CN115800762A - 一种开关变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种开关变换器及其控制方法，在采用不对称半桥反激变换器的基础上，通过根据开关变换器的输入电压配置负向电流，并检测变压器的去磁电流过零时刻，计算得到关断延时时间，由此对辅管驱动信号的下降沿进行控制，将辅开关管的关断时刻控制为去磁电流过零时刻经过延迟关断延时时间后的时刻，使得：从辅开关管的关断时刻至主开关管的导通时刻，变压器的励磁电流被控制为负向电流，实现主开关管的零电压开通；因此，本发明能降低主开关管零电压开通控制的实现难度，并且，本发明实现主开关管零电压开通时无需增加高压采样电阻，不会产生较大的采样损耗，在开关变换器用于ACDC应用时，能满足小功率应用场合时小体积、低成本、低功耗的要求。

Description

一种开关变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及开关电源领域，具体的说是一种开关变换器及其控制方法。

背景技术

从20世纪60年代开始得到发展和应用的开关变换器多使用硬开关技术。但是随着科学技术的发展，各行各业对电源提出了更高地要求，高效率、高功率密度、小型化等成为电源行业研究的主要课题。采用软开关技术，降低了开关损耗，因而使得开关变换器的开关频率提高到兆赫兹级水平，为开关电源的高效率、高功率密度及小型化提供了可能。

不对称半桥反激变换器因其拓扑具备软开关特点，成为目前开关电源高效率应用场合的一个研究热点。申请号为201911352361.1的中国专利《开关电源装置》提出采用如图1所示的不对称半桥反激变换器及控制器，通过增加一个与变压器原边并联的单向钳位网络311用于控制励磁电感电流负向峰值，根据不同的负载电流控制变换器工作于不对称半桥反激模式(AHBF Mode，单向钳位网络311不作用)或钳位不对称半桥反激模式(CAHBFMode，单向钳位网络311作用)。当轻空载时，控制变换器工作于CAHBF模式，通过单向钳位网络311实现励磁电流的钳位，从而解决原有不对称半桥反激变换器因轻空载时的励磁电流负向值过大造成的轻空载效率低问题。

由于变换器的励磁电流负向值偏大会造成系统效率下降，偏小会造成主开关管Q1无法实现零电压开通(ZVS)，为进一步优化系统性能，申请号为202010966503.X，发明名称为《一种开关电源装置和模式控制方法》的中国专利公开了图2所示的一种开关电源装置，公开了一种不对称半桥反激变换器工作于CAHBF模式时自适应实现ZVS的方法，即通过开关检测单元ZE检测主开关管Q1实现软开关的程度，控制辅开关Q2的驱动脉冲宽度，进而控制变换器的励磁电流负向值，使主开关管Q1开通前的励磁电流负向值恰好实现ZVS。这种控制方法尽管可以实现ZVS，但是在ACDC应用时，由于开关检测单元ZE中采用了高压采样电阻，一方面导致成本增加，一方面又会带来电阻采样损耗，难以满足小功率应用场合时小体积、低成本、低功耗要求。

发明内容

本发明所要解决的技术问题之一是：提供一种开关变换器，以解决现有的开关电源装置在实现主开关管Q1零电压开通时，需要在开关检测单元ZE中采用高压采样电阻来检测主开关管Q1实现软开关的程度，导致在开关电源装置用于ACDC应用时，难以满足小功率应用场合时小体积、低成本、低功耗要求的问题。

解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案如下：

一种开关变换器，包括不对称半桥反激变换器和控制器；

参见图3，所述不对称半桥反激变换器包含主开关管、辅开关管、谐振电容、变压器、整流二极管、输出电容，以及由二极管和钳位开关管组成的单向钳位网络；

具体的：所述主开关管的漏极连接电压输入端的正极，以接入开关变换器的输入电压Vin，主开关管的源极、辅开关管的漏极和谐振电容的正极相连接，谐振电容的负极、二极管的阳极和变压器的原边绕组同名端相连接，二极管的阴极连接钳位开关管的漏极连接，辅开关管的源极、钳位开关管的源极和变压器的原边绕组异名端相连接后接原边地端，变压器的副边绕组异名端连接整流二极管的阳极，整流二极管的阴极连接输出电容的正极后用于输出不对称半桥反激变换器的输出电压，变压器的副边绕组同名端和输出电容的负极接副边地端。

所述控制器产生用于控制不对称半桥反激变换器工作的脉冲宽度调制信号，包括：主管驱动信号、辅管驱动信号和钳位管驱动信号，分别输入所述主开关管的栅极、辅开关管的栅极和钳位开关管的栅极；

其特征在于：

在所述开关变换器工作于钳位不对称半桥反激模式(简称：CAHBF模式)时：

所述控制器配置有负向电流I_nset＝K*Vin+B，Vin表示开关变换器的输入电压，K和B均为预设的配置参数，且负向电流I_nset随输入电压Vin升高而负向增大，以保证不同输入电压Vin下均能较好的实现主开关管的零电压开通(ZVS)；其中，对在特定系统应用下的开关变换器而言，配置参数K和配置参数B均为固定值；负向增大表示：负向电流I_nset为负值，且负向电流I_nset的绝对值随输入电压Vin升高而增大。

并且，所述控制器检测所述不对称半桥反激变换器的工作参数，以获得所述变压器的去磁电流过零时刻(例如图5中的t2’时刻)，并按以下公式一计算得到关断延时时间Td，由此将所述辅管驱动信号的下降沿(也即辅开关管的关断时刻)控制为：所述去磁电流过零时刻经过延迟所述关断延时时间Td后的时刻(例如图5中的t2’+Td＝t3时刻)；以使得：在本发明的开关变换器的工作过程中，从所述辅开关管的关断时刻至所述主开关管的导通时刻(例如图5中的t3时刻至t5时刻)，所述变压器的励磁电流I_Lm被控制为所述负向电流I_nset，由此实现主开关管的零电压开通(ZVS)；

式中，T2为从去磁开始时间到所述去磁电流过零时刻的去磁时间(例如图5中的t1时刻到t2’时刻的时间)，Ip为所述变压器的励磁电流峰值(也即图5中励磁电流I_Lm的峰值)，所述去磁开始时刻为所述变压器的励磁电流达到励磁电流峰值Ip的时刻。

其中，参见图5，在所述开关变换器工作于钳位不对称半桥反激模式(即CAHBF模式)时，所述控制器所产生的脉冲宽度调制信号，同时满足以下条件：条件一、在开关变换器的上电时刻，所述主管驱动信号、辅管驱动信号和钳位管驱动信号分别为高电平、低电平和低电平；条件二、钳位管驱动信号与所述主管驱动信号为互补信号，所述辅管驱动信号和钳位管驱动信号的上升沿重合，所述辅管驱动信号的下降沿早于钳位管驱动信号的下降沿；条件三、所述主管驱动信号和钳位管驱动信号之间包含死区时间。例如：图5中，t1时刻为主管驱动信号的下降沿，t2时刻为辅管驱动信号和钳位管驱动信号的上升沿，t3时刻为辅管驱动信号下降沿，t4时刻为钳位管驱动信号的下降沿，t5时刻为主管驱动信号的上升沿，辅开关管的下降沿时刻t3在t2时刻至t4时刻之间，最大关断至t4时刻，t1时刻至t2时刻为主开关管关断到辅开关管和钳位开关管开通的死区时间，t4时刻至t5时刻为钳位开关管关断到主开关管开通的死区时间。

其中，所述控制器可以是任何满足以上描述，也即任何能够产生图5所示主管驱动信号、辅管驱动信号和钳位管驱动信号该三个驱动信号波形的控制装置。

如图4至图6所示，工作于钳位不对称半桥反激模式(即CAHBF模式)时，本发明的开关变换器的工作原理如下：

本发明的开关变换器在图3中示出的不对称半桥反激变换器，能够等效为图4所示的等效电路，等效关系为：主开关管Q1等效为理想开关即主开关S1并联二极管D1和谐振电容C1，辅开关管Q2等效为理想开关即辅开关S2并联二极管D2和谐振电容C2，主开关管Q1与辅开关管Q2的等效模型串联在电压输入端的正极+Vin和负极-Vin之间，串联的中点SW和谐振电容的正极连接，变压器Tr等效为一个理想变压器和漏感Lr的串联，并和励磁电感Lm并联。二极管D3和钳位开关管Q3组成的单向钳位网络等效为开关Sow的一端和谐振电容的负极与漏感Lr的正极连接，另一端和励磁电感Lm的负极与电压输入端的负极-Vin相连。二极管D的阳极与变压器的副边绕组异名端连接，二极管D的阴极与输出电容Co的正极+Vo连接；输出电容Co与负载R_L并联，输出电容Co的负极-Vo与变压器的副边绕组连接。

参见图3至图5，在CAHBF模式下，所述本发明的开关变换器在每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关零电压开通阶段。每个循环周期的工作原理如下：

励磁阶段：从t0时刻起至t1时刻止，控制主开关S1导通，输入电压Vin向谐振电容Cr、漏感Lr和励磁电感Lm充电，励磁电流I_Lm和谐振电感电流I_Lr线性上升，即输入电压Vin给变压器Tr励磁，该阶段驱动信号Vgs2和Vgs3为低电平，辅开关S2和开关Sow关断；

辅开关零电压开通阶段：从t1时刻起至t2时刻止，控制主开关S1关断，谐振电容C1、谐振电容C2、漏感Lr和励磁电感Lm形成串联谐振，谐振电感电流I_Lr给谐振电容C1充电、谐振电容C2放电，使得谐振电容C1两端的电压VC1上升、谐振电容C2两端的电压VC2下降，至谐振电容C2放电完毕，谐振电容C2两端的电压VC2降为零，二极管D2自然导通，谐振电感电流I_Lr流过二极管D2，t2时刻，控制辅开关S2导通，辅开关S2实现零电压开通。此阶段驱动信号Vgs3仍然为低电平，开关Sow关断；

去磁阶段：从t2时刻起至t3时刻止，控制辅开关S2导通，主开关管S1继续关断，整流开关D导通，整流开关D的电流12增加，励磁电感Lm两端的电压被钳位，电压上负下正，励磁电流I_Lm线性减小，变压器Tr去磁，t3时刻，励磁电流I_Lm达到设定值即负向电流I_nset时，控制辅开关S2关断。此阶段驱动信号Vgs3为高电平，开关Sow导通，开关Sow的开通时刻可以是t2时刻至t3时刻之间的任意时刻(即t2时刻至t3时刻之间开关Sow导通与关断均可)，由于开关Sow只允许电流从D3的阳极流到阴极，故去磁阶段中开关Sow中并没有电流流过；

电流钳位阶段：从t3时刻起至t4时刻止，t3时刻，辅开关S2关断，开关Sow继续导通，谐振电容C1、谐振电容C2、谐振电容Cr和漏感Lr形成串联谐振，谐振电感电流I_Lr为负，并迅速正向增大，给谐振电容C1放电、谐振电容C2充电，使得谐振电容C1两端的电压VC1下降、谐振电容C2两端的电压VC2上升，至VC2上升与谐振电容Cr的电压VCr相同时，开关Sow阳极电压为零，励磁电流I_Lm和谐振电感电流I_Lr相等，整流开关D关断，励磁电流I_Lm(此阶段称为钳位电流)自然通过开关Sow阳极流向阴极，开关Sow保持钳位电流基本不变，至t4时刻，驱动信号Vgs3变为低电平，开关Sow关断；

主开关零电压开通阶段：从t4时刻起至t5时刻止，t4时刻开关Sow关断，主开关管S1和辅开关S2保持关断状态，开关Sow保持的钳位电流被释放，并给谐振电容C1继续放电、给谐振电容C2继续充电，谐振电容C1两端的电压VC1继续下降，谐振电容C2两端电压VC2继续上升，至谐振电容C1两端电压下降到零，钳位电流开始流过二极管D1，t5时刻，驱动信号Vgs1变为高电平，主开关管S1导通，主开关管S1实现零电压开通。

从而，本发明在采用不对称半桥反激变换器的基础上，通过根据开关变换器的输入电压Vin配置负向电流I_nset，并检测变压器的去磁电流过零时刻，计算得到关断延时时间Td，由此对辅管驱动信号的下降沿进行控制，将辅开关管的关断时刻控制为去磁电流过零时刻经过延迟关断延时时间Td后的时刻，以使得：在开关变换器的工作过程中，从辅开关管的关断时刻至主开关管的导通时刻，变压器的励磁电流I_Lm被控制为负向电流I_nset，以实现主开关管的零电压开通(ZVS)；因此，本发明能够降低主开关管零电压开通(ZVS)控制的实现难度，并且，本发明实现主开关管零电压开通(ZVS)时无需增加高压采样电阻，不会产生较大的采样损耗，在开关变换器用于ACDC应用时，能够满足小功率应用场合时小体积、低成本、低功耗的要求。

优选的：获得所述去磁电流过零时刻(例如图5中的t2’时刻)的方式为：

所述控制器检测的工作参数包括：所述变压器的励磁电流、所述变压器的励磁电压和去磁电压；

由于当主开关管导通时，变压器处于励磁状态，励磁电流由负逐渐上升变大，因此，所述控制器将所述励磁电流的峰值记为励磁电流峰值Ip，将所述励磁电流从零上升到励磁电流峰值Ip的时间记为励磁时间T1，并将所述变压器在励磁时间T1内的第t时刻的励磁电压记为Vp(t)，以按公式二计算所述变压器在励磁时间T1内的励磁伏秒数Vp*T1：

式中，Vp(t)＝Vin(t)-V_Cr(t)，Vin(t)表示所述输入电压Vin在励磁时间T1内的第t时刻的电压值，V_Cr(t)表示所述谐振电容的负极在励磁时间T1内的第t时刻的电压值；

由于当主开关管关断时，变压器处于去磁状态，励磁电流由励磁电流峰值Ip逐渐下降变小，因此，所述控制器将从励磁电流峰值Ip开始下降时励磁电流记为去磁电流，将所述变压器从去磁开始时刻(例如图5中的t1时刻)开始后的第t’时刻的去磁电压记为Vn(t’)，以持续按公式三计算所述变压器从去磁开始时刻(例如图5中的t1时刻)开始后的ΔT时间内的去磁伏秒数Vn*ΔT：

式中，Vn(t’)＝V_Cr(t’)，V_Cr(t’)表示所述谐振电容的负极从去磁开始时刻(例如图5中的t2时刻)开始后的第t’时刻的电压值；

基于变压器励磁电感在每个开关周期满足伏秒平衡的原理，所述控制器判断所述去磁伏秒数Vn*ΔT与励磁伏秒数Vp*T1是否相等，以将该两者相等的时刻判定为所述去磁电流过零时刻，也即所述去磁电流下降到零的时刻(例如图5中的t2’时刻)，并据此计算得出从所述去磁开始时刻到去磁电流过零时刻的时间T2(例如图5中的t1时刻到t2’时刻的时间)。

从而，本发明通过按公式二计算变压器在励磁时间T1内的励磁伏秒数Vp*T1，持续按公式三计算变压器从去磁开始时刻开始后的ΔT时间内的去磁伏秒数Vn*ΔT，并持续判断两者是否相等，以快速确定去磁电流过零时刻，具有去磁电流过零时刻的检测效率高、实时可靠的优点。

其中，所述变压器的励磁电压和去磁电压的检测可以有多种方式，包括但不限于以下方式：

方式一、在变压器的原边侧绕组直接采样或经分压电阻降低电压幅值后采样；

方式二、利用变压器的辅助绕组直接采样或经分压电阻降低电压幅值后采样；

方式三、在变压器的幅边侧绕组直接采样或经分压电阻降低电压幅值后采样。

其中，所述励磁伏秒数的计算、去磁伏秒数的计算以及关断延时Td的计算，可以有多种手段去实现，包括但不限与以下方式：

其一，采用模拟电路方案，将励磁电压和去磁电压利用电压控制电流源，分别转换电压信号为两路电流信号，再用该两路电流信号分别给两个相同容值的电容充电，以分别进行励磁伏秒数和去磁伏秒数的计算；

其二，采用数字电路实现手段，如单片机，将励磁电压和去磁电压、励磁时间、去磁时间、进行采样、存储、计算。

优选的：所述配置参数K和配置参数B的配置方式为：

对在特定系统应用下的所述开关变换器，进行不同输入电压Vin的实测试验，以测定出：每一个输入电压Vin对应的能够同时满足效率条件和零电压开通条件的负向电流I_nset，以通过测定得到的数据，根据I_nset＝K*Vin+B该计算式拟合得到：所述开关变换器在所述特定系统应用下的配置参数K和配置参数B的取值；其中，所述效率条件为所述开关变换器的工作效率在预设的效率阈值以上，所述零电压开通条件为所述主开关管在所述开关变换器的工作过程中能够实现零电压开通(ZVS)。

从而，本发明针对在特定系统应用下的开关变换器，进行不同输入电压Vin的实测试验，以对应每一个输入电压Vin测得能够同时满足效率条件和零电压开通条件的负向电流I_nset，并通过测定得到的数据拟合出配置参数K和配置参数B的取值，能够避免负向电流I_nset偏大造成开关变换器效率下降、偏小造成主开关管无法实现零电压开通(ZVS)的问题。

作为本发明的优选实施方式：所述控制器包括输出电压隔离采样单元、脉冲宽度控制单元、补偿参数配置单元和ZVS控制单元；

所述输出电压隔离采样单元的两个输入端分别连接所述输出电容的两端，输出电压隔离采样单元的输出端连接脉冲宽度控制单元的控制输入端，脉冲宽度控制单元的接地端GND接地，所述脉冲宽度控制单元通过输出电压隔离采样单元对所述不对称半桥反激变换器的输出电压进行隔离采样，以产生所述主管驱动信号、辅管驱动信号和钳位管驱动信号，分别通过脉冲宽度控制单元的主管驱动信号输出端G_Q1、辅管驱动信号输出端G_Q2和钳位管驱动信号输出端G_Q3输出；

并且，所述补偿参数配置单元能够分别在预设的参数调节范围内对配置参数K和配置参数B进行调节，补偿参数配置单元的输入端连接所述主开关管的漏极，以检测所述开关变换器的输入电压Vin，补偿参数配置单元的输出端向所述ZVS控制单元的负向电流参数输入端输出包含所述负向电流I_nset＝K*Vin+B的补偿参数配置信号；

所述辅开关管的源极、钳位开关管的源极和变压器的原边绕组异名端相连接后通过电流采样电阻接原边地端；所述ZVS控制单元的电流采样输入端连接所述辅开关管的源极，ZVS控制单元的电压采样输入端连接所述变压器的原边绕组同名端，ZVS控制单元的输出端向所述脉冲宽度控制单元的辅开关管关断控制输入端输出所述去磁电流过零时刻和关断延时时间Td，所述脉冲宽度控制单元据此将所述辅管驱动信号的下降沿控制为：所述去磁电流过零时刻经过延迟所述关断延时时间Td后的时刻。

其中，参见图3，Vsw和Vaux分别表示谐振电容的正极电压和负极电压；在主开关管导通时，谐振电容的负极电压Vaux即为所述变压器的励磁电压；在辅开关管导通时，谐振电容的负极电压Vaux即为所述变压器的去磁电压。

从而，本发明采用输出电压隔离采样单元、脉冲宽度控制单元、补偿参数配置单元和ZVS控制单元组成不对称半桥反激变换器的控制器，补偿参数配置单元能够分别在预设的参数调节范围内对配置参数K和配置参数B进行调节，因此，本发明的开关变换器能够实现针对不同系统应用下的负向电流I_nset灵活配置，以保证不同系统应用下均能较好的实现主开关管的零电压开通(ZVS)。

优选的：所述控制器还包括模式判断单元；

所述模式判断单元的输入端检测所述开关变换器的负载电流，并在所述负载电流小于预设负载电流阈值时，判断所述开关变换器处于轻载状态，否则判断所述开关变换器处于重载状态；

所述模式判断单元的输出端连接所述脉冲宽度控制单元的模式控制端，在所述模式判断单元向脉冲宽度控制单元输出开关变换器处于轻载状态的判断结果时，所述脉冲宽度控制单元控制所述开关变换器工作于所述钳位不对称半桥反激模式(也即CAHBF模式)；在所述模式判断单元向脉冲宽度控制单元输出开关变换器处于重载状态的判断结果时，所述脉冲宽度控制单元控制所述开关变换器工作于不对称半桥反激模式(简称：AHBF模式)。

从而，本发明的开关变换器能够实现宽负载范围系统效率优化。

其中，所述开关变换器工作于AHBF模式，也即不对称半桥反激变换器工作于AHBF模式的控制方式和工作原理，以公开在申请号为201911352361.1的中国专利《开关电源装置》中，在此不再详细描述，仅简单说明AHBF模式和本发明的CAHBF模式的不同，具体如下：

变换器工作于AHBF模式时，在一个开关循环周期中，钳位开关管始终处于关断状态，主开关管和辅开关管互补工作，每个循环周期包含四个阶段：励磁阶段、辅开关零电压开通阶段、去磁阶段、主开关零电压开通阶段。

其中，励磁阶段、辅开关零电压开通阶段的工作原理与上述CAHBF模式的励磁阶段、辅开关零电压开通阶段工作原理相同，再此不再叙述。AHBF模式的去磁阶段和主开关零电压开通阶段工作原理如下：

去磁阶段：保持辅开关S2导通，主开关管S1关断，整流开关D导通，整流开关D的电流12增加，励磁电感Lm两端的电压被钳位，电压上负下正，励磁电流ILm线性减小，变压器去磁，当励磁电流达到设定值时，控制辅开关S2关断。此阶段驱动信号Vgs3为低电平，开关Sow关断。

主开关零电压开通阶段：主开关管S1和辅开关S2保持关断状态，谐振电容C1、谐振电容C2、谐振电容Cr和漏感Lr形成串联谐振，谐振电感电流ILr为负，并迅速正向增大，给谐振电容C1放电、谐振电容C2充电，使得谐振电容C1两端的电压VC1下降、谐振电容C2两端的电压VC2上升，至VC2上升与VCr电压相同时，励磁电流ILm和谐振电感电流ILr相等，整流开关D关断，励磁电流ILm和谐振电感电流ILr被释放，并给谐振电容C1继续放电、给谐振电容C2继续充电，谐振电容C1两端的电压VC1继续下降，谐振电容C2两端电压VC2继续上升，至谐振电容C1两端电压下降到零，谐振电感电流ILr开始流过二极管D1，此时控制主开关管S1导通，主开关管S1实现零电压开通。

本发明所要解决的技术问题之二是：提供一种开关变换器的控制方法，以解决现有的开关电源装置在实现主开关管Q1零电压开通时，需要在开关检测单元ZE中采用高压采样电阻来检测主开关管Q1实现软开关的程度，导致在开关电源装置用于ACDC应用时，难以满足小功率应用场合时小体积、低成本、低功耗要求的问题。

解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案如下：

一种开关变换器的控制方法，适用于采用不对称半桥反激变换器的开关变换器；

参见图3，所述不对称半桥反激变换器包含主开关管、辅开关管、谐振电容、变压器、整流二极管、输出电容，以及由二极管和钳位开关管组成的单向钳位网络；

具体的：所述主开关管的漏极连接电压输入端的正极，以接入开关变换器的输入电压Vin，主开关管的源极、辅开关管的漏极和谐振电容的正极相连接，谐振电容的负极、二极管的阳极和变压器的原边绕组同名端相连接，二极管的阴极连接钳位开关管的漏极连接，辅开关管的源极、钳位开关管的源极和变压器的原边绕组异名端相连接后接原边地端，变压器的副边绕组异名端连接整流二极管的阳极，整流二极管的阴极连接输出电容的正极后用于输出不对称半桥反激变换器的输出电压，变压器的副边绕组同名端和输出电容的负极接副边地端。

所述不对称半桥反激变换器受脉冲宽度调制信号控制工作，所述脉冲宽度调制信号包括：主管驱动信号、辅管驱动信号和钳位管驱动信号，分别输入所述主开关管的栅极、辅开关管的栅极和钳位开关管的栅极；

其特征在于：

在所述开关变换器工作于钳位不对称半桥反激模式(简称：CAHBF模式)时，所述控制方法包括：

负向电流配置步骤：检测所述开关变换器的输入电压Vin，据此配置负向电流I_nset＝K*Vin+B，K和B均为预设的配置参数，且负向电流I_nset随输入电压Vin升高而负向增大，以保证不同输入电压Vin下均能较好的实现主开关管的零电压开通(ZVS)；其中，对在特定系统应用下的开关变换器而言，配置参数K和配置参数B均为固定值；负向增大表示：负向电流I_nset为负值，且负向电流I_nset的绝对值随输入电压Vin升高而增大。

去磁电流过零时刻检测步骤：检测所述不对称半桥反激变换器的工作参数，以获得所述变压器的去磁电流过零时刻(例如图5中的t2’时刻)；

关断延时时间计算步骤：按以下公式一计算得到关断延时时间Td：

式中，T2为从去磁开始时刻到所述去磁电流过零时刻的去磁时间(例如图5中的t1时刻到t2’时刻的时间)，Ip为所述变压器的励磁电流峰值(也即图5中励磁电流I_Lm的峰值)，所述去磁开始时刻为所述变压器的励磁电流达到励磁电流峰值Ip的时刻；

辅开关管关断控制步骤：将所述辅管驱动信号的下降沿(也即辅开关管的关断时刻)控制为：所述去磁电流过零时刻经过延迟所述关断延时时间Td后的时刻(例如图5中的t2’+Td＝t3时刻)；以使得：在本发明的开关变换器的工作过程中，从所述辅开关管的关断时刻至所述主开关管的导通时刻(例如图5中的t3时刻至t5时刻)，所述变压器的励磁电流I_Lm被控制为所述负向电流I_nset，由此实现主开关管的零电压开通(ZVS)。

其中，参见图5，在所述开关变换器工作于钳位不对称半桥反激模式(即CAHBF模式)时，控制所述不对称半桥反激变换器工作的脉冲宽度调制信号，同时满足以下条件：条件一、在开关变换器的上电时刻，所述主管驱动信号(Vgs1)、辅管驱动信号(Vgs2)和钳位管驱动信号(Vgs3)分别为高电平、低电平和低电平；条件二、钳位管驱动信号(Vgs3)与所述主管驱动信号(Vgs1)为互补信号，所述辅管驱动信号(Vgs2)和钳位管驱动信号(Vgs3)的上升沿重合，所述辅管驱动信号(Vgs2)的下降沿早于钳位管驱动信号(Vgs3)的下降沿；条件三、所述主管驱动信号(Vgs1)和钳位管驱动信号(Vgs3)之间包含死区时间。例如：图5中，t1时刻为主管驱动信号的下降沿，t2时刻为辅管驱动信号和钳位管驱动信号的上升沿，t3时刻为辅管驱动信号下降沿，t4时刻为钳位管驱动信号的下降沿，t5时刻为主管驱动信号的上升沿，辅开关管的下降沿时刻t3在t2时刻至t4时刻之间，最大关断至t4时刻，t1时刻至t2时刻为主开关管关断到辅开关管和钳位开关管开通的死区时间，t4时刻至t5时刻为钳位开关管关断到主开关管开通的死区时间。

本发明开关变换器的控制方法，与实施例一所述开关变换器的工作原理相同，在此不再赘述。

从而，本发明在采用不对称半桥反激变换器的基础上，通过根据开关变换器的输入电压Vin配置负向电流I_nset，并检测变压器的去磁电流过零时刻，计算得到关断延时时间Td，由此对辅管驱动信号的下降沿进行控制，将辅开关管的关断时刻控制为去磁电流过零时刻经过延迟关断延时时间Td后的时刻，以使得：在开关变换器的工作过程中，从辅开关管的关断时刻至主开关管的导通时刻，变压器的励磁电流I_Lm被控制为负向电流I_nset，以实现主开关管的零电压开通(ZVS)；因此，本发明能够降低主开关管零电压开通(ZVS)控制的实现难度，并且，本发明实现主开关管零电压开通(ZVS)时无需增加高压采样电阻，不会产生较大的采样损耗，在开关变换器用于ACDC应用时，能够满足小功率应用场合时小体积、低成本、低功耗的要求。

优选的：所述去磁电流过零时刻检测步骤，包括：

工作参数检测步骤：检测所述不对称半桥反激变换器的工作参数，包括：所述变压器的励磁电流、所述变压器的励磁电压和去磁电压；

励磁伏秒数计算步骤：由于当主开关管导通时，变压器处于励磁状态，励磁电流由负逐渐上升变大，因此，将所述励磁电流的峰值记为励磁电流峰值Ip，将所述励磁电流从零上升到励磁电流峰值Ip的时间记为励磁时间T1，并将所述变压器在励磁时间T1内的第t时刻的励磁电压记为Vp(t)，以按公式二计算所述变压器在励磁时间T1内的励磁伏秒数Vp*T1：

式中，Vp(t)＝Vin(t)-V_Cr(t)，Vin(t)表示所述输入电压Vin在励磁时间T1内的第t时刻的电压值，V_Cr(t)表示所述谐振电容的负极在励磁时间T1内的第t时刻的电压值；

去磁伏秒数计算步骤：由于当主开关管关断时，变压器处于去磁状态，励磁电流由励磁电流峰值Ip逐渐下降变小，因此，将从励磁电流峰值Ip开始下降时励磁电流记为去磁电流，将所述变压器从去磁开始时刻(例如图5中的t1时刻)开始后的第t’时刻的去磁电压记为Vn(t’)，以持续按公式三计算所述变压器从去磁开始时刻(例如图5中的t1时刻)开始后的ΔT时间内的去磁伏秒数Vn*ΔT：

式中，Vn(t’)＝V_Cr(t’)，V_Cr(t’)表示所述谐振电容的负极从去磁开始时刻(例如图5中的t2时刻)开始后的第t’时刻的电压值；

去磁电流过零时刻判定步骤：基于变压器励磁电感在每个开关周期满足伏秒平衡的原理，判断所述去磁伏秒数Vn*ΔT与励磁伏秒数Vp*T1是否相等，以将该两者相等的时刻判定为所述去磁电流过零时刻，也即所述去磁电流下降到零的时刻(例如图5中的t2’时刻)，并据此计算得出从所述去磁开始时刻到去磁电流过零时刻的时间T2(例如图5中的t1时刻到t2’时刻的时间)。

从而，本发明通过按公式二计算变压器在励磁时间T1内的励磁伏秒数Vp*T1，持续按公式三计算变压器从去磁开始时刻开始后的ΔT时间内的去磁伏秒数Vn*ΔT，并持续判断两者是否相等，以快速确定去磁电流过零时刻，具有去磁电流过零时刻的检测效率高、实时可靠的优点。

优选的：所述配置参数K和配置参数B的配置方式为：

对在特定系统应用下的所述开关变换器，进行不同输入电压Vin的实测试验，以测定出：每一个输入电压Vin对应的能够同时满足效率条件和零电压开通条件的负向电流I_nset，以通过测定得到的数据，根据I_nset＝K*Vin+B该计算式拟合得到：所述开关变换器在所述特定系统应用下的配置参数K和配置参数B的取值；其中，所述效率条件为所述开关变换器的工作效率在预设的效率阈值以上，所述零电压开通条件为所述主开关管在所述开关变换器的工作过程中能够实现零电压开通(ZVS)。

从而，本发明针对在特定系统应用下的开关变换器，进行不同输入电压Vin的实测试验，以对应每一个输入电压Vin测得能够同时满足效率条件和零电压开通条件的负向电流I_nset，并通过测定得到的数据拟合出配置参数K和配置参数B的取值，能够避免负向电流I_nset偏大造成开关变换器效率下降、偏小造成主开关管无法实现零电压开通(ZVS)的问题。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

第一，本发明在采用不对称半桥反激变换器的基础上，通过根据开关变换器的输入电压Vin配置负向电流I_nset，并检测变压器的去磁电流过零时刻，计算得到关断延时时间Td，由此对辅管驱动信号的下降沿进行控制，将辅开关管的关断时刻控制为去磁电流过零时刻经过延迟关断延时时间Td后的时刻，以使得：在开关变换器的工作过程中，从辅开关管的关断时刻至主开关管的导通时刻，变压器的励磁电流I_Lm被控制为负向电流I_nset，以实现主开关管的零电压开通(ZVS)；因此，本发明能够降低主开关管零电压开通(ZVS)控制的实现难度，并且，本发明实现主开关管零电压开通(ZVS)时无需增加高压采样电阻，不会产生较大的采样损耗，在开关变换器用于ACDC应用时，能够满足小功率应用场合时小体积、低成本、低功耗的要求。

第二，本发明通过按公式二计算变压器在励磁时间T1内的励磁伏秒数Vp*T1，持续按公式三计算变压器从去磁开始时刻开始后的ΔT时间内的去磁伏秒数Vn*ΔT，并持续判断两者是否相等，以快速确定去磁电流过零时刻，具有去磁电流过零时刻的检测效率高、实时可靠的优点。

第三，本发明针对在特定系统应用下的开关变换器，进行不同输入电压Vin的实测试验，以对应每一个输入电压Vin测得能够同时满足效率条件和零电压开通条件的负向电流I_nset，并通过测定得到的数据拟合出配置参数K和配置参数B的取值，能够避免负向电流I_nset偏大造成开关变换器效率下降、偏小造成主开关管无法实现零电压开通(ZVS)的问题。

第四，本发明采用输出电压隔离采样单元、脉冲宽度控制单元、补偿参数配置单元和ZVS控制单元组成不对称半桥反激变换器的控制器，补偿参数配置单元能够分别在预设的参数调节范围内对配置参数K和配置参数B进行调节，因此，本发明的开关变换器能够实现针对不同系统应用下的负向电流I_nset灵活配置，以保证不同系统应用下均能较好的实现主开关管的零电压开通(ZVS)。

附图说明

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明：

图1为申请号为201911352361.1的中国专利中所公开的钳位不对称半桥反激变换器的电路图；

图2为申请号为202010966503.X的中国专利中所公开的开关电源装置的电路示意图；

图3为本发明的开关变换器的一种实施例的电路示意图；

图4为本发明中不对称半桥反激变换器的等效电路原理图；

图5为本发明的开关变换器工作于CAHBF模式时的典型工作波形图；

图6为本发明的开关变换器工作于CAHBF模式时的负向电流控制波形示意图。

具体实施方式

下面结合实施例及其附图对本发明进行详细说明，以帮助本领域的技术人员更好的理解本发明的发明构思，但本发明权利要求的保护范围不限于下述实施例，对本领域的技术人员来说，在不脱离本发明之发明构思的前提下，没有做出创造性劳动所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。

实施例一

如图3和图5所示，本发明公开的是一种开关变换器，包括不对称半桥反激变换器和控制器；

参见图3，所述不对称半桥反激变换器包含主开关管Q1、辅开关管Q2、谐振电容Cr、变压器Tr、整流二极管D、输出电容Co，以及由二极管D3和钳位开关管Q3组成的单向钳位网络；

具体的：所述主开关管Q1的漏极连接电压输入端的正极，以接入开关变换器的输入电压Vin，主开关管Q1的源极、辅开关管Q2的漏极和谐振电容Cr的正极相连接，谐振电容Cr的负极、二极管D3的阳极和变压器Tr的原边绕组同名端相连接，二极管D3的阴极连接钳位开关管Q3的漏极连接，辅开关管Q2的源极、钳位开关管Q3的源极和变压器Tr的原边绕组异名端相连接后接原边地端，变压器Tr的副边绕组异名端连接整流二极管D的阳极，整流二极管D的阴极连接输出电容Co的正极后用于输出不对称半桥反激变换器的输出电压Vout，变压器Tr的副边绕组同名端和输出电容Co的负极接副边地端。

所述控制器产生用于控制不对称半桥反激变换器工作的脉冲宽度调制信号，包括：主管驱动信号Vgs1、辅管驱动信号Vgs2和钳位管驱动信号Vgs3，分别输入所述主开关管Q1的栅极、辅开关管Q2的栅极和钳位开关管Q3的栅极；

在所述开关变换器工作于钳位不对称半桥反激模式(简称：CAHBF模式)时：

所述控制器配置有负向电流I_nset＝K*Vin+B，Vin表示开关变换器的输入电压，K和B均为预设的配置参数，且负向电流I_nset随输入电压Vin升高而负向增大，以保证不同输入电压Vin下均能较好的实现主开关管Q1的零电压开通(ZVS)；其中，对在特定系统应用下的开关变换器而言，配置参数K和配置参数B均为固定值；负向增大表示：负向电流I_nset为负值，且负向电流I_nset的绝对值随输入电压Vin升高而增大。

并且，所述控制器检测所述不对称半桥反激变换器的工作参数，以获得所述变压器Tr的去磁电流过零时刻(例如图5中的t2’时刻)，并按以下公式一计算得到关断延时时间Td，由此将所述辅管驱动信号Vgs2的下降沿(也即辅开关管Q2的关断时刻)控制为：所述去磁电流过零时刻经过延迟所述关断延时时间Td后的时刻(例如图5中的t2’+Td＝t3时刻)；以使得：在本发明的开关变换器的工作过程中，从所述辅开关管Q2的关断时刻至所述主开关管Q1的导通时刻(例如图5中的t3时刻至t5时刻)，所述变压器Tr的励磁电流I_Lm被控制为所述负向电流I_nset，由此实现主开关管Q1的零电压开通(ZVS)；

式中，T2为从去磁开始时刻到所述去磁电流过零时刻的去磁时间(例如图5中的t1时刻到t2’时刻的时间)，Ip为所述变压器Tr的励磁电流峰值(也即图5中励磁电流I_Lm的峰值)，所述去磁开始时刻为所述变压器Tr的励磁电流达到励磁电流峰值Ip的时刻。

其中，参见图5，在所述开关变换器工作于钳位不对称半桥反激模式(即CAHBF模式)时，所述控制器所产生的脉冲宽度调制信号，同时满足以下条件：条件一、在开关变换器的上电时刻，所述主管驱动信号(Vgs1)、辅管驱动信号(Vgs2)和钳位管驱动信号(Vgs3)分别为高电平、低电平和低电平；条件二、钳位管驱动信号(Vgs3)与所述主管驱动信号(Vgs1)为互补信号，所述辅管驱动信号(Vgs2)和钳位管驱动信号(Vgs3)的上升沿重合，所述辅管驱动信号(Vgs2)的下降沿早于钳位管驱动信号(Vgs3)的下降沿；条件三、所述主管驱动信号(Vgs1)和钳位管驱动信号(Vgs3)之间包含死区时间。例如：图5中，t1时刻为主管驱动信号的下降沿，t2时刻为辅管驱动信号和钳位管驱动信号的上升沿，t3时刻为辅管驱动信号下降沿，t4时刻为钳位管驱动信号的下降沿，t5时刻为主管驱动信号的上升沿，辅开关管的下降沿时刻t3在t2时刻至t4时刻之间，最大关断至t4时刻，t1时刻至t2时刻为主开关管关断到辅开关管和钳位开关管开通的死区时间，t4时刻至t5时刻为钳位开关管关断到主开关管开通的死区时间。

其中，所述控制器可以是任何满足以上描述，也即任何能够产生图5所示主管驱动信号Vgs1、辅管驱动信号Vgs2和钳位管驱动信号Vgs3该三个驱动信号波形的控制装置。

如图4至图6所示，工作于钳位不对称半桥反激模式(即CAHBF模式)时，本发明的开关变换器的工作原理如下：

本发明的开关变换器在图3中示出的不对称半桥反激变换器，能够等效为图4所示的等效电路，等效关系为：主开关管Q1等效为理想开关即主开关S1并联二极管D1和谐振电容C1，辅开关管Q2等效为理想开关即辅开关S2并联二极管D2和谐振电容C2，主开关管Q1与辅开关管Q2的等效模型串联在电压输入端的正极+Vin和负极-Vin之间，串联的中点SW和谐振电容Cr的正极连接，变压器Tr等效为一个理想变压器T和漏感Lr的串联，并和励磁电感Lm并联。二极管D3和钳位开关管Q3组成的单向钳位网络等效为开关Sow的一端和谐振电容Cr的负极与漏感Lr的正极连接，另一端和励磁电感Lm的负极与电压输入端的负极-Vin相连。二极管D的阳极与变压器T的副边绕组异名端连接，二极管D的阴极与输出电容Co的正极+Vo连接；输出电容Co与负载R_L并联，输出电容Co的负极-Vo与变压器T的副边绕组连接。

参见图3至图5，在CAHBF模式下，所述本发明的开关变换器在每个循环周期包含五个阶段：励磁阶段，辅开关零电压开通阶段，去磁阶段，电流钳位阶段，主开关零电压开通阶段。每个循环周期的工作原理如下：

励磁阶段：从t0时刻起至t1时刻止，控制主开关S1导通，输入电压Vin向谐振电容Cr、漏感Lr和励磁电感Lm充电，励磁电流I_Lm和谐振电感电流I_Lr线性上升，即输入电压Vin给变压器Tr励磁，该阶段驱动信号Vgs2和Vgs3为低电平，辅开关S2和开关Sow关断；

辅开关零电压开通阶段：从t1时刻起至t2时刻止，控制主开关S1关断，谐振电容C1、谐振电容C2、漏感Lr和励磁电感Lm形成串联谐振，谐振电感电流I_Lr给谐振电容C1充电、谐振电容C2放电，使得谐振电容C1两端的电压VC1上升、谐振电容C2两端的电压VC2下降，至谐振电容C2放电完毕，谐振电容C2两端的电压VC2降为零，二极管D2自然导通，谐振电感电流I_Lr流过二极管D2，t2时刻，控制辅开关S2导通，辅开关S2实现零电压开通。此阶段驱动信号Vgs3仍然为低电平，开关Sow关断；

去磁阶段：从t2时刻起至t3时刻止，控制辅开关S2导通，主开关管S1继续关断，整流开关D导通，整流开关D的电流I2增加，励磁电感Lm两端的电压被钳位，电压上负下正，励磁电流I_Lm线性减小，变压器Tr去磁，t3时刻，励磁电流I_Lm达到设定值即负向电流I_nset时，控制辅开关S2关断。此阶段驱动信号Vgs3为高电平，开关Sow导通，开关Sow的开通时刻可以是t2时刻至t3时刻之间的任意时刻(即t2时刻至t3时刻之间开关Sow导通与关断均可)，由于开关Sow只允许电流从D3的阳极流到阴极，故去磁阶段中开关Sow中并没有电流流过；

电流钳位阶段：从t3时刻起至t4时刻止，t3时刻，辅开关S2关断，开关Sow继续导通，谐振电容C1、谐振电容C2、谐振电容Cr和漏感Lr形成串联谐振，谐振电感电流I_Lr为负，并迅速正向增大，给谐振电容C1放电、谐振电容C2充电，使得谐振电容C1两端的电压VC1下降、谐振电容C2两端的电压VC2上升，至VC2上升与谐振电容Cr的电压VCr相同时，开关Sow阳极电压为零，励磁电流I_Lm和谐振电感电流I_Lr相等，整流开关D关断，励磁电流I_Lm(此阶段称为钳位电流)自然通过开关Sow阳极流向阴极，开关Sow保持钳位电流基本不变，至t4时刻，驱动信号Vgs3变为低电平，开关Sow关断；

主开关零电压开通阶段：从t4时刻起至t5时刻止，t4时刻开关Sow关断，主开关管S1和辅开关S2保持关断状态，开关Sow保持的钳位电流被释放，并给谐振电容C1继续放电、给谐振电容C2继续充电，谐振电容C1两端的电压VC1继续下降，谐振电容C2两端电压VC2继续上升，至谐振电容C1两端电压下降到零，钳位电流开始流过二极管D1，t5时刻，驱动信号Vgs1变为高电平，主开关管S1导通，主开关管S1实现零电压开通。

从而，本发明在采用不对称半桥反激变换器的基础上，通过根据开关变换器的输入电压Vin配置负向电流I_nset，并检测变压器Tr的去磁电流过零时刻，计算得到关断延时时间Td，由此对辅管驱动信号Vgs2的下降沿进行控制，将辅开关管Q2的关断时刻控制为去磁电流过零时刻经过延迟关断延时时间Td后的时刻，以使得：在开关变换器的工作过程中，从辅开关管Q2的关断时刻至主开关管Q1的导通时刻，变压器Tr的励磁电流I_Lm被控制为负向电流I_nset，以实现主开关管Q1的零电压开通(ZVS)；因此，本发明能够降低主开关管Q1零电压开通(ZVS)控制的实现难度，并且，本发明实现主开关管Q1零电压开通(ZVS)时无需增加高压采样电阻，不会产生较大的采样损耗，在开关变换器用于ACDC应用时，能够满足小功率应用场合时小体积、低成本、低功耗的要求。

以上为本实施例一的基本实施方式，可以在该基本实施方式的基础上做进一步的优化、改进和限定：

优选的：获得所述去磁电流过零时刻(例如图5中的t2’时刻)的方式为：

所述控制器检测的工作参数包括：所述变压器Tr的励磁电流I_Lm、所述变压器Tr的励磁电压和去磁电压；

由于当主开关管Q1导通时，变压器Tr处于励磁状态，励磁电流I_Lm由负逐渐上升变大，因此，所述控制器将所述励磁电流I_Lm的峰值记为励磁电流峰值Ip，将所述励磁电流I_Lm从零上升到励磁电流峰值Ip的时间记为励磁时间T1，并将所述变压器Tr在励磁时间T1内的第t时刻的励磁电压记为Vp(t)，以按公式二计算所述变压器Tr在励磁时间T1内的励磁伏秒数Vp*T1：

式中，Vp(t)＝Vin(t)-V_Cr(t)，Vin(t)表示所述输入电压Vin在励磁时间T1内的第t时刻的电压值，V_Cr(t)表示所述谐振电容Cr的负极在励磁时间T1内的第t时刻的电压值；

由于当主开关管Q1关断时，变压器Tr处于去磁状态，励磁电流I_Lm由励磁电流峰值Ip逐渐下降变小，因此，所述控制器将从励磁电流峰值Ip开始下降时励磁电流I_Lm记为去磁电流，将所述变压器Tr从去磁开始时刻(例如图5中的t1时刻)开始后的第t’时刻的去磁电压记为Vn(t’)，以持续按公式三计算所述变压器Tr从去磁开始时刻(例如图5中的t2时刻)开始后的ΔT时间内的去磁伏秒数Vn*ΔT：

式中，Vn(t’)＝V_Cr(t’)，V_Cr(t’)表示所述谐振电容Cr的负极从去磁开始时刻(例如图5中的t1时刻)开始后的第t’时刻的电压值；

基于变压器励磁电感在每个开关周期满足伏秒平衡的原理，所述控制器判断所述去磁伏秒数Vn*ΔT与励磁伏秒数Vp*T1是否相等，以将该两者相等的时刻判定为所述去磁电流过零时刻，也即所述去磁电流下降到零的时刻(例如图5中的t2’时刻)，并据此计算得出从所述去磁开始时刻到去磁电流过零时刻的时间T2(例如图5中的t1时刻到t2’时刻的时间)。

从而，本发明通过按公式二计算变压器Tr在励磁时间T1内的励磁伏秒数Vp*T1，持续按公式三计算变压器Tr从去磁开始时刻开始后的ΔT时间内的去磁伏秒数Vn*ΔT，并持续判断两者是否相等，以快速确定去磁电流过零时刻，具有去磁电流过零时刻的检测效率高、实时可靠的优点。

其中，所述变压器Tr的励磁电压和去磁电压的检测可以有多种方式，包括但不限于以下方式：

方式一、在变压器Tr的原边侧绕组直接采样或经分压电阻降低电压幅值后采样；

方式二、利用变压器Tr的辅助绕组直接采样或经分压电阻降低电压幅值后采样；

方式三、在变压器Tr的幅边侧绕组直接采样或经分压电阻降低电压幅值后采样。

其中，所述励磁伏秒数的计算、去磁伏秒数的计算以及关断延时Td的计算，可以有多种手段去实现，包括但不限与以下方式：

其一，采用模拟电路方案，将励磁电压和去磁电压利用电压控制电流源，分别转换电压信号为两路电流信号，再用该两路电流信号分别给两个相同容值的电容充电，以分别进行励磁伏秒数和去磁伏秒数的计算；

其二，采用数字电路实现手段，如单片机，将励磁电压和去磁电压、励磁时间、去磁时间、进行采样、存储、计算。

优选的：所述配置参数K和配置参数B的配置方式为：

对在特定系统应用下的所述开关变换器，进行不同输入电压Vin的实测试验，以测定出：每一个输入电压Vin对应的能够同时满足效率条件和零电压开通条件的负向电流I_nset，以通过测定得到的数据，根据I_nset＝K*Vin+B该计算式拟合得到：所述开关变换器在所述特定系统应用下的配置参数K和配置参数B的取值；其中，所述效率条件为所述开关变换器的工作效率在预设的效率阈值以上，所述零电压开通条件为所述主开关管Q1在所述开关变换器的工作过程中能够实现零电压开通(ZVS)。

从而，本发明针对在特定系统应用下的开关变换器，进行不同输入电压Vin的实测试验，以对应每一个输入电压Vin测得能够同时满足效率条件和零电压开通条件的负向电流I_nset，并通过测定得到的数据拟合出配置参数K和配置参数B的取值，能够避免负向电流I_nset偏大造成开关变换器效率下降、偏小造成主开关管Q1无法实现零电压开通(ZVS)的问题。

实施例二

在上述实施例一的基础上，本实施例二还采用了以下优选的实施方式：

所述控制器包括输出电压隔离采样单元、脉冲宽度控制单元、补偿参数配置单元和ZVS控制单元；

所述输出电压隔离采样单元的两个输入端V1和V2分别连接所述输出电容Co的两端，输出电压隔离采样单元的输出端V3连接脉冲宽度控制单元的控制输入端FB，脉冲宽度控制单元的接地端GND接地，所述脉冲宽度控制单元通过输出电压隔离采样单元对所述不对称半桥反激变换器的输出电压Vout进行隔离采样，以产生所述主管驱动信号Vgs1、辅管驱动信号Vgs2和钳位管驱动信号Vgs3，分别通过脉冲宽度控制单元的主管驱动信号输出端G_Q1、辅管驱动信号输出端G_Q2和钳位管驱动信号输出端G_Q3输出；

并且，所述补偿参数配置单元能够分别在预设的参数调节范围内对配置参数K和配置参数B进行调节，补偿参数配置单元的输入端V4连接所述主开关管Q1的漏极，以检测所述开关变换器的输入电压Vin，补偿参数配置单元的输出端V5向所述ZVS控制单元的负向电流参数输入端V6输出包含所述负向电流I_nset＝K*Vin+B的补偿参数配置信号；

所述辅开关管Q2的源极、钳位开关管Q3的源极和变压器Tr的原边绕组异名端相连接后通过电流采样电阻R接原边地端；所述ZVS控制单元的电流采样输入端V7连接所述辅开关管Q2的源极，ZVS控制单元的电压采样输入端V8连接所述变压器Tr的原边绕组同名端，ZVS控制单元的输出端V9向所述脉冲宽度控制单元的辅开关管关断控制输入端V10输出所述去磁电流过零时刻和关断延时时间Td，所述脉冲宽度控制单元据此将所述辅管驱动信号Vgs2的下降沿控制为：所述去磁电流过零时刻经过延迟所述关断延时时间Td后的时刻。

其中，参见图3，Vsw和Vaux分别表示谐振电容Cr的正极电压和负极电压；在主开关管Q1导通时，谐振电容Cr的负极电压Vaux即为所述变压器Tr的励磁电压；在辅开关管Q2导通时，谐振电容Cr的负极电压Vaux即为所述变压器Tr的去磁电压。

从而，本发明采用输出电压隔离采样单元、脉冲宽度控制单元、补偿参数配置单元和ZVS控制单元组成不对称半桥反激变换器的控制器，补偿参数配置单元能够分别在预设的参数调节范围内对配置参数K和配置参数B进行调节，因此，本发明的开关变换器能够实现针对不同系统应用下的负向电流I_nset灵活配置，以保证不同系统应用下均能较好的实现主开关管Q1的零电压开通(ZVS)。

以上为本实施例二的基本实施方式，可以在该基本实施方式的基础上做进一步的优化、改进和限定：

优选的：所述控制器还包括模式判断单元；

所述模式判断单元的输入端V11检测所述开关变换器的负载电流，并在所述负载电流小于预设负载电流阈值时，判断所述开关变换器处于轻载状态，否则判断所述开关变换器处于重载状态；

所述模式判断单元的输出端V12连接所述脉冲宽度控制单元的模式控制端V13，在所述模式判断单元向脉冲宽度控制单元输出开关变换器处于轻载状态的判断结果时，所述脉冲宽度控制单元控制所述开关变换器工作于所述钳位不对称半桥反激模式(也即CAHBF模式)；在所述模式判断单元向脉冲宽度控制单元输出开关变换器处于重载状态的判断结果时，所述脉冲宽度控制单元控制所述开关变换器工作于不对称半桥反激模式(简称：AHBF模式)。

从而，本发明的开关变换器能够实现宽负载范围系统效率优化。

其中，所述开关变换器工作于AHBF模式，也即不对称半桥反激变换器工作于AHBF模式的控制方式和工作原理，以公开在申请号为201911352361.1的中国专利《开关电源装置》中，在此不再详细描述，仅简单说明AHBF模式和本发明的CAHBF模式的不同，具体如下：

变换器工作于AHBF模式时，在一个开关循环周期中，钳位开关管始终处于关断状态，主开关管和辅开关管互补工作，每个循环周期包含四个阶段：励磁阶段、辅开关零电压开通阶段、去磁阶段、主开关零电压开通阶段。

其中，励磁阶段、辅开关零电压开通阶段的工作原理与上述CAHBF模式的励磁阶段、辅开关零电压开通阶段工作原理相同，再此不再叙述。AHBF模式的去磁阶段和主开关零电压开通阶段工作原理如下：

去磁阶段：保持辅开关S2导通，主开关管S1关断，整流开关D导通，整流开关D的电流I2增加，励磁电感Lm两端的电压被钳位，电压上负下正，励磁电流ILm线性减小，变压器去磁，当励磁电流达到设定值时，控制辅开关S2关断。此阶段驱动信号Vgs3为低电平，开关Sow关断。

主开关零电压开通阶段：主开关管S1和辅开关S2保持关断状态，谐振电容C1、谐振电容C2、谐振电容Cr和漏感Lr形成串联谐振，谐振电感电流ILr为负，并迅速正向增大，给谐振电容C1放电、谐振电容C2充电，使得谐振电容C1两端的电压VC1下降、谐振电容C2两端的电压VC2上升，至VC2上升与VCr电压相同时，励磁电流ILm和谐振电感电流ILr相等，整流开关D关断，励磁电流ILm和谐振电感电流ILr被释放，并给谐振电容C1继续放电、给谐振电容C2继续充电，谐振电容C1两端的电压VC1继续下降，谐振电容C2两端电压VC2继续上升，至谐振电容C1两端电压下降到零，谐振电感电流ILr开始流过二极管D1，此时控制主开关管S1导通，主开关管S1实现零电压开通。

实施例三

本发明还公开了一种开关变换器的控制方法，适用于采用不对称半桥反激变换器的开关变换器；

参见图3，所述不对称半桥反激变换器包含主开关管Q1、辅开关管Q2、谐振电容Cr、变压器Tr、整流二极管D、输出电容Co，以及由二极管D3和钳位开关管Q3组成的单向钳位网络；

具体的：所述主开关管Q1的漏极连接电压输入端的正极，以接入开关变换器的输入电压Vin，主开关管Q1的源极、辅开关管Q2的漏极和谐振电容Cr的正极相连接，谐振电容Cr的负极、二极管D3的阳极和变压器Tr的原边绕组同名端相连接，二极管D3的阴极连接钳位开关管Q3的漏极连接，辅开关管Q2的源极、钳位开关管Q3的源极和变压器Tr的原边绕组异名端相连接后接原边地端，变压器Tr的副边绕组异名端连接整流二极管D的阳极，整流二极管D的阴极连接输出电容Co的正极后用于输出不对称半桥反激变换器的输出电压Vout，变压器Tr的副边绕组同名端和输出电容Co的负极接副边地端。

所述不对称半桥反激变换器受脉冲宽度调制信号控制工作，所述脉冲宽度调制信号包括：主管驱动信号Vgs1、辅管驱动信号Vgs2和钳位管驱动信号Vgs3，分别输入所述主开关管Q1的栅极、辅开关管Q2的栅极和钳位开关管Q3的栅极；

在所述开关变换器工作于钳位不对称半桥反激模式(简称：CAHBF模式)时，所述控制方法包括：

负向电流配置步骤：检测所述开关变换器的输入电压Vin，据此配置负向电流I_nset＝K*Vin+B，K和B均为预设的配置参数，且负向电流I_nset随输入电压Vin升高而负向增大，以保证不同输入电压Vin下均能较好的实现主开关管Q1的零电压开通(ZVS)；其中，对在特定系统应用下的开关变换器而言，配置参数K和配置参数B均为固定值；负向增大表示：负向电流I_nset为负值，且负向电流I_nset的绝对值随输入电压Vin升高而增大。

去磁电流过零时刻检测步骤：检测所述不对称半桥反激变换器的工作参数，以获得所述变压器Tr的去磁电流过零时刻(例如图5中的t2’时刻)；

关断延时时间计算步骤：按以下公式一计算得到关断延时时间Td：

式中，T2为从去磁开始时刻到所述去磁电流过零时刻的去磁时间(例如图5中的t1时刻到t2’时刻的时间)，Ip为所述变压器Tr的励磁电流峰值(也即图5中励磁电流I_Lm的峰值)，所述去磁开始时刻为所述变压器Tr的励磁电流达到励磁电流峰值Ip的时刻；

辅开关管关断控制步骤：将所述辅管驱动信号Vgs2的下降沿(也即辅开关管Q2的关断时刻)控制为：所述去磁电流过零时刻经过延迟所述关断延时时间Td后的时刻(例如图5中的t2’+Td＝t3时刻)；以使得：在本发明的开关变换器的工作过程中，从所述辅开关管Q2的关断时刻至所述主开关管W1的导通时刻(例如图5中的t3时刻至t5时刻)，所述变压器Tr的励磁电流I_Lm被控制为所述负向电流I_nset，由此实现主开关管Q1的零电压开通(ZVS)。

其中，参见图5，在所述开关变换器工作于钳位不对称半桥反激模式(即CAHBF模式)时，控制所述不对称半桥反激变换器工作的脉冲宽度调制信号，同时满足以下条件：条件一、在开关变换器的上电时刻，所述主管驱动信号(Vgs1)、辅管驱动信号(Vgs2)和钳位管驱动信号(Vgs3)分别为高电平、低电平和低电平；条件二、钳位管驱动信号(Vgs3)与所述主管驱动信号(Vgs1)为互补信号，所述辅管驱动信号(Vgs2)和钳位管驱动信号(Vgs3)的上升沿重合，所述辅管驱动信号(Vgs2)的下降沿早于钳位管驱动信号(Vgs3)的下降沿；条件三、所述主管驱动信号(Vgs1)和钳位管驱动信号(Vgs3)之间包含死区时间。例如：图5中，t1时刻为主管驱动信号的下降沿，t2时刻为辅管驱动信号和钳位管驱动信号的上升沿，t3时刻为辅管驱动信号下降沿，t4时刻为钳位管驱动信号的下降沿，t5时刻为主管驱动信号的上升沿，辅开关管的下降沿时刻t3在t2时刻至t4时刻之间，最大关断至t4时刻，t1时刻至t2时刻为主开关管关断到辅开关管和钳位开关管开通的死区时间，t4时刻至t5时刻为钳位开关管关断到主开关管开通的死区时间。

本发明开关变换器的控制方法，与实施例一所述开关变换器的工作原理相同，在此不再赘述。

从而，本发明在采用不对称半桥反激变换器的基础上，通过根据开关变换器的输入电压Vin配置负向电流I_nset，并检测变压器Tr的去磁电流过零时刻，计算得到关断延时时间Td，由此对辅管驱动信号Vgs2的下降沿进行控制，将辅开关管Q2的关断时刻控制为去磁电流过零时刻经过延迟关断延时时间Td后的时刻，以使得：在开关变换器的工作过程中，从辅开关管Q2的关断时刻至主开关管Q1的导通时刻，变压器Tr的励磁电流I_Lm被控制为负向电流I_nset，以实现主开关管Q1的零电压开通(ZVS)；因此，本发明能够降低主开关管Q1零电压开通(ZVS)控制的实现难度，并且，本发明实现主开关管Q1零电压开通(ZVS)时无需增加高压采样电阻，不会产生较大的采样损耗，在开关变换器用于ACDC应用时，能够满足小功率应用场合时小体积、低成本、低功耗的要求。

以上为本实施例三的基本实施方式，可以在该基本实施方式的基础上做进一步的优化、改进和限定：

优选的：所述去磁电流过零时刻检测步骤，包括：

工作参数检测步骤：检测所述不对称半桥反激变换器的工作参数，包括：所述变压器Tr的励磁电流I_Lm、所述变压器Tr的励磁电压和去磁电压；

励磁伏秒数计算步骤：由于当主开关管Q1导通时，变压器Tr处于励磁状态，励磁电流I_Lm由负逐渐上升变大，因此，将所述励磁电流I_Lm的峰值记为励磁电流峰值Ip，将所述励磁电流I_Lm从零上升到励磁电流峰值Ip的时间记为励磁时间T1，并将所述变压器Tr在励磁时间T1内的第t时刻的励磁电压记为Vp(t)，以按公式二计算所述变压器Tr在励磁时间T1内的励磁伏秒数Vp*T1：

式中，Vp(t)＝Vin(t)-V_Cr(t)，Vin(t)表示所述输入电压Vin在励磁时间T1内的第t时刻的电压值，V_Cr(t)表示所述谐振电容Cr的负极在励磁时间T1内的第t时刻的电压值；

去磁伏秒数计算步骤：由于当主开关管Q1关断时，变压器Tr处于去磁状态，励磁电流I_Lm由励磁电流峰值Ip逐渐下降变小，因此，将从励磁电流峰值Ip开始下降时励磁电流I_Lm记为去磁电流，将所述变压器Tr从去磁开始时刻(例如图5中的t1时刻)开始后的第t’时刻的去磁电压记为Vn(t’)，以持续按公式三计算所述变压器Tr从去磁开始时刻(例如图5中的t1时刻)开始后的ΔT时间内的去磁伏秒数Vn*ΔT：

式中，Vn(t’)＝V_Cr(t’)，V_cr(t’)表示所述谐振电容Cr的负极从去磁开始时刻(例如图5中的t2时刻)开始后的第t’时刻的电压值；

去磁电流过零时刻判定步骤：基于变压器励磁电感在每个开关周期满足伏秒平衡的原理，判断所述去磁伏秒数Vn*ΔT与励磁伏秒数Vp*T1是否相等，以将该两者相等的时刻判定为所述去磁电流过零时刻，也即所述去磁电流下降到零的时刻(例如图5中的t2’时刻)，并据此计算得出从所述去磁开始时刻到去磁电流过零时刻的时间T2(例如图5中的t1时刻到t2’时刻的时间)。

从而，本发明通过按公式二计算变压器Tr在励磁时间T1内的励磁伏秒数Vp*T1，持续按公式三计算变压器Tr从去磁开始时刻开始后的ΔT时间内的去磁伏秒数Vn*ΔT，并持续判断两者是否相等，以快速确定去磁电流过零时刻，具有去磁电流过零时刻的检测效率高、实时可靠的优点。

优选的：所述配置参数K和配置参数B的配置方式为：

对在特定系统应用下的所述开关变换器，进行不同输入电压Vin的实测试验，以测定出：每一个输入电压Vin对应的能够同时满足效率条件和零电压开通条件的负向电流I_nset，以通过测定得到的数据，根据I_nset＝K*Vin+B该计算式拟合得到：所述开关变换器在所述特定系统应用下的配置参数K和配置参数B的取值；其中，所述效率条件为所述开关变换器的工作效率在预设的效率阈值以上，所述零电压开通条件为所述主开关管Q1在所述开关变换器的工作过程中能够实现零电压开通(ZVS)。

从而，本发明针对在特定系统应用下的开关变换器，进行不同输入电压Vin的实测试验，以对应每一个输入电压Vin测得能够同时满足效率条件和零电压开通条件的负向电流I_nset，并通过测定得到的数据拟合出配置参数K和配置参数B的取值，能够避免负向电流I_nset偏大造成开关变换器效率下降、偏小造成主开关管Q1无法实现零电压开通(ZVS)的问题。

本发明不局限于上述具体实施方式，根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明还可以做出其它多种形式的等效修改、替换或变更，均落在本发明的保护范围之中。

Claims (10)

1.一种开关变换器，包括不对称半桥反激变换器和控制器；

所述不对称半桥反激变换器包含主开关管(Q1)、辅开关管(Q2)、谐振电容(Cr)、变压器(Tr)、整流二极管(D)、输出电容(Co)，以及由二极管(D3)和钳位开关管(Q3)组成的单向钳位网络；

所述控制器产生用于控制不对称半桥反激变换器工作的脉冲宽度调制信号，包括：主管驱动信号(Vgs1)、辅管驱动信号(Vgs2)和钳位管驱动信号(Vgs3)，分别输入所述主开关管(Q1)的栅极、辅开关管(Q2)的栅极和钳位开关管(Q3)的栅极；

其特征在于：

在所述开关变换器工作于钳位不对称半桥反激模式时：

所述控制器配置有负向电流I_nset＝K*Vin+B，Vin表示开关变换器的输入电压，K和B均为预设的配置参数，且负向电流I_nset随输入电压Vin升高而负向增大；

并且，所述控制器检测所述不对称半桥反激变换器的工作参数，以获得所述变压器(Tr)的去磁电流过零时刻，并按以下公式一计算得到关断延时时间Td，由此将所述辅管驱动信号(Vgs2)的下降沿控制为：所述去磁电流过零时刻经过延迟所述关断延时时间Td后的时刻；

式中，T2为从去磁开始时刻到所述去磁电流过零时刻的去磁时间，Ip为所述变压器(Tr)的励磁电流峰值，所述去磁开始时刻为所述变压器(Tr)的励磁电流达到励磁电流峰值Ip的时刻。

2.根据权利要求1所述开关变换器，其特征在于：在所述开关变换器工作于钳位不对称半桥反激模式时，所述控制器所产生的脉冲宽度调制信号，同时满足以下条件：条件一、在开关变换器的上电时刻，所述主管驱动信号(Vgs1)、辅管驱动信号(Vgs2)和钳位管驱动信号(Vgs3)分别为高电平、低电平和低电平；条件二、钳位管驱动信号(Vgs3)与所述主管驱动信号(Vgs1)为互补信号，所述辅管驱动信号(Vgs2)和钳位管驱动信号(Vgs3)的上升沿重合，所述辅管驱动信号(Vgs2)的下降沿早于钳位管驱动信号(Vgs3)的下降沿；条件三、所述主管驱动信号(Vgs1)和钳位管驱动信号(Vgs3)之间包含死区时间。

3.根据权利要求1所述开关变换器，其特征在于：获得所述去磁电流过零时刻的方式为：

所述控制器检测的工作参数包括：所述变压器(Tr)的励磁电流(I_Lm)、所述变压器(Tr)的励磁电压和去磁电压；

所述控制器将所述励磁电流(I_Lm)的峰值记为励磁电流峰值Ip，将所述励磁电流(I_Lm)从零上升到励磁电流峰值Ip的时间记为励磁时间T1，并将所述变压器(Tr)在励磁时间T1内的第t时刻的励磁电压记为Vp(t)，以按公式二计算所述变压器(Tr)在励磁时间T1内的励磁伏秒数Vp*T1：

所述控制器将从励磁电流峰值Ip开始下降时励磁电流(I_Lm)记为去磁电流，将所述变压器(Tr)从去磁开始时刻开始后的第t’时刻的去磁电压记为Vn(t’)，以持续按公式三计算所述变压器(Tr)从去磁开始时刻开始后的ΔT时间内的去磁伏秒数Vn*ΔT：

所述控制器判断所述去磁伏秒数Vn*ΔT与励磁伏秒数Vp*T1是否相等，以将该两者相等的时刻判定为所述去磁电流过零时刻，并据此计算得出从所述去磁开始时刻到去磁电流过零时刻的时间T2。

4.根据权利要求1所述开关变换器，其特征在于：所述配置参数K和配置参数B的配置方式为：

对在特定系统应用下的所述开关变换器，进行不同输入电压Vin的实测试验，以测定出：每一个输入电压Vin对应的能够同时满足效率条件和零电压开通条件的负向电流I_nset，以通过测定得到的数据，根据I_nset＝K*Vin+B该计算式拟合得到：所述开关变换器在所述特定系统应用下的配置参数K和配置参数B的取值；其中，所述效率条件为所述开关变换器的工作效率在预设的效率阈值以上，所述零电压开通条件为所述主开关管(Q1)在所述开关变换器的工作过程中能够实现零电压开通。

5.根据权利要求1至4任意一项所述开关变换器，其特征在于：所述控制器包括输出电压隔离采样单元、脉冲宽度控制单元、补偿参数配置单元和ZVS控制单元；

所述输出电压隔离采样单元的两个输入端分别连接所述输出电容(Co)的两端，输出电压隔离采样单元的输出端连接脉冲宽度控制单元的控制输入端，所述脉冲宽度控制单元通过输出电压隔离采样单元对所述不对称半桥反激变换器的输出电压进行隔离采样，以产生所述主管驱动信号(Vgs1)、辅管驱动信号(Vgs2)和钳位管驱动信号(Vgs3)；

并且，所述补偿参数配置单元能够分别在预设的参数调节范围内对配置参数K和配置参数B进行调节，补偿参数配置单元的输入端连接所述主开关管(Q1)的漏极，以检测所述开关变换器的输入电压，补偿参数配置单元的输出端向所述ZVS控制单元的负向电流参数输入端输出包含所述负向电流I_nset＝K*Vin+B的补偿参数配置信号；

所述辅开关管(Q2)的源极、钳位开关管(Q3)的源极和变压器(Tr)的原边绕组异名端相连接后通过电流采样电阻(R)接原边地端；所述ZVS控制单元的电流采样输入端连接所述辅开关管(Q2)的源极，ZVS控制单元的电压采样输入端连接所述变压器(Tr)的原边绕组同名端，ZVS控制单元的输出端向所述脉冲宽度控制单元的辅开关管关断控制输入端输出所述去磁电流过零时刻和关断延时时间Td，所述脉冲宽度控制单元据此将所述辅管驱动信号(Vgs2)的下降沿控制为：所述去磁电流过零时刻经过延迟所述关断延时时间Td后的时刻。

6.根据权利要求5所述开关变换器，其特征在于：所述控制器还包括模式判断单元；

所述模式判断单元的输入端检测所述开关变换器的负载电流，并在所述负载电流小于预设负载电流阈值时，判断所述开关变换器处于轻载状态；

所述模式判断单元的输出端连接所述脉冲宽度控制单元的模式控制端，在所述模式判断单元向脉冲宽度控制单元输出开关变换器处于轻载状态的判断结果时，所述脉冲宽度控制单元控制所述开关变换器工作于所述钳位不对称半桥反激模式。

7.一种开关变换器的控制方法，适用于采用不对称半桥反激变换器的开关变换器；

所述不对称半桥反激变换器包含主开关管(Q1)、辅开关管(Q2)、谐振电容(Cr)、变压器(Tr)、整流二极管(D)、输出电容(Co)，以及由二极管(D3)和钳位开关管(Q3)组成的单向钳位网络；

所述不对称半桥反激变换器受脉冲宽度调制信号控制工作，所述脉冲宽度调制信号包括：主管驱动信号(Vgs1)、辅管驱动信号(Vgs2)和钳位管驱动信号(Vgs3)，分别输入所述主开关管(Q1)的栅极、辅开关管(Q2)的栅极和钳位开关管(Q3)的栅极；

其特征在于：

在所述开关变换器工作于钳位不对称半桥反激模式时，所述控制方法包括：

负向电流配置步骤：检测所述开关变换器的输入电压Vin，据此配置负向电流I_nset＝K*Vin+B，K和B均为预设的配置参数，且负向电流I_nset随输入电压Vin升高而负向增大；

去磁电流过零时刻检测步骤：检测所述不对称半桥反激变换器的工作参数，以获得所述变压器(Tr)的去磁电流过零时刻；

关断延时时间计算步骤：按以下公式一计算得到关断延时时间Td：

式中，T2为从去磁开始时刻到所述去磁电流过零时刻的去磁时间，Ip为所述变压器(Tr)的励磁电流峰值，所述去磁开始时刻为所述变压器(Tr)的励磁电流达到励磁电流峰值Ip的时刻；

辅开关管关断控制步骤：将所述辅管驱动信号(Vgs2)的下降沿控制为：所述去磁电流过零时刻经过延迟所述关断延时时间Td后的时刻。

8.根据权利要求7所述开关变换器的控制方法，其特征在于：在所述开关变换器工作于钳位不对称半桥反激模式时，控制所述不对称半桥反激变换器工作的脉冲宽度调制信号，同时满足以下条件：条件一、在开关变换器的上电时刻，所述主管驱动信号(Vgs1)、辅管驱动信号(Vgs2)和钳位管驱动信号(Vgs3)分别为高电平、低电平和低电平；条件二、钳位管驱动信号(Vgs3)与所述主管驱动信号(Vgs1)为互补信号，所述辅管驱动信号(Vgs2)和钳位管驱动信号(Vgs3)的上升沿重合，所述辅管驱动信号(Vgs2)的下降沿早于钳位管驱动信号(Vgs3)的下降沿；条件三、所述主管驱动信号(Vgs1)和钳位管驱动信号(Vgs3)之间包含死区时间。

9.根据权利要求7或8所述开关变换器的控制方法，其特征在于：所述去磁电流过零时刻检测步骤，包括：

工作参数检测步骤：检测所述不对称半桥反激变换器的工作参数，包括：所述变压器(Tr)的励磁电流(I_Lm)、所述变压器(Tr)的励磁电压和去磁电压；

励磁伏秒数计算步骤：将所述励磁电流(I_Lm)的峰值记为励磁电流峰值Ip，将所述励磁电流(I_Lm)从零上升到励磁电流峰值Ip的时间记为励磁时间T1，并将所述变压器(Tr)在励磁时间T1内的第t时刻的励磁电压记为Vp(t)，以按公式二计算所述变压器(Tr)在励磁时间T1内的励磁伏秒数Vp*T1：

去磁伏秒数计算步骤：将从励磁电流峰值Ip开始下降时励磁电流(I_Lm)记为去磁电流，将所述变压器(Tr)从去磁开始时刻开始后的第t’时刻的去磁电压记为Vn(t’)，以持续按公式三计算所述变压器(Tr)从去磁开始时刻开始后的ΔT时间内的去磁伏秒数Vn*ΔT：

去磁电流过零时刻判定步骤：判断所述去磁伏秒数Vn*ΔT与励磁伏秒数Vp*T1是否相等，以将该两者相等的时刻判定为所述去磁电流过零时刻，并据此计算得出从所述去磁开始时刻到去磁电流过零时刻的时间T2。

10.根据权利要求7或8所述开关变换器的控制方法，其特征在于：所述配置参数K和配置参数B的配置方式为：

对在特定系统应用下的所述开关变换器，进行不同输入电压Vin的实测试验，以测定出：每一个输入电压Vin对应的能够同时满足效率条件和零电压开通条件的负向电流I_nset，以通过测定得到的数据，根据I_nset＝K*Vin+B该计算式拟合得到：所述开关变换器在所述特定系统应用下的配置参数K和配置参数B的取值；其中，所述效率条件为所述开关变换器的工作效率在预设的效率阈值以上，所述零电压开通条件为所述主开关管(Q1)在所述开关变换器的工作过程中能够实现零电压开通。

Images