CN115664225B - 一种有源钳位隔离双向谐振型变换器及其调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种有源钳位隔离双向谐振型变换器及其调制方法，输入电容的正极分别与母线电容的第一端、磁性元件的第一输入端连接，输入电容的负极与第一开关管的第一端连接，第一开关管的第二端分别与第二开关管的第一端、磁性元件的第二输入端连接，第二开关管的第二端与母线电容的第二端连接；磁性元件的第一输出端分别与辅助电感的第一端、谐振电容的第一端连接，磁性元件的第二输出端分别于辅助电感的第二端、第四开关管的第一端、输出电容的负极连接，第四开关管的第二端分别于第三开关管的第一端、谐振电容的第二端连接，第三开关管的第二端与输出电容的正极连接；减小了变换器的体积重量和能量损耗，减少了变换器副边的高次谐波成分。

Description

一种有源钳位隔离双向谐振型变换器及其调制方法

技术领域

本发明涉及谐振变换器的拓扑构造与调制技术领域，特别涉及一种有源钳位隔离双向谐振型变换器及其调制方法。

背景技术

在能源危机的影响下，电力电子变换器有着高转换效率和高功率密度的需求，谐振变换器因其软开关的能力被广泛应用。在航空航天电源系统、新能源发电系统、电动汽车系统、不停电电源系统等技术领域的应用中，出于降低系统的体积重量及成本的需求，需要采用双向直流变换器。而处于安全性的考虑，通常采用变压器对变换器原副边进行电气隔离。

传统的隔离型双向直流变换器，包括正激双向直流变换器、反激双向直流变换器和推挽双向直流变换器。正激双向直流变换器和反激双向直流变换器的电路结构简单且成本低，但开关管电压应力较高，适合于小功率场合；推挽双向直流变换器的变压器磁芯为双向磁化，传输的功率比正激双向直流变换器要大，但是开关管电压应力也较高，适合于中低压大功率场合。

双有源桥式双向直流变换器是隔离双向直流变换器的典型解决方案之一，这类变换器由两个全桥变换单元、能量传输电感以及隔离变压器构成。传统的双有源桥式双向直流变换器通常采用移相控制，控制方式简单，通过调节移相角实现功率的双向流动，且可以实现开关管的软开关；原副边的全桥结构可以降低开关管的电压电流应力，在中大功率场合得到了广泛应用。但是，采用移相控制时，变换器中存在循环能量，环流损耗较大，影响变换器的传输效率；在较宽输入或输出电压范围内，轻载时不能实现软开关，效率较低。

然而传统的谐振变换器的缺点越来越明显了，例如尺寸相对较大、损耗大，功能单一等，工作在脉冲频率调制模式，当调压方位较宽时，开关频率也需要宽范围调节，这会增加磁性元件数量和驱动电路的控制难度。此外，当开关频率大成都偏离谐振频率时，变换器会产生的电流含有较多高次谐波，对电网污染大，从而增加能量损耗。

且谐振变换器一般采用变频控制(pulsefrequency modulation，简称PFM)来实现稳压稳流的闭环控制。采用PFM控制的谐振变换器具有以下四个劣势：第一、PFM控制可能会导致工作范围频率过宽甚至是无法实现稳压稳流的需求；第二、PFM控制对磁性元件也提出了一定的挑战，无法做到全工作范围的效率最优；第三、变换器开关频率范围宽造成反馈控制环路难以设计；第四、加大产品抑制电磁干扰(electromagnetic interference简称EMI)的滤波器的设计难度。

发明内容

本发明提供了一种有源钳位隔离双向谐振型变换器及其调制方法，其目的是为了有效减小变换器的体积重量和能量损耗，减少变换器副边的高次谐波成分以及对电网的影响，降低绕组损耗。

为了达到上述目的，本发明提供了一种有源钳位隔离双向谐振型变换器，包括：输入电容、母线电容、第一开关管、第二开关管、磁性元件、辅助电感、谐振电容、第三开关管、第四开关管和输出电容；

输入电容的正极分别与母线电容的第一端、磁性元件的第一输入端连接，输入电容的负极与第一开关管的第一端连接，第一开关管的第二端分别与第二开关管的第一端、磁性元件的第二输入端连接，第二开关管的第二端与母线电容的第二端连接；

磁性元件的第一输出端分别与辅助电感的第一端、谐振电容的第一端连接，磁性元件的第二输出端分别于辅助电感的第二端、第四开关管的第一端、输出电容的负极连接，第四开关管的第二端分别于第三开关管的第一端、谐振电容的第二端连接，第三开关管的第二端与输出电容的正极连接。

进一步来说，磁性元件包括：主变压器和漏感；

主变压器原边的第一端与母线电容的第一端连接，主变压器原边的第二端与第二开关管的第一端连接，主变压器副边的第一端与漏感的第一端连接，主变压器副边的第二端与辅助电感的第二端连接，漏感的第二端与辅助电感的第一端连接。

进一步来说，谐振网络为漏感和谐振电容串联组成的半桥谐振网络。

进一步来说，还包括励磁电感，励磁电感的第一端与主变压器原边的第一端连接，励磁电感的第二端与主变压器原边的第二端连接。

进一步来说，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管均为MOSFET管。

进一步来说，第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的开关频率均固定且等于谐振频率。

本发明还提供了一种有源钳位隔离双向谐振型变换器的调制方法，应用于有源钳位隔离双向谐振型变换器，包括：

步骤1，定义占空比α为第一开关管和第三开关管的占空比；

步骤2，隔离双向谐振变换器进入死区时刻，所有开关管保持关断状态，励磁电感的电流流入输入电容，辅助电感的电流给谐振电容充电，并通过第三开关管的体二极管流入输出电容，直到PWM驱动信号控制第一开关管和第三开关管零电压导通；

步骤3，谐振电感的电流从0开始以正弦波形式进入正半周期谐振，励磁电感的电流和辅助电感给谐振电容充电，谐振电容的电流从最小值线性增加到峰值，直到PWM驱动信号控制第一开关管和第二开关管关断；

步骤4，有源钳位隔离双向谐振型变换器进入死区时间，开关管保持关断状态，励磁电感的电流经第二开关管的体二极管给母线电容充电，辅助电感的电流经第二开关管的体二极管给谐振电容进行充电，直到PWM驱动信号控制第二开关管和第四开关管零电压导通；

步骤5，谐振电感的电流从正弦波的正半周期进入到负半周期，励磁电感的电流和辅助电感给谐振电容充电，谐振电容的电流冲峰值减小到最小值，直到PWM驱动信号控制第二开关管和第四开关管关断。

进一步来说，有源钳位隔离双向谐振型变换器采用对称占空比调制方法，通过一组PWM驱动信号控制第一开关管和第三开关管的占空比调节输出电压，第一开关管和第三开关管的PWM驱动信号完全一致。

本发明的上述方案有如下的有益效果：

本发明通过磁性元件连接变换器的原边和副边，且只包含四个开关管，有效减小了变换器的体积重量和能量损耗；

本发明中的谐振网络减少了副边高次谐波成分，减小了对电网的影响，降低绕组损耗；

此外本发明所采用的调制方法仅需要一组PWM脉冲宽度调制信号，并工作在固定开关频率下，通过调制开关管的占空比实现宽范围输出电压调节，并且电压增益与负载不相关，实现了开关管的零电压导通，降低了开关管的开通损耗。

本发明的其它有益效果将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。

附图说明

图1为本发明实施例的拓扑结构；

图2为本发明实施例工作在t₀-t₁时段的电路调制示意图；

图3位本发明实施例工作在t₁-t₂时段的电路调制示意图；

图4为本发明实施例工作在t₂-t₃时段的电路调制示意图；

图5为本发明实施例工作在t₃-t₄时段的电路调制示意图；

图6中（a）为本发明实施例工作在占空比α=0.5时的波形图，（b）为本发明实施例工作在占空比α＜0.5时的波形图，（c）为本发明实施例工作在占空比α＞0.5时的波形图。

具体实施方式

为使本发明要解决的技术问题、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例进行详细描述。显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是锁定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。

本发明针对现有的问题，提供了一种有源钳位隔离双向谐振型变换器及其调制方法。

如图1所示，本发明的实施例提供了一种隔离性双向谐振型变换器，包括：输入电容C_d、母线电容C_c、第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、磁性元件、辅助电感L_a、谐振电容C_r、第三开关管S₁、第四开关管S₂和输出电容C_o；

输入电容C_d的正极分别与母线电容C_c的第一端、磁性元件的第一输入端连接，输入电容C_d的负极与第一开关管Q₁的第一端连接，第一开关管Q₁的第二端分别与第二开关管Q₂的第一端、磁性元件的第二输入端连接，第二开关管Q₂的第二端与母线电容C_c的第二端连接；

磁性元件的第一输出端分别与辅助电感L_a的第一端、谐振电容C_r的第一端连接，磁性元件的第二输出端分别于辅助电感L_a的第二端、第四开关管S₂的第一端、输出电容C_o的负极连接，第四开关管S₂的第二端分别于第三开关管S₁的第一端、谐振电容C_r的第二端连接，第三开关管S₁的第二端与输出电容C_o的正极连接。

本发明实施例通过磁性元件耦合的方式，将变换器的原边和副边联系起来。

具体来说，在本发明实施例中磁性元件包括：匝数比为1：n的主变压器T₁和漏感L_r；

主变压器T₁原边的第一端与母线电容C_c的第一端连接，主变压器T₁原边的第二端与第二开关管Q₂的第一端连接，主变压器T₁副边的第一端与漏感L_r的第一端连接，主变压器T₁副边的第二端与辅助电感L_a的第二端连接，漏感L_r的第二端与辅助电感L_a的第一端连接。

具体来说，在本发明实施例中谐振网络为漏感L_r和谐振电容C_r串联组成的半桥谐振网络，可用于调节有源钳位隔离双向谐振型变换器的副边电流。

具体来说，在本发明实施例中有源钳位隔离双向谐振型变换器还包括励磁电感L_m，励磁电感L_m的第一端与主变压器T₁原边的第一端连接，励磁电感L_m的第二端与主变压器T₁原边的第二端连接。

具体来说，在本发明实施例中，第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、第三开关管S₁、第四开关管S₂均为MOSFET管。

具体来说，在本发明实施例中，第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、第三开关管S₁、第四开关管S₂的开关频率均固定且等于谐振频率。

本发明实施例还提供了一种有源钳位隔离双向谐振型变换器的调制方法，应用于上述的有源钳位隔离双向谐振型变换器，包括：

步骤1，定义占空比α为第一开关管Q₁和第三开关管S₁的占空比，占空比α大于0.5；

步骤2，隔离双向谐振变换器进入死区时刻，所有开关管保持关断状态，励磁电感L_m的电流流入输入电容C_d，辅助电感L_a的电流给谐振电容C_r充电，并通过第三开关管S₁的体二极管流入输出电容C_o，直到PWM驱动信号控制第一开关管Q₁和第三开关管S₁零电压导通；

如图2所示，在本发明实施例中，在t₀时刻，所有开关管处于关断状态，励磁电感L_m的电流因第一开关管Q₁的体二极管承受正压导通流入输入电容C_d，辅助电感L_a的电流给谐振电容C_r充电，因第三开关管S₁的体二极管承受正压导通而流入输出电容C_o，直到t₁时刻，PWM驱动信号控制第一开关管Q₁和第三开关管S₁导通，由于第一开关管Q₁和第三开关管S₁是由一个PWM驱动信号所控制，因此会同时导通，且有电流流过两者的体二极管，所以第一开关管Q₁和第三开关管S₁两端的端电压为0，实现零电压导通。

在本发明实施例中，a点电压为输入电容C_d与母线电容C_c的中点电压，b点电压为第一开关管Q₁和第二开关管Q₂的中点电压，c点电压为辅助电感L_a与谐振电容C_r的中点电压，d点电压为输出电容C_o与第四开关管S₂的中点电压，a、b两点的电压和c、d两点电压同程度的变化。

步骤3，如图3所示，在t₁时刻，谐振电感的电流从0开始以正弦波形式进入正半周期谐振，励磁电感L_m的电流和辅助电感L_a给谐振电容C_r充电，谐振电容C_r的电流从最小值线性增加到峰值，到达t₂时刻，直到PWM驱动信号控制第一开关管Q₁和第二开关管Q₂关断；

步骤4，如图4所示，在t₂时刻，有源钳位隔离双向谐振型变换器进入死区时间，开关管保持关断状态，励磁电感L_m的电流经第二开关管Q₂的体二极管给母线电容C_c充电，辅助电感L_a的电流经第四开关管S₂的体二极管给谐振电容C_r进行充电至t₃时刻，直到PWM驱动信号控制第二开关管Q₂和第四开关管S₂零电压导通；

由于第二开关管Q₂和第四开关管S₂是由一个PWM驱动信号所控制，因此会同时导通，且有电流流过两者的体二极管，所以第二开关管Q₂和第四开关管S₂两端的端电压为0，实现零电压导通。

步骤5，如图5所示，在t₃时刻，谐振电感的电流从正弦波的正半周期进入到负半周期，励磁电感L_m的电流和辅助电感L_a给谐振电容C_r充电，谐振电容C_r的电流冲峰值减小到最小值，到达t₄时刻，直到PWM驱动信号控制第二开关管Q₂和第四开关管S₂关断，有源钳位隔离双向谐振型变换器进入下一个开关周期，控制结束。

具体来说，隔离双向谐振型变换器采用对称占空比调制方法，通过一组PWM驱动信号控制第一开关管Q₁和第三开关管S₁的占空比调节输出电压，第一开关管Q₁和第三开关管S₁的PWM驱动信号完全一致，第二开关管Q₂和第四开关管S₂的PWM驱动信号完全一致，所以励磁电感L_m两端的电压和辅助电感L_a两端的电压保持匹配，谐振电流减少了高次谐波和能量损耗；因此有源钳位隔离双向谐振型变换器仅需一组PWM驱动信号，可以有效减少控制难度与驱动电路的数量，通过调制开关管的占空比就可以控制调节输出电压，且电压增益与负载不相关。

如图6所示为本发明实施例在不同占空比的情况下产生的仿真波形图，通过仿真波形图可以知道占空比大于0.5和小于0.5的工作过程完全一致。

本发明实施例通过磁性元件连接变换器的原边和副边，且只包含四个开关管，有效减小了变换器的体积重量和能量损耗；

本发明实施例中的谐振网络减少了副边高次谐波成分，减小了对电网的影响，降低绕组损耗；

此外本发明实施例所采用的调制方法仅需要一组PWM脉冲宽度调制信号，并工作在固定开关频率下，通过调制开关管的占空比实现宽范围输出电压调节，并且电压增益与负载不相关，实现了开关管的零电压导通，降低了开关管的开通损耗。

以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明所述原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.种有源钳位隔离双向谐振型变换器，其特征在于，包括：输入电容、母线电容、第一开关管、第二开关管、磁性元件、辅助电感、谐振电容、第三开关管、第四开关管和输出电容；

所述输入电容的正极分别与所述母线电容的第一端、所述磁性元件的第一输入端连接，所述输入电容的负极与所述第一开关管的第一端连接，所述第一开关管的第二端分别与所述第二开关管的第一端、所述磁性元件的第二输入端连接，所述第二开关管的第二端与所述母线电容的第二端连接；

所述磁性元件的第一输出端分别与所述辅助电感的第一端、谐振电容的第一端连接，所述磁性元件的第二输出端分别于所述辅助电感的第二端、所述第四开关管的第一端、所述输出电容的负极连接，所述第四开关管的第二端分别于所述第三开关管的第一端、所述谐振电容的第二端连接，所述第三开关管的第二端与所述输出电容的正极连接；

所述磁性元件包括：主变压器和漏感；

所述主变压器原边的第一端与所述母线电容的第一端连接，所述主变压器原边的第二端与所述第二开关管的第一端连接，所述主变压器副边的第一端与所述漏感的第一端连接，所述主变压器副边的第二端与所述辅助电感的第二端连接，所述漏感的第二端与所述辅助电感的第一端连接；

励磁电感，所述励磁电感的第一端与所述主变压器原边的第一端连接，所述励磁电感的第二端与所述主变压器原边的第二端连接。

2.根据权利要求1所述的有源钳位隔离双向谐振型变换器，其特征在于，谐振网络为所述漏感和所述谐振电容串联组成的半桥谐振网络。

3.根据权利要求1所述的有源钳位隔离双向谐振型变换器，其特征在于，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管、所述第四开关管均为MOSFET管。

4.根据权利要求3所述的有源钳位隔离双向谐振型变换器，其特征在于，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管、所述第四开关管的开关频率均固定且等于谐振频率。

5.一种有源钳位隔离双向谐振型变换器的调制方法，其特征在于，应用于如权利要求1-4任一项所述的有源钳位隔离双向谐振型变换器，包括：

步骤1，定义占空比α为所述第一开关管和所述第三开关管的占空比；

步骤2，所述有源钳位隔离双向谐振型变换器进入死区时刻，所有开关管保持关断状态，所述励磁电感的电流流入所述输入电容，所述辅助电感的电流给所述谐振电容充电，并通过所述第三开关管的体二极管流入所述输出电容，直到PWM驱动信号控制所述第一开关管和所述第三开关管零电压导通；

步骤3，谐振电感的电流从0开始以正弦波形式进入正半周期谐振，所述励磁电感的电流和所述辅助电感给所述谐振电容充电，所述谐振电容的电流从最小值线性增加到峰值，直到所述PWM驱动信号控制所述第一开关管和所述第二开关管关断；

步骤4，所述有源钳位隔离双向谐振型变换器进入死区时间，所述开关管保持关断状态，所述励磁电感的电流经所述第二开关管的体二极管给所述母线电容充电，所述辅助电感的电流经所述第二开关管的体二极管给所述谐振电容进行充电，直到所述PWM驱动信号控制所述第二开关管和所述第四开关管零电压导通；

步骤5，所述谐振电感的电流从正弦波的正半周期进入到负半周期，所述励磁电感的电流和所述辅助电感给所述谐振电容充电，所述谐振电容的电流冲峰值减小到最小值，直到所述PWM驱动信号控制所述第二开关管和所述第四开关管关断。

6.根据权利要求5所述的有源钳位隔离双向谐振型变换器的调制方法，其特征在于，所述有源钳位隔离双向谐振型变换器采用对称占空比调制方法，通过一组PWM驱动信号控制所述第一开关管和所述第三开关管的占空比调节输出电压，所述第一开关管和所述第三开关管的PWM驱动信号完全一致。

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