CN114465490A - 一种交错倍压宽输出llc谐振变换器及其控制方法 - Google Patents

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CN114465490A CN202210115456.7A CN202210115456A CN114465490A CN 114465490 A CN114465490 A CN 114465490A CN 202210115456 A CN202210115456 A CN 202210115456A CN 114465490 A CN114465490 A CN 114465490A
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张恢鉴
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Abstract

本发明涉及一种宽电压输出范围LLC变换器的电路及其控制方法。包括逆变网络：用于将直流输入电压逆变为方波电压；谐振网络：用于电路的串联谐振，使得电路中的感抗与容抗有相互抵消的作用，此时串联电路中的电抗为0，电流和电压同相位；高频变压器组：用于电气隔离和电压调节；整流网络：用于将变压器副边侧输出的交流电转换为直流电，根据控制方式的不同，自动调整全桥整流和倍压整流在一个周期内的工作占比，使低输出电压平滑切换至高输出电压。本发明实现了LLC变流器宽输出电压调节的能力，采用定频PWM控制，无需考虑宽开关频率所带来的的低效率、低功率密度等问题。

Description

一种交错倍压宽输出LLC谐振变换器及其控制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种宽电压输出范围LLC变换器的电路及其控制方法。
背景技术
随着电力电子技术的飞速发展，对于开关电源的要求越来越高。在某些特殊DC-DC变换领域，如可再生能源系统、LED驱动器、电动汽车等，需要较宽电压调节范围和电气隔离，LLC谐振变换器以其优良的软开关性能、高开关频率和高功率密度等优点，在上述宽输出电压领域有着广泛的应用。脉冲频率调制是LLC变换器最常用的控制方法，然而，在需要宽输出电压的应用中，开关频率必须工作在宽范围内来满足宽电压输出范围，而LLC变换器在低开关频率时变压器体积和重量显著增大，非常不利于LLC变换器的小型化设计，阻碍了开关电源往高功率密度方向上的发展。且宽开关频率下变换器软开关性能缺失，开关损耗和导通损耗很大，能源转换效率很低。
发明内容
为了解决上述问题，本发明提出了一种交错倍压LLC谐振变换器电路及其控制方法。
一种交错倍压宽输出LLC谐振变换器，其特征在于，
逆变网络：用于将直流输入电压逆变为方波电压。
谐振网络：用于电路的串联谐振，使得电路中的感抗与容抗有相互抵消的作用，此时串联电路中的电抗为0，电流和电压同相位。
高频变压器组：用于电气隔离和电压调节。
整流网络：用于将变压器副边侧输出的交流电转换为直流电，根据控制方式的不同，自动调整全桥整流和倍压整流在一个周期内的工作占比，使低输出电压平滑切换至高输出电压。
在上述的一种交错倍压宽输出LLC谐振变换器，逆变网络包括直流输入电源Uin、第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4；所述第一开关管S1和第二开关管S2首尾串联，第一开关管S1的漏极连接所述直流输入电源Uin的正极，第二开关管S2的漏极连接第一开关管S1的源极，第二开关管S2的源极连接所述直流输入电源Uin的负极。所述第三开关管S3和第四开关管S4首尾串联，第三开关管S3的漏极连接所述直流输入电源Uin的正极，第四开关管S4的漏极连接第三开关管S3的源极，第四开关管S4的源极连接所述直流输入电源Uin的负极。
在上述的一种交错倍压宽输出LLC谐振变换器，所述谐振网络包括第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2、第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2、第一励磁电感Lm1、第二励磁电感Lm2；所述第一谐振电容Cr1的左端连接第一开关管S1、第二开关管S2的串联公共端，右端与第一谐振电感Lr1串联，二者再与第一励磁电感Lm1串联连接，第一励磁电感Lm1另一端与第二开关管S2的源极相连；同时，第一励磁电感Lm1与所述第一高频变压器T1的一次侧绕组并联，从而构成原边侧上半桥结构。所述第二谐振电容Cr2的左端连接第三开关管S3、第四开关管S4的串联公共端，右端与第二谐振电感Lr2串联，二者再与第二励磁电感Lm2串联连接，第二励磁电感Lm2另一端与第四开关管S4的源极相连；同时，第二励磁电感Lm2与所述第二高频变压器T2的一次侧绕组并联，从而构成原边侧下半桥结构。
在上述的一种交错倍压宽输出LLC谐振变换器，所述整流网络包含包含第一整流二极管D1、第二整流二极管D2、第三整流二极管D3、第四整流二极管D4，第五开关管
Figure BDA0003495842290000033
第六开关管
Figure BDA0003495842290000031
第一滤波电容C01、第二滤波电容C02、等效阻性负载R0；第五开关管
Figure BDA0003495842290000032
第六开关管
Figure BDA0003495842290000034
一起构成双向开关，第一整流二极管D1的正极与第二整流二极管D2的负极串联连接，第三整流二极管D3的正极与第四整流二极管D4的负极串联连接，第一整流二极管D1的负极连接第三整流二极管D3的负极，第二整流二极管D2的正极连接第四整流二极管D4的正极。第一整流二极管D1负极与第三整流二极管D3负极的公共端连接第一滤波电容C01的正极，第二整流二极管D2正极与第四整流二极管D4正极的公共端连接第二滤波电容C02的负极；第一滤波电容C01负极与第二滤波电容C02正极串联；等效阻性负载R0与两串联滤波电容并联。，第五开关管
Figure BDA0003495842290000035
的漏极连接第三整流二极管D3正极、第四整流二极管D4负极的公共端，第五开关管
Figure BDA0003495842290000036
的源极连接第六开关管
Figure BDA0003495842290000037
的源极，第六开关管
Figure BDA0003495842290000038
的漏极连接第一滤波电容C01负极、第二滤波电容C02正极的公共端。
在上述的一种交错倍压宽输出LLC谐振变换器，所述高频变压器组包括第一高频变压器T1、第二高频变压器T2；所述第一高频变压器T1二次侧正极连接第一整流二极管D1、第二整流二极管D2的公共端，第一高频变压器T1二次侧负极与所述第二高频变压器T2二次侧正极串联连接，第二高频变压器T2二次侧负极连接第三整流二极管D3、第四整流二极管D4的公共端。
一种交错倍压宽输出LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，采用定频脉冲宽度(PWM)控制，第一开关管S1和第二开关管S2以0.5的占空比互补导通。下半桥第三开关管S3与第四开关管S4互补导通，第四开关管S4的占空比为D，D的调节范围为0～0.5。同时，第三开关管S3与第三开关管S1相位相同，第四开关管S4与第二开关管S2在同一时刻关断，副边侧双向开关第六开关管S6、第五开关管S5分别与第三开关管S3、第四开关管S4具有相同的驱动信号，开关频率固定且等于谐振频率，通过改变原边侧第四开关管S4在一个周期内的工作时长，使原边侧由单独接入上半桥转换为接入上、下两个半桥实现2倍电压增益调节，配合控制双向开关实现副边侧自适应整流，整流网络由全桥整流转换为倍压整流，进而实现4倍宽输出电压调节范围。
在上述的控制方法，当原边侧只接入上半桥，变换器工作在低电压模式，此时第一开关管S1和第二开关管S2以
Figure BDA0003495842290000041
的占空比互补导通，下半桥不向负载传递能量，副边侧双向开关第五开关管
Figure BDA0003495842290000042
第六开关管
Figure BDA0003495842290000043
断开不工作，整流网络工作在全桥整流模式。此时所述变换器相当于半桥LLC谐振变换器，对应输出电压最低。
在上述的控制方法，当原边侧接入两个半桥，变换器工作在高电压模式，此时第一开关管S1和第二开关管S2以
Figure BDA0003495842290000044
的占空比互补导通，第三开关管S3和第四开关管S4以
Figure BDA0003495842290000045
的占空比互补导通，对应副边侧双向开关持续导通，整流网络工作在倍压整流模式。此时所述变换器原边侧和副边侧各实现2倍电压调节范围，对应输出电压最高。
在上述的控制方法，低输出电压切换到高输出电压时，改变原边侧第四开关管S4在一个周期内的工作时长，占空比D，
Figure BDA0003495842290000051
使得原边侧逐渐由接入一个半桥向接入两个半桥转变。同时，双向开关第五开关管
Figure BDA0003495842290000052
第六开关管
Figure BDA0003495842290000053
作用下副边整流网络自动调整全桥整流和倍压整流在一个周期内的工作占比，整流方式逐渐由全桥整流向倍压整流过度，在此期间，全桥、倍压两种整流模式同时存在并混合工作。无需改变开关频率，仅通过改变占空比可实现低输出电压到高输出电压的平滑切换。
本发明技术与现有技术的本质区别在于，所有开关管均采用定频PWM控制策略，原边可以改变接入半桥的接入占空比，并通过副边全桥整流模式、全桥/倍压混合整流模式、倍压整流模式的平滑切换，获得更宽的输出电压调节范围。在控制方法上，开关频率始终等于串联谐振频率，始终工作在最佳效率点，对励磁电感和变压器等磁性元件设计要求低，有利于变换器体积小型化设计和高功率密度。
有益效果
(1)本发明实现了LLC变流器宽输出电压调节的能力，采用定频PWM控制，无需考虑宽开关频率所带来的的低效率、低功率密度等问题。
(2)定频控制方法下，可采用较大容量的励磁电感来减小电路中循环电流，有利于降低谐振电感、隔离变压器的体积和重量，提高LLC变流器的功率密度。
(3)副边侧的双向第六开关管S6、第五开关管S5分别同原边侧第三开关管S3、第四开关管S4具有相同的控制信号，控制简单。
(4)仅需增加第五开关管S5、第六开关管S6两个开关管，即可实现副边整流结构的自适应切换，进一步实现低输出电压到高输出电压的平滑切换。
附图说明
图1是交错倍压LLC谐振变换器结构原理图；
图2是LLC低输出电压时等效原理图；
图3是LLC高输出电压时等效原理图；
图4是LLC由低输出电压向高输出压切换时控制脉冲的原理图；
图5是LLC的电压增益与占空比D的关系曲线；
图6a是不同占空比D下LLC的谐振电流与励磁电流曲线(a：D＝0)；
图6b是不同占空比D下LLC的谐振电流与励磁电流曲线(b：D＝0.25)；
图6c是不同占空比D下LLC的谐振电流与励磁电流曲线(c：D＝0.5)；
图7是设计实例下变换器输出电压曲线。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。在阅读了本发明讲授的内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。
所提出的交错倍压宽电压变换器基于图1所示的可重构LLC拓扑结构。，包括逆变网络、谐振网络、高频变压器组以及整流网络。
逆变网络包括直流输入电源Uin、第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4；所述第一开关管S1和第二开关管S2首尾串联，第一开关管S1的漏极连接所述直流输入电源Uin的正极，第二开关管S2的漏极连接第一开关管S1的源极，第二开关管S2的源极连接所述直流输入电源Uin的负极。所述第三开关管S3和第四开关管S4首尾串联，第三开关管S3的漏极连接所述直流输入电源Uin的正极，第四开关管S4的漏极连接第三开关管S3的源极，第四开关管S4的源极连接所述直流输入电源Uin的负极。
谐振网络包括第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2、第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2、第一励磁电感Lm1、第二励磁电感Lm2；所述第一谐振电容Cr1的左端连接第一开关管S1、第二开关管S2的串联公共端，右端与第一谐振电感Lr1串联，二者再与第一励磁电感Lm1串联连接，第一励磁电感Lm1另一端与第二开关管S2的源极相连；同时，第一励磁电感Lm1与所述第一高频变压器T1的一次侧绕组并联，从而构成原边侧上半桥结构。所述第二谐振电容Cr2的左端连接第三开关管S3、第四开关管S4的串联公共端，右端与第二谐振电感Lr2串联，二者再与第二励磁电感Lm2串联连接，第二励磁电感Lm2另一端与第四开关管S4的源极相连；同时，第二励磁电感Lm2与所述第二高频变压器T2的一次侧绕组并联，从而构成原边侧下半桥结构。
整流网络包含包含第一整流二极管D1、第二整流二极管D2、第三整流二极管D3、第四整流二极管D4，第五开关管
Figure BDA0003495842290000071
第六开关管
Figure BDA0003495842290000072
第一滤波电容C01、第二滤波电容C02、等效阻性负载R0；第五开关管
Figure BDA0003495842290000073
第六开关管
Figure BDA0003495842290000074
一起构成双向开关，第一整流二极管D1的正极与第二整流二极管D2的负极串联连接，第三整流二极管D3的正极与第四整流二极管D4的负极串联连接，第一整流二极管D1的负极连接第三整流二极管D3的负极，第二整流二极管D2的正极连接第四整流二极管D4的正极。第一整流二极管D1负极与第三整流二极管D3负极的公共端连接第一滤波电容C01的正极，第二整流二极管D2正极与第四整流二极管D4正极的公共端连接第二滤波电容C02的负极；第一滤波电容C01负极与第二滤波电容C02正极串联；等效阻性负载R0与两串联滤波电容并联。，第五开关管
Figure BDA0003495842290000081
的漏极连接第三整流二极管D3正极、第四整流二极管D4负极的公共端，第五开关管
Figure BDA0003495842290000082
的源极连接第六开关管
Figure BDA0003495842290000083
的源极，第六开关管
Figure BDA0003495842290000084
的漏极连接第一滤波电容C01负极、第二滤波电容C02正极的公共端。
高频变压器组包括第一高频变压器T1、第二高频变压器T2；所述第一高频变压器T1二次侧正极连接第一整流二极管D1、第二整流二极管D2的公共端，第一高频变压器T1二次侧负极与所述第二高频变压器T2二次侧正极串联连接，第二高频变压器T2二次侧负极连接第三整流二极管D3、第四整流二极管D4的公共端。
工作时，变换器工作可在低压模式和高压模式之间平滑切换。
当变换器工作在低压模式下，变换器等效电路如图2所示。第一开关管S1和第二开关管S2以0.5的占空比互补导通，第四开关管S4的占空比为0，第三开关管S3的驱动信号在一个周期内稳定为高电平，第二高频变压器T2无法向副边侧传递能量，此时原边只有一个半桥在工作。副边侧第五开关管S5的占空比为0，双向开关处于常闭，整流桥恒定工作在全桥整流模式。此时变压器输出电压最低，U0-min＝100V。
当变换器工作在高压模式下，变换器等下电路如图3所示。第一开关管S1和第二开关管S2以0.5的占空比互补导通，第三开关管S3和第四开关管S4同样以0.5的占空比互补导通，且第一开关管S1和第三开关管S3在同一时刻导通，第二开关管S2和第四开关管S4在同一时刻导通。原边两个半桥同时工作。副边侧的双向开关第六开关管S6、第五开关管S5分别同原边侧第三开关管S3、第四开关管S4具有相同的驱动信号，双向开关处于常开，整流桥恒定工作在倍压整流模式。此时变压器输出电压最高，U0-max＝380V。
当变换器输出电压由低压向高压切换时，变换器控制信号如图4所示。第一开关管S1和第二开关管S2以0.5的占空比互补导通。下半桥第三开关管S3与第四开关管S4互补导通，第四开关管S4的占空比为D，D的调节范围为0～0.5。同时，第三开关管S3与第三开关管S1相位相同，第四开关管S4与第二开关管S2在同一时刻关断，副边侧双向开关第六开关管S6、第五开关管S5分别与第三开关管S3、第四开关管S4具有相同的驱动信号。在所述控制信号下，下半桥的谐振槽输入电压的为高电平的脉宽随着占空比D的增大而变窄，副边侧整流网络工作在全桥和倍压的混合整流模式，输出电压逐渐增大。
如图5所示为本发明中LLC谐振变换器电压增益与占空比D的关系曲线。其中，低输出电压模式下LLC谐振变换器最小电压增益G＝nU0-min/Uin＝0.46，对应占空比D＝0；高输出电压模式下LLC谐振变换器最小电压增益G＝nU0-max/Uin＝1.92，对应占空比D＝0.5。随着占空比D增大，电压增益逐渐增大，对应输出电压逐渐增大。
如图6所示为本发明在不同占空比D下得到的变换器两个谐振槽的谐振电流iLr与励磁电流iLm曲线。不同占空比下本发明所述变换器的循环电流(谐振电流iLr与励磁电流iLm重合部分)几乎为0，因此，本发明所述变换器可以很好的减小电路中的循环电流导通损耗。
如图7为本发明针对设计实例得到的变换器输出电压变化曲线。设计输入电压为160V，谐振频率设为100kHz，额定输出功率为1kW，谐振电容Cr1＝Cr2＝147nF，谐振电感Lr1＝Lr2＝17.2μH，励磁电感Lm1＝Lm2＝172uH，输出滤波电容Co1＝CO2＝40uF，变压器匝数比n为0.8。如图可知，本发明所述变换器在占空比D的改变下，实现了变换器输出电压从100V～380V压的平滑切换。
变压器的感应电势公式为：
E＝4.44nfφm (1)
其中，E为感应电势有效值、f为变压器工作频率、n为匝数、φm为主磁由公式(1)可知，相同磁芯材料和功率容量下，变压器工作频率越高，其体积和重量越小。
本发明所设计的变换器开关频率固定为100kHz，是传统变频控制LLC谐振变换器最低开关频率的两倍。因此，所述变换器谐振电感、隔离变压器的体积大幅减小，适用于宽输出电压、高功率密度的场合。
本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。

Claims (9)

1.一种交错倍压宽输出LLC谐振变换器，其特征在于，包括
逆变网络：用于将直流输入电压逆变为方波电压；
谐振网络：用于电路的串联谐振，使得电路中的感抗与容抗有相互抵消的作用，此时串联电路中的电抗为0，电流和电压同相位；
高频变压器组：用于电气隔离和电压调节；
整流网络：用于将变压器副边侧输出的交流电转换为直流电，根据控制方式的不同，自动调整全桥整流和倍压整流在一个周期内的工作占比，使低输出电压平滑切换至高输出电压。
2.根据权利要求1所述的一种交错倍压宽输出LLC谐振变换器，其特征在于，逆变网络包括直流输入电源Uin、第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4；所述第一开关管S1和第二开关管S2首尾串联，第一开关管S1的漏极连接所述直流输入电源Uin的正极，第二开关管S2的漏极连接第一开关管S1的源极，第二开关管S2的源极连接所述直流输入电源Uin的负极；所述第三开关管S3和第四开关管S4首尾串联，第三开关管S3的漏极连接所述直流输入电源Uin的正极，第四开关管S4的漏极连接第三开关管S3的源极，第四开关管S4的源极连接所述直流输入电源Uin的负极。
3.根据权利要求1所述的一种交错倍压宽输出LLC谐振变换器，其特征在于，所述谐振网络包括第一谐振电容Cr1、第二谐振电容Cr2、第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2、第一励磁电感Lm1、第二励磁电感Lm2；所述第一谐振电容Cr1的左端连接第一开关管S1、第二开关管S2的串联公共端，右端与第一谐振电感Lr1串联，二者再与第一励磁电感Lm1串联连接,第一励磁电感Lm1另一端与第二开关管S2的源极相连；同时，第一励磁电感Lm1与所述第一高频变压器T1的一次侧绕组并联，从而构成原边侧上半桥结构；所述第二谐振电容Cr2的左端连接第三开关管S3、第四开关管S4的串联公共端，右端与第二谐振电感Lr2串联，二者再与第二励磁电感Lm2串联连接,第二励磁电感Lm2另一端与第四开关管S4的源极相连；同时，第二励磁电感Lm2与所述第二高频变压器T2的一次侧绕组并联，从而构成原边侧下半桥结构。
4.根据权利要求1所述的一种交错倍压宽输出LLC谐振变换器，其特征在于，所述整流网络包含包含第一整流二极管D1、第二整流二极管D2、第三整流二极管D3、第四整流二极管D4，第五开关管S5、第六开关管S6、第一滤波电容CO1、第二滤波电容CO2、等效阻性负载R0；第五开关管S5、第六开关管S6一起构成双向开关，第一整流二极管D1的正极与第二整流二极管D2的负极串联连接，第三整流二极管D3的正极与第四整流二极管D4的负极串联连接，第一整流二极管D1的负极连接第三整流二极管D3的负极，第二整流二极管D2的正极连接第四整流二极管D4的正极；第一整流二极管D1负极与第三整流二极管D3负极的公共端连接第一滤波电容CO1的正极，第二整流二极管D2正极与第四整流二极管D4正极的公共端连接第二滤波电容CO2的负极；第一滤波电容CO1负极与第二滤波电容CO2正极串联；等效阻性负载R0与两串联滤波电容并联；，第五开关管S5的漏极连接第三整流二极管D3正极、第四整流二极管D4负极的公共端，第五开关管S5的源极连接第六开关管S6的源极，第六开关管S6的漏极连接第一滤波电容CO1负极、第二滤波电容CO2正极的公共端。
5.根据权利要求1所述的一种交错倍压宽输出LLC谐振变换器，其特征在于，所述高频变压器组包括第一高频变压器T1、第二高频变压器T2；所述第一高频变压器T1二次侧正极连接第一整流二极管D1、第二整流二极管D2的公共端，第一高频变压器T1二次侧负极与所述第二高频变压器T2二次侧正极串联连接，第二高频变压器T2二次侧负极连接第三整流二极管D3、第四整流二极管D4的公共端。
6.一种权利要求1至5任意一项所述交错倍压宽输出LLC谐振变换器的控制方法，其特征在于，采用定频脉冲宽度(PWM)控制，第一开关管S1和第二开关管S2以0.5的占空比互补导通；下半桥第三开关管S3与第四开关管S4互补导通，第四开关管S4的占空比为D，D的调节范围为0～0.5；同时，第三开关管S3与第三开关管S1相位相同，第四开关管S4与第二开关管S2在同一时刻关断，副边侧双向开关第六开关管S6、第五开关管S5分别与第三开关管S3、第四开关管S4具有相同的驱动信号，开关频率固定且等于谐振频率，通过改变原边侧第四开关管S4在一个周期内的工作时长，使原边侧由单独接入上半桥转换为接入上、下两个半桥实现2倍电压增益调节，配合控制双向开关实现副边侧自适应整流，整流网络由全桥整流转换为倍压整流，进而实现4倍宽输出电压调节范围。
7.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，当原边侧只接入上半桥，变换器工作在低电压模式，此时第一开关管S1和第二开关管S2以0.5的占空比互补导通，下半桥不向负载传递能量，副边侧双向开关第五开关管S5、第六开关管S6断开不工作，整流网络工作在全桥模式；此时所述变换器相当于半桥LLC谐振变换器，对应输出电压最低。
8.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，当原边侧接入两个半桥，变换器工作在高电压模式，此时第一开关管S1和第二开关管S2以0.5的占空比互补导通，第三开关管S3和第四开关管S4以0.5的占空比互补导通，对应副边侧双向开关持续导通，整流网络工作在倍压整流模式；此时所述变换器原边侧和副边侧各实现2倍电压调节范围，对应输出电压最高。
9.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于，低输出电压切换到高输出电压时，改变原边侧第四开关管S4在一个周期内的工作时长，占空比D，0≤D≤0.5，使得原边侧逐渐由接入一个半桥向接入两个半桥转变；同时，双向开关第五开关管S5、第六开关管S6作用下副边整流网络自动调整全桥整流和倍压整流在一个周期内的工作占比，整流方式逐渐由全桥整流向倍压整流过度，在此期间，全桥、倍压两种整流模式同时存在并混合工作；无需改变开关频率，仅通过改变占空比可实现低输出电压到高输出电压的平滑切换。
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