CN110611431B - 有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法 - Google Patents

有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN110611431B
CN110611431B CN201910939596.4A CN201910939596A CN110611431B CN 110611431 B CN110611431 B CN 110611431B CN 201910939596 A CN201910939596 A CN 201910939596A CN 110611431 B CN110611431 B CN 110611431B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
current
output
time
comparator
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201910939596.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110611431A (zh
Inventor
钱钦松
许胜有
刘琦
吴汪然
孙伟锋
时龙兴
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Southeast University
Original Assignee
Southeast University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Southeast University filed Critical Southeast University
Priority to CN201910939596.4A priority Critical patent/CN110611431B/zh
Publication of CN110611431A publication Critical patent/CN110611431A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110611431B publication Critical patent/CN110611431B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33515—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0012—Control circuits using digital or numerical techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明提出有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法，属于原边调节控制技术领域。包括电感电流采样电路、漏源电压采样电路、辅助绕组电压采样电路、栅驱动器、以控制器为核心的控制电路、微分器。其中，以控制器为核心的控制电路包括电压运算模块，电流运算模块，恒压恒流功能模块。能够在保证系统工作效率的同时，实现有源钳位反激变换器对输出电压和输出电流的原边精确预测和计算，从而实现精确的有源钳位反激拓扑的原边恒压恒流调节。采用此控制系统，减少了光耦及其他隔离元件的使用，提高了系统集成度，可以获得很高的输出电压精度。另外，无论是原边谐振有源钳位反激拓扑，还是副边谐振有源钳位反激拓扑，此控制系统都能适用。

Description

有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法
技术领域
本发明涉及原边调节控制技术领域，尤其涉及有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法。
背景技术
随着人们对便携式电源适配器体积及充电速度要求的提高，广泛应用于小功率电源领域的传统反激变换器由于工作效率低、EMI问题严重等而逐渐不被使用。相比于传统反激变换器，有源钳位反激变换器能够在全负载范围内实现原边功率管的零电压开启和副边整流二极管的零电流关断，因此可以获得更高的工作效率、更低的EMI以及更高的工作频率和更宽的输入范围，从而被人们逐渐关注。
原边调节控制系统及控制方法，由于减少了光耦等隔离元件的使用，使得电路结构变得更加简单、易于设计，因此在传统反激变换器中被广泛采用。通过采集变换器原边的电压电流信号，可以实现对输出电压和输出电流的精确预测，达到原边调节恒压恒流控制功能的目的。但是，在有源钳位反激变换器中，由于工作状态复杂，工作波形呈现非线性变化，很难通过原边采集的电压电流信号，获得准确的输出电压和输出电流，导致采用原边调节的有源钳位反激变换器尚未研制成功
因此，研究并解决有源钳位反激变换器的原边采样问题，准确计算输出电压和输出电流，对于提高有源钳位反激变换器的功率密度，减小体积，具有重要的意义。
发明内容
本发明的目的是为了克服现有技术所存在的不足而提出有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法，该控制方法是一种对有源钳位反激变换器原边采样的方法，控制系统能够对输出电压和输出电流进行精确的原边计算和预测，实现有源钳位反激变换器的原边调节恒压恒流控制功能，提高了系统的功率密度，减小了体积。
为了解决上述技术问题，本发明采用以下技术方案：
本发明提出的有源钳位反激变换器的原边调节控制系统，包括电感电流采样电路、漏源电压采样电路、辅助绕组电压采样电路、栅驱动器、以控制器为核心的控制电路、微分器。其中，以控制器为核心的控制电路包括电压运算模块，电流运算模块，恒压恒流功能模块。
电压运算模块包括：第一比较器、第二比较器、第一模拟数字转换器、电压控制单元；第一比较器的反相输入端接收辅助绕组电压采样电路输出的辅助绕组电压，第二比较器的反相输入端接收微分器输出的辅助绕组电压微分值；第一比较器的同相输入端和第二比较器的同相输入端分别接收电压控制单元输出的第一电压阈值和第二电压阈值，第一比较器输出的第一信号和第二比较器输出的第二信号均接入电压控制单元；第一模拟数字转换器有三个输入端，第二输入端接辅助绕组电压采样电路的输出端，用于采集辅助绕组电压，第一输入端和第三输入端分别接收电压控制单元输出的第一电压采样时刻和第二电压采样时刻；第一模拟数字转换器的两个输出端分别向电压控制单元输出第一电压采样时刻采集的第一辅助绕组电压和第二电压采样时刻采集的第二辅助绕组电压；电压控制单元把输出电压预测值分别输入电流控制单元和恒压恒流功能模块。
进一步，第一比较器、第二比较器和第一模拟数字转换器可以为以控制器为核心的控制电路内部实际的硬件功能模块，也可以是由独立的外部硬件电路模块组成。
电压控制单元为以控制器为硬件基础而实现的软件功能。
电流运算模块包括：第二模拟数字转换器、第三比较器、电流控制单元；第三比较器的反向输入端接收漏源电压采样电路输出的有源钳位反激变换器的主功率管的漏源电压，第三比较器的同相输入端接收电流控制单元输出的第三电压阈值，第三比较器输出的第三信号接入电流控制单元；第二模拟数字转换器有三个输入端，第二输入端接电感电流采样电路的输出端，用于采集电感电流，第一输入端和第三输入端分别接收电流控制单元输出的第一电流采样时刻和第二电流采样时刻；第二模拟数字转换器的两个输出端分别向电流控制单元输出第一电流采样时刻采集的第一电感电流和第二电流采样时刻采集的第二电感电流，电流控制单元把输出电流预测值输入恒压恒流功能模块。
电流控制单元为以控制器为硬件基础而实现的软件功能。
恒压恒流功能模块的第一输入端接电流控制单元、第二输入端接电压控制单元，实现恒压和恒流控制功能；恒压恒流功能模块的两个输出端分别向栅驱动器输入有源钳位反激变换器的主功率管驱动信号和钳位管驱动信号。
电感电流采样电路的输入端接有源钳位反激变换器的主功率管的源端，电感电流采样电路的输出端接第二模拟数字转换器的第二输入端。
漏源电压采样电路的输入端接有源钳位反激变换器的主功率管的漏端，漏源电压采样电路的输出端接第三比较器的反相输入端。
辅助绕组电压采样电路的输入端接有源钳位反激变换器的辅助绕组二极管的阴极，辅助绕组电压采样电路的输出端分别接第一比较器的反相输入端、第一模拟数字转换器的第二输入端和微分器的输入端。
微分器的输出端接第二比较器的反相输入端。
栅驱动器的两个输入端分别接恒压恒流功能模块的两个输出端，栅驱动器的两个输出端分别接有源钳位反激变换器的主功率管的栅极和钳位管的栅极，从而实现控制主功率管和钳位管的开通和关断。
本发明提出的有源钳位反激变换器的原边调节控制方法，工作原理如下：
电压运算模块实现在第一电压采样时刻和第二电压采样时刻下，第一模拟数字转换器分别采集获得第一辅助绕组电压和第二辅助绕组电压；电压控制单元根据接收到的第一辅助绕组电压和第二辅助绕组电压，根据以下关系式计算得到当前周期的输出电压预测值：
Figure GDA0002463474200000031
上式中，Vo是当前周期的输出电压预测值，Vaux1是第一辅助绕组电压，Vaux2是第二辅助绕组电压，Vf是有源钳位反激变换器副边整流二极管的正向压降，ns是有源钳位反激变换器副边绕组的匝数，naux是有源钳位反激变换器辅助绕组的匝数。
其中，第一模拟数字转换器的第一电压采样时刻和第二电压采样时刻根据第一时刻和第二时刻，按照以下关系式求得：
tvs1＝ta-td，tvs2＝tb-td，
上式中，tvs1是第一电压采样时刻，tvs2是第二电压采样时刻，ta是第一时刻，tb是第二时刻，td是第一模拟数字转换器的采样延时时间。
进一步，第一模拟数字转换器的第一电压采样时刻和第二电压采样时刻根据第一时刻和第二时刻，按照以下关系式求得：
tvs1＝ta-td，tvs2＝tb-td，
上式中，tvs1是第一电压采样时刻，tvs2是第二电压采样时刻，ta是第一时刻，tb是第二时刻，td是第一模拟数字转换器的采样延时时间。
更进一步，在每个工作周期，第一时刻是第一比较器输出的第一信号从高到低变化的时刻，第二时刻是第二比较器输出的第二信号从高到低首次变化的时刻。
第一比较器输出的第一信号从高到低变化的时刻，是辅助绕组电压采样电路的输出电压值从小于第一电压阈值变化到大于第一电压阈值的时刻；第二比较器输出的第二信号从高到低首次变化的时刻，是微分器的输出电压值从小于第二电压阈值首次变化到大于第二电压阈值的时刻。
电压控制单元根据系统的工作状态，对于不同的工作周期，向第一比较器同相端设定不同的第一电压阈值，第一比较器同相端接收的第一电压阈值满足以下关系式：
Figure GDA0002463474200000041
上式中，Vth1是第一比较器同相端接收的第一电压阈值，D为有源钳位反激变换器的主功率管导通时间的占空比。
对于不同的工作周期，电压控制单元向第二比较器同相端设定固定的第二电压阈值，第二电压阈值可稍大于微分器电路的基准电压值。
电流运算模块实现在主功率管开启时间段内的第一电流采样时刻和第二电流采样时刻下，第二模拟数字转换器分别采集获得第一电感电流和第二电感电流；电流控制单元根据接收到的第一电感电流和第二电感电流，根据以下关系式计算得到当前周期的输出电流预测值：
Figure GDA0002463474200000042
上式中，Lm和Lr分别为有源钳位反激变换器的励磁电感和谐振电感，Ts为有源钳位反激变换器的主功率管工作一个周期的时长，η为工作效率，Ip为变压器励磁电流峰值，Iv为变压器励磁电流谷值。
输出电流预测值计算式中，变压器励磁电流峰值Ip满足以下关系式：
Figure GDA0002463474200000051
上式中，ICS1是第一电感电流，ICS2是第二电感电流，toff1是主功率管的关断时刻；
输出电流预测值计算式中，变压器励磁电流谷值Iv满足以下关系式：
Figure GDA0002463474200000052
上式中，tcs1为第一电流采样时刻，tcs2为第二电流采样时刻，tc为第三时刻，Coss为主功率管的漏源寄生电容，toff2为钳位管的关断时刻，n为有源钳位反激变换器原副边绕组匝数比。
其中，第二模拟数字转换器的第一电流采样时刻和第二电流采样时刻可在主功率管导通时间段内自由设定，但二者的时间间隔需要大于第二模拟数字转换器的采样时间和转换时间；主功率管导通时间段是根据第三时刻开始。
进一步，第二模拟数字转换器的第一电流采样时刻和第二电流采样时刻可在主功率管导通时间段内自由设定，但二者的时间间隔需要大于第二模拟数字转换器的采样时间和转换时间；主功率管导通时间段是根据第三时刻开始。
更进一步，第三时刻是第三比较器输出的第三信号从高到低变化的时刻。第三比较器输出的第三信号从高到低变换的时刻，是漏源电压采样电路的输出电压值从大于第三电压阈值变化到小于第三电压阈值的时刻。第三电压阈值为零。
恒压恒流功能模块，同时根据电压运算模块计算得到的输出电压预测值和电流运算模块计算得到的输出电流预测值，采用线性控制算法和非线性控制算法获得有源钳位反激变换器的主功率管驱动信号和钳位管驱动信号，实现有源钳位反激变换器的原边调节恒压恒流控制功能。
在本发明提出的有源钳位反激变换器的原边调节控制方法中，第一比较器用于检测有源钳位反激变换器辅助绕组电压的上升沿，确定有源钳位反激变换器原边向副边传递能量的开始时刻；第二比较器用于检测有源钳位反激变换器辅助绕组电压的第一个下降沿，确定有源钳位反激变换器原边向副边传递能量的结束时刻。第三比较器用于检测主功率管漏源电压降低到0的时刻，从而确定主功率管S1完成零电压开关的时刻。为了避免误检测，设定第一比较器、第二比较器和第三比较器的工作时间进行限制。第一比较器工作的时间段设定为
Figure GDA0002463474200000061
Figure GDA0002463474200000062
第二比较器工作的时间段设定为
Figure GDA0002463474200000063
第三比较器的工作时间段与第二比较器相同，为
Figure GDA0002463474200000064
其中，k为周期数，Ts为有源钳位反激变换器的主功率管工作一个周期的时长。
当有源钳位反激变换器的原边主功率管工作在零电压开启模式时，以及有源钳位反激变换器的副边整流二极管或同步整流管工作在零电流关断模式时，采用本发明提出的电压运算模块可以获得更高精度的输出电压预测值，系统可以获得更高的工作效率。因此，为了避免副边整流二极管或同步整流管工作在非零电压开启模式时对输出电压精度造成的影响，本发明提出的恒压恒流功能模块会根据系统的工作状况，自适应的调节开关周期，使有源钳位反激变换器的主功率管工作在最佳的零电压开启模式，副边整流二极管或同步整流管工作在零电流关断模式。
本发明提出的有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法，相比现有技术，具有以下效益：
(1)能够得到精确的有源钳位反激变换器输出电压和输出电流的原边预测值，实现原边调节恒压恒流控制功能，减少了光耦或其他隔离器件的使用，提高了系统的功率密度，减小了体积。
(2)能够在实现高输出电压精度和输出电流精度的同时，保证原边功率管零电压开启和副边整流二极管零电流关断的工作状态，从而获得较高的工作效率。
(3)能够根据系统的工作状态，自适应调节内部的参数值，比如开关周期，设定的阈值电压，从而获得更好的动态特性和稳态特性。
(4)无论所采用的有源钳位反激拓扑是原边谐振有源钳位反激，还是副边谐振有源钳位反激，所采用的输出电压和输出电流预测方法都能同样适用，并能获得理想的控制效果和工作效果。
附图说明
图1是带有原边辅助绕组的副边谐振有源钳位反激变换器的拓扑结构图。
图2是本发明提出的有源钳位反激变换器的原边调节控制系统的结构图。
图3是本发明提出的有源钳位反激变换器的原边调节控制方法进行电压采样的波形图。
图4是有源钳位反激变换器原边调节电流采样图。
图5是第一比较器、第二比较器、第三比较器的作用时间段分布图。
图6是根据本发明所提出的采样控制方法得到的有源钳位反激变换器的输出电压精度图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施案例对本发明的具体实施方式作进一步的详细描述。
实施例1。本优选实施例中，采用带有原边辅助绕组的副边谐振有源钳位反激变换器，该变换器的拓扑结构图如图1所示。有源钳位反激变换器包括：输入直流源Vin，变压器Tr，谐振电感Lr，励磁电感Lm，主功率管S1，钳位管S2，钳位电容Ccmp，电感电流采样电阻Rs，副边整流二极管D，谐振电容Cr，输出滤波电容Co，输出滤波电感Lo，负载阻抗RL，辅助绕组二极管Daux，辅助绕组电阻Raux。其中，谐振电感Lr、励磁电感Lm、原边辅助绕组Taux可看做变压器Tr的一部分。
谐振电感Lr的一端连接输入直流源Vin的正极端，谐振电感Lr的另一端连接励磁电感Lm的一端和变压器Tr原边绕组的一端。变压器Tr原边绕组的另一端和励磁电感Lm的另一端连接，同时还连接主功率管S1的漏极和钳位管S2的源极。主功率管S1的源极连接电感电流采样电阻Rs的一端，电感电流采样电阻Rs的另一端和输入直流源Vin的负极端一起接地。钳位管S2的漏极接钳位电容Ccmp的一端，钳位电容Ccmp的另一端接输入直流源的正极端。
进一步，定义谐振电感Lr、励磁电感Lm及变压器的公共端为变压器Tr原边绕组np的同名端，则变压器Tr副边绕组ns相对于原边绕组np的同名端接副边整流二极管D的阴极。副边绕组ns的另一端接谐振电容Cr的一端和输出滤波电感Lo的一端，输出滤波电感Lo的另一端接输出滤波电容Co的正极端和负载电阻RL的一端。谐振电容Cr的另一端、输出滤波电容Co的负极端、负载电阻RL的另一端和副边整流二极管D的阳极端一起接地。变压器原边辅助绕组的naux相对于原边绕组np的异名端接辅助绕组二极管Daux的阳极端，辅助绕组二极管Daux的阴极端接辅助绕组电阻Raux的一端，辅助绕组电阻Raux的另一端和原边辅助绕组naux相对于原边绕组np的同名端一起接地。
实施例2。本发明提出的有源钳位反激变换器的原边调节控制系统的结构如图2所示。该控制系统包括电感电流采样电路、漏源电压采样电路、辅助绕组电压采样电路、栅驱动器、以控制器为核心的控制电路、微分器。其中，以控制器为核心的控制电路包括电压运算模块、电流运算模块、恒压恒流功能模块。
电压运算模块包括：第一比较器1、第二比较器2、第一模拟数字转换器4、电压控制单元；第一比较器1的反相输入端接收辅助绕组电压采样电路输出的辅助绕组电压，第二比较器2的反相输入端接收微分器输出的辅助绕组电压微分值Vd；第一比较器1的同相输入端和第二比较器2的同相输入端分别接收电压控制单元输出的第一电压阈值Vth1和第二电压阈值Vth2，第一比较器1输出的第一信号A和第二比较器2输出的第二信号B均接入电压控制单元；第一模拟数字转换器4有三个输入端，第二输入端接辅助绕组电压采样电路的输出端，用于采集辅助绕组电压，第一输入端和第三输入端分别接收电压控制单元输出的第一电压采样时刻tvs1和第二电压采样时刻tvs2；第一模拟数字转换器4的两个输出端分别向电压控制单元输出第一电压采样时刻tvs1采集的第一辅助绕组电压Vaux1和第二电压采样时刻tvs2采集的第二辅助绕组电压Vaux2；电压控制单元把输出电压预测值Vo分别输入电流控制单元和恒压恒流功能模块。
进一步，第一比较器1、第二比较器2和第一模拟数字转换器4可以为以控制器为核心的控制电路内部实际的硬件功能模块，也可以是由独立的外部硬件电路模块组成。
电压控制单元为以控制器为硬件基础而实现的软件功能。
电流运算模块包括：第二模拟数字转换器5、第三比较器3、电流控制单元；第三比较器3的反向输入端接收漏源电压采样电路输出的有源钳位反激变换器的主功率管S1的漏源电压Vds，第三比较器3的同相输入端接收电流控制单元输出的第三电压阈值Vth3，第三比较器3输出的第三信号C接入电流控制单元；第二模拟数字转换器5有三个输入端，第二输入端接电感电流采样电路的输出端，用于采集电感电流，第一输入端和第三输入端分别接收电流控制单元输出的第一电流采样时刻tcs1和第二电流采样时刻tcs2；第二模拟数字转换器的两个输出端分别向电流控制单元输出第一电流采样时刻tcs1采集的第一电感电流Ics1和第二电流采样时刻tcs2采集的第二电感电流Ics2，电流控制单元把输出电流预测值Io输入恒压恒流功能模块。
进一步，第三比较器3和第二模拟数字转换器5可以为以控制器为核心的控制电路内部实际的硬件功能模块，也可以是由独立的外部硬件电路模块组成。
电流控制单元为以控制器为硬件基础而实现的软件功能。
恒压恒流功能模块的第一输入端接电流控制单元、第二输入端接电压控制单元，实现恒压和恒流控制功能；恒压恒流功能模块的两个输出端分别向栅驱动器输入有源钳位反激变换器的主功率管S1驱动信号Vgs_s1和钳位管S2驱动信号Vgs_s2。
电感电流采样电路的输入端接有源钳位反激变换器的主功率管S1的源端，电感电流采样电路的输出端接第二模拟数字转换器5的第二输入端。
漏源电压采样电路的输入端接有源钳位反激变换器的主功率管S1的漏端，漏源电压采样电路的输出端接第三比较器3的反相输入端。
辅助绕组电压采样电路的输入端接有源钳位反激变换器的辅助绕组二极管Daux的阴极，辅助绕组电压采样电路的输出端分别接第一比较器1的反相输入端、第一模拟数字转换器4的第二输入端和微分器的输入端。
微分器的输出端接第二比较器2的反相输入端。
栅驱动器的两个输入端分别接恒压恒流功能模块的两个输出端，栅驱动器的两个输入端分别接有源钳位反激变换器的主功率管S1的栅极和钳位管S2的栅极，从而实现控制主功率管S1和钳位管S2的开通和关断。
实施例3。本发明提出的有源钳位反激变换器的原边调节控制方法能够实现有源钳位反激变换器工作在恒压控制模式。当实现恒压控制模式时，只使用电压运算模块采集辅助绕组电压，预测输出电压。本优选实施例中，有源钳位反激变换器的原边调节控制方法对电压进行采样，相关波形图如图3所示。
图3中，自上而下分别为：主功率管S1的栅源端电压Vgs_S1和钳位管S2的栅源端电压Vgs_S2随时间变化的波形，谐振电感电流iLr和励磁电感电流iLm随时间变化的波形，副边整流二极管电流iD和谐振电容电流iCr随时间变化的波形，辅助绕组电压Vaux随时间变化的波形，以及微分器的输出电压Vd随时间变化的波形。
每个工作周期内，电压控制单元在第一比较器1的工作时间段内，向第一比较器1的同相端输入第一电压阈值Vth1，第一比较器1执行比较第一电压阈值Vth1和辅助绕组电压Vaux的操作，并将比较结果作为第一信号A再输入给电压控制单元。
当电压控制单元检测到第一信号A从高到低的变化时，即辅助绕组电压Vaux大于第一电压阈值Vth1时，将该时刻记录为第一时刻ta。电压控制单元根据第一时刻ta确定下一个工作周期内第一模拟数字转换器4对辅助绕组电压采样电路的输出值进行采样的第一电压采样时刻tvs1。在下一个工作周期内，当到达第一电压采样时刻tvs1时，第一模拟数字转换器4对辅助绕组电压采样电路的输出值进行采样，所采集到的电压值记为第一辅助绕组电压Vaux1。第一时刻ta和第一电压采样时刻tvs1满足下列关系式：
tvs1＝ta-td，
上式中，td为模拟数字转换器的采样延时，这与采用的模拟数字转换器的类型有关，因此第一模拟数字转换器4和第二模拟数字转换器5的采样延时相同，均为td。
每个工作周期内，电压控制单元在第二比较器2的工作时间段内，向第二比较器2的同相端输入第二电压阈值Vth2，第二比较器2执行比较第二电压阈值Vth2和微分器的输出电压Vd的操作，并将比较结果作为第二信号B再输入给电压控制单元。
当电压控制单元检测到第二信号B出现第一次从高到低的变化时，即微分器的输出电压Vd第一次大于第二电压阈值Vth2时，将该时刻记录为第二时刻tb。电压控制单元根据第二时刻tb确定下一个工作周期内第一模拟数字转换器4对辅助绕组电压采样电路的输出值进行采样的第二电压采样时刻tvs2。在下一个工作周期内，当到达第二电压采样时刻tvs2时，第一模拟数字转换器4对辅助绕组电压采样电路的输出值进行采样，所采集到的电压值记为第二辅助绕组电压Vaux2。第二时刻tb和第二电压采样时刻tvs2满足下列关系式：
tvs2＝tb-td，
当前工作周期内，电压运算模块预测的输出电压Vo满足下列关系式：
Figure GDA0002463474200000101
上式中，Vf是有源钳位反激变换器副边整流二极管的正向压降。ns是有源钳位反激变换器副边绕组的匝数，naux是有源钳位反激变换器辅助绕组的匝数。
输出电压预测值Vo传送给恒压恒流功能模块用于实现恒压控制功能。
在原边调节控制系统工作过程中，为了保证系统的调节特性，电压控制单元根据系统的工作状态，对于不同的工作周期，向第一比较器1的同相端设定不同的第一电压阈值Vth1，第一比较器1的同相端接收第一电压阈值Vth1满足以下关系式：
Figure GDA0002463474200000111
电压控制单元设定第二比较器2的同相端接收的第二电压阈值Vth2为固定值，第二电压阈值Vth2可稍大于微分器电路的基准电压值。
实施例4。本发明提出的有源钳位反激变换器的原边调节控制方法能够实现有源钳位反激变换器工作在恒流控制模式。当实现恒流控制功能时，同时使用电压运算模块和电流运算模块，预测输出电流的值。本优选实施例中，有源钳位反激变换器的原边调节控制方法对电流进行采样，相关波形图如图4所示。
图4中，自上而下分别为：主功率管S1的栅源端电压Vgs_S1和钳位管S2的栅源端电压Vgs_S2随时间变化的波形，电感电流采样电路的输出值iLr随时间变化的波形，副边整流二极管电流iD和谐振电容电流iCr随时间变化的波形，以及漏源电压采样电路的输出电压Vds随时间变化的波形。
每个工作周期内，电流控制单元在第三比较器3的工作时间段内，向第三比较器3的同相端输入第三电压阈值Vth3，第三比较器3执行比较第三电压阈值Vth3和漏源电压采样电路的输出电压Vds的操作，并将比较结果作为第三信号C再输入给电流控制单元。
当电流控制单元检测到第三信号C从高到低的变化时，即漏源电压采样电路的输出电压Vds小于第三电压阈值Vth3时，将该时刻记录为第三时刻tc。在主功率管S1导通时间段内，电流控制单元设定第二模拟数字转换器5的第一电流采样时刻tcs1和第二电流采样时刻tcs2，分别对电感电流采样电路的输出信号进行采样，采样得到的电流值分别记录为第一电感电流Ics1和第二电感电流Ics2。第一电流采样时刻tcs1和第二电流采样时刻tcs2可在主功率管S1导通时间段内自由设定，但二者的时间间隔需要大于第二模拟数字转换器5的采样时间和转换时间。根据第一电流采样时刻tcs1和第二电流采样时刻tcs2，采集到的第一电感电流Ics1和第二电感电流Ics2，以及第三比较器的第三输出信号C变化的第三时刻tc，按照以下公式计算得到当前周期的输出电流值：
Figure GDA0002463474200000121
Figure GDA0002463474200000122
Figure GDA0002463474200000123
本优选实施例中，有源钳位反激变换器的原边调节控制方法对电流进行采样，第一比较1器、第二比较器2、第三比较器3的作用时间段分布如图5所示。第一比较器1和第二比较器2分别用于检测辅助绕组电压的上升沿和第一个下降沿，从而确定变压器开始和结束传递能量的时刻。为了避免误检测，设定第一比较器1和第二比较器2的工作时间限制。第一比较器1工作的时间段为
Figure GDA0002463474200000124
Figure GDA0002463474200000125
第二比较器2工作的时间段为
Figure GDA0002463474200000126
其中，k为周期数，D为主功率管导通时间的占空比，Ts为有源钳位反激变换器的原边功率管工作一个周期的时长。第三比较器3用于检测主功率管漏源电压降低到0的时刻，从而确定主功率管S1完成零电压开启的时刻。同样，为了避免误检测，设定第三比较器3的工作时间段限制。第三比较器3的工作时间段与第二比较器相同，为
Figure GDA0002463474200000127
如图6所示为根据本发明所提出的采样控制方法得到的有源钳位反激变换器的输出电压精度图。其中，折线为实际的输出电压，柱形为实际输出电压与设定输出电压之间的偏差。从图中可以看出，根据本发明所提出的输出电压采集方法及恒压控制系统，得到的实际输出电压和理想输出电压之间的偏差不大，最大的输出电压误差值不超过1％，能够满足实际工作的需要。
以上具体实施方式及实施例是对本发明提出的有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法技术思想的具体支持，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在本技术方案基础上所做的任何等同变化或等效的改动，均仍属于本发明技术方案保护的范围。

Claims (9)

1.有源钳位反激变换器的原边调节控制系统，包括：电感电流采样电路、漏源电压采样电路、辅助绕组电压采样电路、栅驱动器、以控制器为核心的控制电路、微分器，其特征在于：所述以控制器为核心的控制电路包括：电压运算模块、电流运算模块、恒压恒流功能模块；
电压运算模块包括：第一比较器、第二比较器、第一模拟数字转换器、电压控制单元；第一比较器的反相输入端接收辅助绕组电压采样电路输出的辅助绕组电压，第二比较器的反相输入端接收微分器输出的辅助绕组电压微分值；第一比较器的同相输入端和第二比较器的同相输入端分别接收电压控制单元输出的第一电压阈值和第二电压阈值，第一比较器输出的第一信号(A)和第二比较器输出的第二信号(B)均接入电压控制单元；第一模拟数字转换器有三个输入端，第二输入端接辅助绕组电压采样电路的输出端，用于采集辅助绕组电压，第一输入端和第三输入端分别接收电压控制单元输出的第一电压采样时刻和第二电压采样时刻；第一模拟数字转换器的两个输出端分别向电压控制单元输出第一电压采样时刻采集的第一辅助绕组电压和第二电压采样时刻采集的第二辅助绕组电压；电压控制单元把输出电压预测值分别输入电流控制单元和恒压恒流功能模块；
电流运算模块包括：第二模拟数字转换器、第三比较器、电流控制单元；第三比较器的反向输入端接收漏源电压采样电路输出的有源钳位反激变换器的主功率管的漏源电压，第三比较器的同相输入端接收电流控制单元输出的第三电压阈值，第三比较器输出的第三信号(C)接入电流控制单元；第二模拟数字转换器有三个输入端，第二输入端接电感电流采样电路的输出端，用于采集电感电流，第一输入端和第三输入端分别接收电流控制单元输出的第一电流采样时刻和第二电流采样时刻；第二模拟数字转换器的两个输出端分别向电流控制单元输出第一电流采样时刻采集的第一电感电流和第二电流采样时刻采集的第二电感电流，电流控制单元把输出电流预测值输入恒压恒流功能模块；
恒压恒流功能模块的第一输入端接电流控制单元、第二输入端接电压控制单元，实现恒压和恒流控制功能；恒压恒流功能模块的两个输出端分别向栅驱动器输入有源钳位反激变换器的主功率管驱动信号和钳位管驱动信号；
所述电感电流采样电路的输入端接有源钳位反激变换器的主功率管的源端，电感电流采样电路的输出端接第二模拟数字转换器的第二输入端；
所述漏源电压采样电路的输入端接有源钳位反激变换器的主功率管的漏端，漏源电压采样电路的输出端接第三比较器的反相输入端；
所述辅助绕组电压采样电路的输入端接有源钳位反激变换器的辅助绕组二极管的阴极，辅助绕组电压采样电路的输出端分别接第一比较器的反相输入端、第一模拟数字转换器的第二输入端和微分器的输入端；
所述微分器的输出端接第二比较器的反相输入端；
所述栅驱动器的两个输入端分别接恒压恒流功能模块的两个输出端，栅驱动器的两个输出端分别接有源钳位反激变换器的主功率管的栅极和钳位管的栅极，从而实现控制主功率管和钳位管的开通和关断。
2.根据权利要求1所述的有源钳位反激变换器的原边调节控制系统，其特征在于：第一比较器、第二比较器、第三比较器、第一模拟数字转换器和第二模拟数字转换器可以为以控制器为核心的控制电路内部实际的硬件功能模块，也可以是由独立的外部硬件电路模块组成。
3.根据权利要求1所述的有源钳位反激变换器的原边调节控制系统，其特征在于：电压控制单元、电流控制单元为以控制器为硬件基础而实现的软件功能。
4.有源钳位反激变换器的原边调节控制方法，其特征在于：具体是用于权利要求1所述的系统，
电压运算模块在第一电压采样时刻和第二电压采样时刻下分别采集获得第一辅助绕组电压和第二辅助绕组电压；电压控制单元根据接收到的第一辅助绕组电压和第二辅助绕组电压，根据以下关系式计算得到当前周期的输出电压预测值：
Figure FDA0002463474190000021
上式中，Vo是当前周期的输出电压预测值，Vaux1是第一辅助绕组电压，Vaux2是第二辅助绕组电压，Vf是有源钳位反激变换器副边整流二极管的正向压降，ns是有源钳位反激变换器副边绕组的匝数，naux是有源钳位反激变换器辅助绕组的匝数；
电流运算模块在主功率管开启时间段内的第一电流采样时刻和第二电流采样时刻分别采集获得第一电感电流和第二电感电流；电流控制单元根据接收到的第一电感电流和第二电感电流，根据以下关系式计算得到当前周期的输出电流预测值：
Figure FDA0002463474190000031
上式中，Lm和Lr分别为有源钳位反激变换器的励磁电感和谐振电感，Ts为有源钳位反激变换器的主功率管工作一个周期的时长，η为工作效率，Ip为变压器励磁电流峰值，Iv为变压器励磁电流谷值；
恒压恒流功能模块同时根据电压运算模块计算得到的输出电压预测值和电流运算模块计算得到的输出电流预测值，采用线性控制算法和非线性控制算法获得有源钳位反激变换器的主功率管驱动信号和钳位管驱动信号，实现有源钳位反激变换器的原边调节恒压恒流控制功能。
5.根据权利要求4所述的有源钳位反激变换器的原边调节控制方法，其特征在于：
第一电压采样时刻和第二电压采样时刻根据第一时刻和第二时刻，按照以下关系式求得：
tvs1＝ta-td，tvs2＝tb-td，
上式中，tvs1是第一电压采样时刻，tvs2是第二电压采样时刻，ta是第一时刻，tb是第二时刻，td是第一模拟数字转换器的采样延时时间；
第一电流采样时刻和第二电流采样时刻可在主功率管导通时间段内自由设定，但二者的时间间隔需要大于第二模拟数字转换器的采样时间和转换时间；主功率管导通时间段是根据第三时刻开始。
6.根据权利要求5所述的有源钳位反激变换器的原边调节控制方法，其特征在于：
在每个工作周期，第一时刻是第一比较器输出的第一信号从高到低变化的时刻，第二时刻是第二比较器输出的第二信号从高到低首次变化的时刻；第三时刻是第三比较器输出的第三信号从高到低变化的时刻；
所述第一比较器输出的第一信号从高到低变化的时刻，是辅助绕组电压采样电路的输出电压值从小于第一电压阈值变化到大于第一电压阈值的时刻；所述第二比较器输出的第二信号从高到低首次变化的时刻，是微分器的输出电压值从小于第二电压阈值首次变化到大于第二电压阈值的时刻；所述第三比较器输出的第三信号从高到低变换的时刻，是漏源电压采样电路的输出电压值从大于第三电压阈值变化到小于第三电压阈值的时刻。
7.根据权利要求6所述的有源钳位反激变换器的原边调节控制方法，其特征在于：
电压控制单元根据系统的工作状态，对于不同的工作周期，向第一比较器同相端设定不同的第一电压阈值，第一比较器同相端接收的第一电压阈值满足以下关系式：
Figure FDA0002463474190000041
上式中，Vth1是第一比较器同相端接收的第一电压阈值，D为有源钳位反激变换器的主功率管导通时间的占空比；
对于不同的工作周期，电压控制单元向第二比较器同相端设定固定的第二电压阈值，第二电压阈值可稍大于微分器电路的基准电压值；
第三电压阈值为零。
8.根据权利要求4所述的有源钳位反激变换器的原边调节控制方法，其特征在于：
输出电流预测值计算式中，变压器励磁电流峰值Ip满足以下关系式：
Figure FDA0002463474190000042
上式中，ICS1是第一电感电流，ICS2是第二电感电流，toff1是主功率管的关断时刻；
输出电流预测值计算式中，变压器励磁电流谷值Iv满足以下关系式：
Figure FDA0002463474190000043
上式中，tcs1为第一电流采样时刻，tcs2为第二电流采样时刻，tc为第三时刻，Coss为主功率管的漏源寄生电容，toff2为钳位管的关断时刻，n为有源钳位反激变换器原副边绕组匝数比，D为有源钳位反激变换器的主功率管导通时间的占空比。
9.根据权利要求4所述的有源钳位反激变换器的原边调节控制方法，其特征在于：
第一比较器工作的时间段设定为
Figure FDA0002463474190000051
第二比较器和第三比较器工作的时间段均设定为
Figure FDA0002463474190000052
其中，k为周期数，Ts为有源钳位反激变换器的主功率管工作一个周期的时长，D为有源钳位反激变换器的主功率管导通时间的占空比。
CN201910939596.4A 2019-09-30 2019-09-30 有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法 Active CN110611431B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910939596.4A CN110611431B (zh) 2019-09-30 2019-09-30 有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201910939596.4A CN110611431B (zh) 2019-09-30 2019-09-30 有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110611431A CN110611431A (zh) 2019-12-24
CN110611431B true CN110611431B (zh) 2020-06-23

Family

ID=68893927

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201910939596.4A Active CN110611431B (zh) 2019-09-30 2019-09-30 有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN110611431B (zh)

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111146952B (zh) * 2020-01-22 2023-06-30 Msj系统有限责任公司 一种反激式变换器
CN111262444B (zh) * 2020-02-20 2021-06-01 连云港杰瑞电子有限公司 副边谐振有源钳位反激的同步整流控制系统及控制方法
CN111200364B (zh) * 2020-02-25 2021-02-26 浙江大学 一种基于有源箝位反激变换器的ac-dc转换装置
CN111525801B (zh) * 2020-04-15 2021-03-23 东南大学 一种反激变换器及实现零电压开关的控制方法
CN111953186B (zh) * 2020-08-12 2024-03-29 东科半导体(安徽)股份有限公司 一种开关电源控制电路
CN112072921A (zh) * 2020-08-18 2020-12-11 东南大学 一种双箝位ZVS Buck-Boost变换器的原边调节控制系统及控制方法
CN112271926B (zh) * 2020-09-27 2021-09-07 东南大学 一种GaN基有源钳位反激变换器的预测电流模式控制方法
CN112865549B (zh) * 2021-04-12 2022-02-08 东南大学 一种原边调制的非对称半桥反激变换器的恒流控制方法
CN113765395B (zh) * 2021-08-31 2023-06-13 东南大学 一种改善有源钳位反激式变换器原边反馈采样精度的控制系统及控制方法
US11552573B1 (en) 2021-11-10 2023-01-10 Stmicroelectronics S.R.L. Cycle-by-cycle reverse current limiting in ACF converters
CN115664225B (zh) * 2022-12-29 2023-04-07 中南大学 一种有源钳位隔离双向谐振型变换器及其调制方法

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108155799A (zh) * 2016-12-06 2018-06-12 台达电子企业管理（上海）有限公司 用于反激变换器电路的控制方法及控制装置
CN108173434A (zh) * 2018-01-15 2018-06-15 昂宝电子（上海）有限公司 开关电源电路
JP2019068684A (ja) * 2017-10-04 2019-04-25 ローム株式会社 絶縁型のｄｃ／ｄｃコンバータ、その一次側コントローラ、電源アダプタおよび電子機器
CN109980945A (zh) * 2019-04-11 2019-07-05 电子科技大学 一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路
CN110073584A (zh) * 2017-01-12 2019-07-30 戴泺格半导体股份有限公司 混合次级侧调节

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9467055B2 (en) * 2013-07-17 2016-10-11 Semiconductor Components Industries, Llc Method of forming a power supply controller and structure therefor
US10491125B2 (en) * 2018-02-12 2019-11-26 Silanna Asia Pte Ltd Switched-mode power controller with multi-mode startup

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108155799A (zh) * 2016-12-06 2018-06-12 台达电子企业管理（上海）有限公司 用于反激变换器电路的控制方法及控制装置
CN110073584A (zh) * 2017-01-12 2019-07-30 戴泺格半导体股份有限公司 混合次级侧调节
JP2019068684A (ja) * 2017-10-04 2019-04-25 ローム株式会社 絶縁型のｄｃ／ｄｃコンバータ、その一次側コントローラ、電源アダプタおよび電子機器
CN108173434A (zh) * 2018-01-15 2018-06-15 昂宝电子（上海）有限公司 开关电源电路
CN109980945A (zh) * 2019-04-11 2019-07-05 电子科技大学 一种基于电流采样的自适应前沿消隐控制电路

Also Published As

Publication number Publication date
CN110611431A (zh) 2019-12-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110611431B (zh) 有源钳位反激变换器的原边调节控制系统及控制方法
US10333418B2 (en) Control device and control method
CN110661427B (zh) 基于氮化镓器件有源箝位反激式ac-dc变换器的数字控制装置
US20210006172A1 (en) Switching control circuit, switching control method and flyback converter thereof
TWI568166B (zh) A High Efficiency LLC Resonant Converter with Secondary Side Synchronous Rectifier Blind Control
US9647562B2 (en) Power conversion with switch turn-off delay time compensation
WO2019129275A1 (zh) 一种llc变换器同步整流管的控制系统
US20220416644A1 (en) Asymmetric half-bridge flyback converter and control method thereof
CN111585440B (zh) 有源钳位反激变换器的控制系统及方法
CN112271937B (zh) 一种原边反馈恒流控制系统
CN111262444B (zh) 副边谐振有源钳位反激的同步整流控制系统及控制方法
CN113726165B (zh) 反激变换器及反激变换器的控制方法
WO2020228818A1 (zh) 准谐振反激变换器的同步整流控制系统及方法
CN111262442A (zh) 一种基于on/off控制的谐振变换器
CN112994470A (zh) 原边反馈有源钳位反激变换器、控制器及控制方法
CN106961216B (zh) 新型恒定输出电流buck电路
US20110254537A1 (en) Method and Apparatus for Detecting CCM Operation of a Magnetic Device
CN114189156B (zh) 反激开关电路及其控制方法
CN110086344A (zh) 一种llc谐振变换器的轻载运行方法
CN112217394A (zh) 谐振功率变换器以及其工作频率的校准装置和方法
CN111413538B (zh) 无线充电接收侧无桥拓扑电流过零点检测电路及检测方法
TW201838308A (zh) 控制裝置及控制方法
Bai et al. A novel constant current and constant voltage adaptive blanking regulation scheme for primary-side controlled flyback converter
WO2023020051A1 (zh) 谐振变换器、谐振变换器的控制方法及电源适配器
CN210297549U (zh) 一种基于反激式变压器的开关电源

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant