根据判断结果对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准。
15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，根据谐振电感电压波形判断谐振功率变换器的工作频率是否等于谐振频率，并根据判断结果对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准具体包括：
根据所述谐振电感电压波形记录谐振功率变换器的输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值，并根据所述两点谐振电感电压值的比较结果判断谐振功率变换器的工作频率是否等于谐振频率，并对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准。
16.如权利要求14所述的方法，其特征在于，通过谐振电感副边绕组耦合出谐振功率变换器的谐振单元中谐振电感电压波形之后，所述方法进一步包括：
滤除所述谐振电感电压波形中的高频干扰，并将滤除高频干扰后的谐振电感电压波形发送到限幅电路；
限制所述谐振电感电压波形的高低电平；
对所述谐振电感电压波形进行分压。
17.如权利要求15所述的方法，其特征在于，根据所述谐振电感电压波形记录谐振功率变换器的输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值，并根据所述两点谐振电感电压值的比较结果判断谐振功率变换器的工作频率是否等于谐振频率，并对谐振功率变换器的最终工作频率进行校准具体包括：
将接收到所述谐振电感电压波形进行模数转换；
基于模数转换后的所述谐振电感电压波形，提取所述输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值并保存；
根据谐振功率变换器的谐振参数偏差范围确定扫频范围；
将所述两点谐振电感电压值进行比较，如果两点谐振电感电压值的差大于预定阈值，则从标称频率向扫频范围的最低频率以固定步长从高到低扫频，如果两点谐振电感电压值的差小于0，则从标称频率向扫频范围的最高频率以固定步长从低到高扫频，直到两点谐振电感电压值的差值大于或等于零且小于或等于预定阈值时，停止扫频；如果两点谐振电感电压值的差值大于或等于零且小于或等于预定阈值，则将此时的工作频率确定为谐振功率变换器的谐振频率。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述两个时刻对应的两点谐振电感电压值为前后两个不同工作周期的谐振电感电压值。
19.如权利要求17所述的方法，其特征在于，提取所述输入单元开关关断时刻以前两个时刻对应的两点谐振电感电压值具体包括：
提取多个工作周期中的两点谐振电感电压值，并对所述多个周期中的两点谐振电感电压值进行平均，得到两点谐振电感电压均值。
CN201910618135.7A 2019-07-10 2019-07-10 谐振功率变换器以及其工作频率的校准装置和方法 Pending CN112217394A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910618135.7A CN112217394A (zh) 2019-07-10 2019-07-10 谐振功率变换器以及其工作频率的校准装置和方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910618135.7A CN112217394A (zh) 2019-07-10 2019-07-10 谐振功率变换器以及其工作频率的校准装置和方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN112217394A true CN112217394A (zh) 2021-01-12

Family

ID=74047085

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910618135.7A Pending CN112217394A (zh) 2019-07-10 2019-07-10 谐振功率变换器以及其工作频率的校准装置和方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN112217394A (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113270998A (zh) * 2021-07-06 2021-08-17 阳光电源股份有限公司 一种llc电路的容性区保护方法和llc谐振变换器
CN114157149A (zh) * 2021-12-15 2022-03-08 阳光电源股份有限公司 一种逆变系统和dc/dc变换器及其软开关方法
CN114421781A (zh) * 2022-03-31 2022-04-29 深圳市芯茂微电子有限公司 一种谐振变换器的控制方法

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113270998A (zh) * 2021-07-06 2021-08-17 阳光电源股份有限公司 一种llc电路的容性区保护方法和llc谐振变换器
CN114157149A (zh) * 2021-12-15 2022-03-08 阳光电源股份有限公司 一种逆变系统和dc/dc变换器及其软开关方法
CN114157149B (zh) * 2021-12-15 2024-05-14 阳光电源股份有限公司 一种逆变系统和dc/dc变换器及其软开关方法
CN114421781A (zh) * 2022-03-31 2022-04-29 深圳市芯茂微电子有限公司 一种谐振变换器的控制方法
CN114421781B (zh) * 2022-03-31 2022-07-15 深圳市芯茂微电子有限公司 一种谐振变换器的控制方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10879791B2 (en) DC/DC resonant converters and power factor correction using resonant converters, and corresponding control methods
CN110611431B (zh) 有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法
CN102364848B (zh) 一种原边控制的恒流开关电源控制器及方法
US8456868B2 (en) Controller for a resonant switched-mode power converter
EP2661804B1 (en) Method and apparatus for resonant converter control
EP3414824B1 (en) Dc/dc resonant converters and power factor correction using resonant converters, and corresponding control methods
CN112217394A (zh) 谐振功率变换器以及其工作频率的校准装置和方法
KR100829121B1 (ko) 비씨엠모드로 동작하는 단일전력단 역률개선 회로
US9515545B2 (en) Power conversion with external parameter detection
CN110112926B (zh) 一种谐振变换器电流检测与控制方法
US11722068B2 (en) Isolated switching converter with secondary side modulation and control method thereof
CN106787777A (zh) 一种谐振变换器
US20120139359A1 (en) Wireless charging system and transmitting end circuit thereof
CN104795984A (zh) 电源转换器
CN112994470A (zh) 原边反馈有源钳位反激变换器、控制器及控制方法
JP2004364433A (ja) 直流電圧変換回路
Poonahela et al. A simple resonant frequency tracking technique for LLC resonant converters
CN113872448A (zh) 一种定频llc电路及其谐振频率的跟踪方法
CN218335745U (zh) 一种输出短路保护信号发生电路及llc半桥谐振变换器
CN111817547A (zh) 一种多模式boost pfc控制器
CN113252977B (zh) 一种超声波换能器的寻频电路和寻频方法
US10673322B1 (en) Power factor correction zero current detection
CN117129748B (zh) 基于crm升压型pfc变换器的过零监测电路和方法
Bai et al. Novel adaptive blanking regulation scheme for constant current and constant voltage primary-side controlled flyback converter
CN220874427U (zh) 一种llc谐振转换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination