CN115378265A - 适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法 - Google Patents

适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN115378265A
CN115378265A CN202110547937.0A CN202110547937A CN115378265A CN 115378265 A CN115378265 A CN 115378265A CN 202110547937 A CN202110547937 A CN 202110547937A CN 115378265 A CN115378265 A CN 115378265A
Authority
CN
China
Prior art keywords
tube
synchronous rectifier
synchronous
power switch
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202110547937.0A
Other languages
English (en)
Inventor
徐海瑞
宋海斌
许道飞
章进法
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Delta Electronics Shanghai Co Ltd
Original Assignee
Delta Electronics Shanghai Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Delta Electronics Shanghai Co Ltd filed Critical Delta Electronics Shanghai Co Ltd
Priority to CN202110547937.0A priority Critical patent/CN115378265A/zh
Priority to TW110141227A priority patent/TWI797813B/zh
Priority to US17/658,257 priority patent/US11973430B2/en
Publication of CN115378265A publication Critical patent/CN115378265A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H02M1/0035—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode using burst mode control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Control Of Eletrric Generators (AREA)

Abstract

本发明揭露了一种适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法。该变换器包括PWM半桥电路。该控制方法包括以下步骤：通过调整开关频率使所述PWM半桥电路进入断续模式；在每个开关周期内，分别在所述第一和第二功率开关管开通之前，持续导通或者二次导通相对应的同步整流管一预定时间，以实现所述第一和第二功率开关管的零电压开通。本发明实现了原边功率开关管的零电压开通，从而减小了损耗。

Description

适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换器领域，尤其是一种适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法。
背景技术
目前市场上的消费类电子产品种类繁多，所需要的充电电压范围也较宽，例如手机的充电电压为5V，路由器的充电电压为12V，笔记本电脑的充电电压为20V，为了方便消费者的使用，同时避免不必要的浪费，业内一直致力于推动宽范围输出电压的适配器，以满足一对多的应用需求。
目前市面上常见的具有宽范围输出电压的适配器，其额定功率大多在65W，用的最多的拓扑是反激电路(Flyback)，它具有很宽的输出调压能力，同时在轻载时通过控制能够保证输出效率满足能效要求。但随着客户端设备的发展，电源功率等级越来越大，市场上出现了大功率、宽范围输出电源的需求，其功率会上升到200W以上，而Flyback由于其电感储能的特性，并不适合大功率小型化高功率密度的设计。
当电源功率高于75W时，为了满足谐波要求需要加入一级PFC电路，因此对于DC-DC这一级而言，它的输入电压范围是很窄的，类似的如家庭直流微网和车用充电这样的场景，其输入电压范围均较小。针对这样窄输入、宽输出的应用，业内做了很多尝试，例如采用LLC加Buck这样的两级架构，可以满足大功率宽范围输出的需求，同时由于LLC的高效率，可以实现小型化的设计，但是由于两级电路都工作，在低压输出时效率较低，不能满足能效要求，同时电路结构复杂且成本较高。
因此，寻找一种能够提高低压输出时的平均效率以及具有宽范围输出电压的变换器及其控制方法以解决上述的一个或多个技术问题，是非常有必要的。
发明内容
有鉴于此，本发明的一个目的在于提供一种具有宽范围输出电压的变换器的控制方法，其采用PWM半桥电路的拓扑架构，通过调节副边同步整流管的导通时间，以实现原边功率开关管的零电压开通(Zero Voltage Switch,ZVS)，从而使电路兼具宽范围输出调压能力以及低压输出效率高等优势。。
为了实现上述目的，本发明提供一种具有宽范围输出电压的变换器的控制方法，所述变换器包括PWM半桥电路，所述PWM半桥电路包括：
原边电路，包括由第一功率开关管和第二功率开关管串联组成的原边开关桥臂；
变压器，包括原边线圈和副边线圈，所述原边线圈与所述原边电路耦接；
副边整流电路，包括至少两个同步整流管，所述副边整流电路的输入端与所述副边线圈耦接；以及
输出滤波电路，包括输出电感和输出电容，所述输出滤波电路耦接于所述副边整流电路的输出端与一负载之间；
所述控制方法包括以下步骤：
通过调整开关频率使所述PWM半桥电路进入断续模式；
在每个开关周期内，分别在所述第一功率开关管和所述第二功率开关管开通之前，持续导通或者二次导通相对应的同步整流管一预定时间，以实现所述第一功率开关管和所述第二功率开关管的零电压开通。
进一步，当所述负载减小时，所述PWM半桥电路从所述断续模式进入BURST模式，每个BURST周期包括脉冲使能区间和脉冲关闭区间，在所述脉冲使能区间内，所述PWM半桥电路工作在所述断续模式；在所述脉冲关闭区间内，关闭所有脉冲信号，使所述PWM半桥电路停止工作。
本发明还提供一种具有宽范围输出电压的变换器，所述变换器包括PWM半桥电路和控制单元，所述PWM半桥电路包括：
原边电路，包括由第一功率开关管和第二功率开关管串联组成的原边开关桥臂；
变压器，包括原边线圈和副边线圈，所述原边线圈与所述原边电路耦接；
副边整流电路，包括至少两个同步整流管，所述副边整流电路的输入端与所述副边线圈耦接；
输出滤波电路，包括输出电感和输出电容，所述输出滤波电路耦接于所述副边整流电路的输出端与一负载之间；
所述控制单元用于通过调整开关频率使所述PWM半桥电路进入断续模式，并在每个开关周期内，分别在所述第一功率开关管和所述第二功率开关管开通之前，持续导通或者二次导通相对应的同步整流管一预定时间，以实现所述第一功率开关管和所述第二功率开关管的零电压开通。
本发明通过在PWM半桥电路的原边功率开关管开通之前，控制副边相对应的同步整流管持续导通或者二次导通一预定时间，以实现原边功率开关管的零电压开通(ZVS)，从而减小开关损耗。
以下将以实施方式对上述的说明作详细的描述，并对本发明的技术方案提供更进一步的解释。
附图说明
为让本发明的上述和其他目的、特征、优点与实施例能更明显易懂，所附附图的说明如下：
图1为现有技术的PWM半桥电路的电路图；
图2为图1的PWM半桥电路在断续模式下的工作波形；
图3为根据本发明第一种优选实施方式的适用于宽范围输出电压的变换器的PWM半桥电路图；
图4为根据本发明第二种优选实施方式的适用于宽范围输出电压的变换器的PWM半桥电路图；
图5为根据本发明第三种优选实施方式的适用于宽范围输出电压的变换器的PWM半桥电路图；
图6为根据本发明第四种优选实施方式的适用于宽范围输出电压的变换器的PWM半桥电路图；
图7为根据本发明第一种优选实施方式的PWM半桥电路的工作波形；
图8为根据本发明第一种优选实施方式的PWM半桥电路工作在BURST模式下的工作波形；
图9为根据本发明第二种优选实施方式的PWM半桥电路的工作波形。
具体实施方式
为了使本发明的叙述更加详尽与完备，可参照所附的附图及以下各种实施例，附图中相同的标号代表相同或相似的组件。另一方面，众所周知的组件与步骤并未描述于实施例中，以避免对本发明造成不必要的限制。此外，为简化附图起见，一些已知惯用的结构与元件在附图中将以简单示意的方式绘示。
申请人研究发现，在背景技术部分所涉及的应用中，采用PWM半桥电路的全新拓扑架构，既可以利用PWM半桥电路的宽范围调压能力实现电压切换功能，又可以在低压输出时，使PWM半桥电路进入断续模式，从而提高变换器低压输出以及轻载时的效率。
现有的PWM半桥电路及其工作波形参见图1-2，由图2可知，当PWM半桥电路工作在断续模式(DCM)时，在原边功率开关管开通前，原边功率开关管两端的电压会产生振荡，若采用常规的定频控制，原边功率开关管的开通时刻是不可控的，当原边功率开关管在其两端电压达到谷顶时开通，此时的开通电压大于Vin/2，损耗较大。若采用谷底控制，即原边功率开关管在其两端电压谐振到谷底时开通，开通电压小于Vin/2，开通损耗有所降低，但是在很多应用中通常输出电压范围较大，同时由于Lm远大于Lo,因此当低压输出高压输入时，若负载很小，原边功率开关管的开关损耗占比相对较大，因此采用谷底控制的效果并不明显。
在此研究的基础上，根据本发明一种优选实施方式，提供一种适用于宽范围输出电压的变换器的控制方法，其通过在原边功率开关管开通之前，控制相对应的同步整流管持续导通或者二次导通一段时间，以在输出电感中产生一放电电流，待相对应的同步整流管关断后，通过该放电电流在原边电路中感应出一反向电流，利用该反向电流参与输出电感、变压器的激磁电感以及PWM半桥电路的寄生电容的谐振过程，并在对应的原边功率开关管两端的电压谐振到零时开通该功率开关管，来实现原边功率开关管的零电压开通(ZVS)，从而减小开关损耗。
具体地，该变换器包括PWM半桥电路以及控制单元，其中，控制单元与PWM半桥电路可以通过有线或者无线的方式耦接。有利地，采用PWM半桥电路的拓扑架构，一方面，可以利用PWM半桥电路的宽范围调压能力实现电压切换功能，另一方面，在低压输出时控制PWM半桥电路工作于断续模式，从而提高低压输出时的效率。
再参见图3，该PWM半桥电路包括原边电路，变压器，副边整流电路以及输出滤波电路。其中，该原边电路包括：由第一功率开关管S1和第二功率开关管S2串联组成的原边开关桥臂；该变压器包括原边线圈和副边线圈，该原边线圈与该原边电路的输出端耦接；该副边整流电路包括至少两个同步整流管SR1和SR2，该副边整流电路的输入端与该副边线圈耦接；该输出滤波电路包括输出电感Lo和输出电容Co，该输出滤波电路耦接于该副边整流电路的输出端与一负载之间。
可以理解的是，该输出电感Lo与该变压器可以是集成在一起的，即集成于同一磁性元件，以减小电路中磁性元件的总体积，提高变换器的功率密度；当然，也可以是分立的，本申请不以此为限。
进一步，该控制方法包括以下步骤：通过调整开关频率fsw使该PWM半桥电路进入断续模式，例如通过降低开关频率fsw使PWM半桥电路进入断续模式；并且在每个开关周期内，分别在该第一功率开关管S1和该第二功率开关管S2开通之前，持续导通或者二次导通相对应的同步整流管一预定时间，以实现该第一功率开关管S1和该第二功率开关管S2的零电压开通，从而达到减小开关损耗的目的。
可以理解的是，该PWM半桥电路的寄生电容可以由该同步整流管、该第一功率开关管S1、该第二功率开关管S2以及该变压器共同的寄生电容等效而成，可以等效为原边开关桥臂的中点对地的寄生电容。其中，该原边开关桥臂的中点为该第一功率开关管S1与该第二功率开关管S2的连接节点。
优选地，参见图3，原边电路还包括由第一电容和第二电容串联组成的电容桥臂，该变压器的原边线圈的一端与该电容桥臂的中点耦接，其中，电容桥臂的中点为第一电容与第二电容的连接节点，该原边线圈的另一端与该原边开关桥臂的中点耦接。本发明的PWM半桥电路不限于图3中的结构。例如，参见图4和图5，原边电路还可包括与原边电路的正输入端或者负输入端连接的一个电容，即该电容的一端与原边电路的正输入端或负输入端耦接，该电容的另一端与该变压器的原边线圈的一端耦接，该原边线圈的另一端与该原边开关桥臂的中点耦接。可以理解的是，该电容还可以串接在原边电路中的其他位置，例如串联在原边线圈的另一端与原边开关桥臂的中点之间。
优选地，如图3所示，该第一功率开关管S1与该原边电路的负输入端连接，该第二功率开关管S2与该原边电路的正输入端连接。检测所述原边开关桥臂的中点电压，当该原边开关桥臂的中点电压小于一第一预设电压时，开通该第一功率开关管S1；当该原边开关桥臂的中点电压大于一第二预设电压时，开通该第二功率开关管S2。其中，该第一预设电压可以为接近于零的数值，该第二预设电压可以为接近于Vin的数值。因此可以实现第一功率开关管S1与第二功率开关管S2的零电压开通，极大地降低开关损耗。
优选地，副边整流电路可以为全波整流电路或者全桥整流电路。如图3-图5所示，该副边线圈采用中心抽头结构时，即该变压器的副边线圈包括第一端、第二端和公共端，该副边整流电路包括第一同步整流管SR1和第二同步整流管SR2，该第一同步整流管SR1的一端和该第二同步整流管SR2的一端分别与该副边线圈的该第一端和该第二端相连接，该第一同步整流管SR1的另一端和该第二同步整流管SR2的另一端同时与该输出电容Co的一端相连接，该输出电感Lo的两端分别与该副边线圈的该公共端以及该输出电容Co的另一端相连接。
如图6所示，副边整流电路采用全桥结构时，该变压器的副边线圈包括第一端和第二端，该副边整流电路包括第一至第四同步整流管SR1-SR4，该第一同步整流管SR1和该第二同步整流管SR2串联形成副边第一桥臂，该第三同步整流管SR3和该第四同步整流管SR4串联形成副边第二桥臂，该副边线圈的该第一端和该第二端分别与该副边第一桥臂的中点和该副边第二桥臂的中点相连接，该输出电容Co通过该输出电感Lo并联于该副边第一桥臂和该副边第二桥臂的两端。
根据本发明又一种优选实施方式，在该第一功率开关管S1和该第二功率开关管S2的开关状态切换区间内，即在两个功率开关管交替导通的死区时间内，检测流过该第一同步整流管SR1上的电流以及流过该第二同步整流管SR2上的电流，并根据同步整流管上的电流，控制相对应的同步整流管关断或维持导通。在一个实施例中，如图7所示，在第一功率开关管S1关断到第二功率开关管S2开通的死区时间内，第一同步整流管SR1上的电流线性下降，当该电流降为0时，持续导通该第一同步整流管SR1，并保持第二同步整流管SR2处于导通状态；在第二功率开关管S2关断到第一功率开关管S1开通的死区时间内，第二同步整流管SR2上的电流线性下降，当该电流降为0时，持续导通该第二同步整流管SR2，并保持第一同步整流管SR1处于导通状态。
在另一个实施例中，如图9所示，在第一功率开关管S1关断到第二功率开关管S2开通的死区时间内，当该第一同步整流管SR1上的电流降为0时，关断该第一同步整流管SR1，保持该第二同步整流管SR2处于导通状态，进一步判断第一同步整流管SR1两端的电压，例如第一同步整流管SR1为MOSFET时，判断其漏源极间电压VDS_SR1的瞬时值是否达到波形的谷底值，在第一同步整流管SR1的漏源极间电压VDS_SR1的第m个谷底时，控制第一同步整流管SR1二次开通，以使该输出电感Lo、该变压器的激磁电感Lm与该PWM半桥电路的寄生电容发生谐振。在第二功率开关管S2关断到第一功率开关管S1开通的死区时间内，当该第二同步整流管SR2上的电流降为0时，关断该第二同步整流管SR2，保持该第一同步整流管SR1处于导通状态，进一步判断第二同步整流管SR2两端的电压，例如第二同步整流管SR2为MOSFET时，判断其漏源极间电压VDS_SR2的瞬时值是否达到波形的谷底值，在第二同步整流管SR2的漏源极间电压VDS_SR2的第m个谷底时，控制第二同步整流管SR2二次开通，以使该输出电感Lo、该变压器的激磁电感Lm与该PWM半桥电路的寄生电容发生谐振。通过调节该谐振过程持续的时间，可以实现进一步降低开关频率，进而减小开关损耗的目的。其中，m为大于或等于1的整数。可以理解的是m的取值与负载大小以及开关频率有关，负载减小，m的取值增大，负载增大，m的取值减小。
优选地，当负载进一步减小时，该PWM半桥电路会从该断续模式进入BURST模式，每个BURST周期包括脉冲使能区间(Burst ON)和脉冲关闭区间(Burst OFF)，在该脉冲使能区间内，该PWM半桥电路工作在前述断续模式；在该脉冲关闭区间内，关闭所有脉冲信号，即关闭原边电路以及副边整流电路的驱动信号，使该PWM半桥电路停止工作。
优选地，在每一个该脉冲使能区间，对第一个开关周期进行处理，使该激磁电感Lm的电流iLm和该输出电感Lo的电流iLo接入预定轨迹，对最后一个开关周期进行处理，使该激磁电感Lm的电流iLm为零后关闭原边电路的脉冲信号。
参见图7和图9，ZVS控制可以根据同步整流管的驱动和功率开关管的驱动的关系分为互补和非互补两种工作模式，其中互补工作模式对应同步整流管在开关切换区间内持续导通，非互补工作模式对应同步整流管在开关切换区间内二次导通。下面结合图7-图9通过示例进一步详细描述互补和非互补两种ZVS控制方式，以及工作在BURST模式下的互补ZVS控制方式。需要说明的是，由于变压器漏感Lk远小于激磁电感Lm，因此以下过程均忽略漏感Lk的影响。
首先是互补工作模式，如图7所示，其中示出了图3所示的PWM半桥电路的工作波形。
[t0-t1]阶段:
t0时刻，第一功率开关管S1关断，S1承受的电压Vds_S1由0V变为Vin/2(其中Vin为输入电压)；原边电流ip由峰值电流ip_pk变为0A；激磁电感Lm的电流iLm保持峰值电流iLm_pk不变；第二同步整流管SR2承受的电压Vds_SR2由Vin/n(其中n为变压器原副边匝比)变为0，SR2开通，此时第一同步整流管SR1处于导通状态，输出电感Lo上的电流iLo、第一同步整流管SR1上的电流iSR1和第二同步整流管SR2上的电流iSR2线性下降，直到t1时刻，iSR1降到0，iSR2和iLo降到n*iLm_pk。
[t1-t2]阶段:
t1时刻，第一同步整流管SR1上的电流iSR1降到0，第二同步整流管SR2上的电流iSR2和输出电感上的电流iLo降到n*iLm_pk，控制第一同步整流管SR1持续导通，输出电感上的电流iLo继续线性下降产生放电电流，直到t2时刻，第一同步整流管SR1关断。t1-t2的时间可以通过控制芯片计算得到。
[t2-t3]阶段:
t2时刻，第一同步整流管SR1关断，此时第二同步整流管SR2仍处于导通状态，原边电路产生一反向电流，该反向电流用于对即将开通的第二功率开关管S2两端的寄生电容进行放电，具体的，该反向电流参与变压器激磁电感Lm、输出电感Lo与PWM半桥电路的寄生电容之间的谐振，在t3时刻第一功率开关管S1所承受的电压大于等于第二预设电压，最佳的，例如达到Vin，此时开通第二功率开关管S2，从而可以实现S2的零电压开通。
[t3-t4]阶段:
t3时刻，开通第二功率开关管S2，原边电流ip和变压器激磁电感的电流iLm线性下降，输出电感的电流iLo线性上升，直到t4时刻，原边电流ip达到负峰值电流-ip_pk。
[t4-t5]阶段:
t4时刻，第二功率开关管S2关断，第一功率开关管S1承受的电压Vds_S1由Vin变为Vin/2；原边电流ip由负峰值电流-ip_pk变为0A；激磁电感的电流iLm保持负峰值电流-iLm_pk不变；第一同步整流管SR1承受的电压Vds_SR1由Vin/n变为0，第一同步整流管SR1开通，此时第二同步整流管SR2处于持续导通状态，输出电感上的电流iLo、第一同步整流管SR1上的电流iSR1和第二同步整流管SR2上的电流iSR2线性下降，直到t5时刻，iSR2降到0，iSR1和iLo降到n*iLm_pk。[t5-t6]阶段:
t5时刻，第二同步整流管SR2上的电流iSR2降到0，第一同步整流管SR1上的电流iSR1和输出电感上的电流iLo降到n*iLm_pk，控制第二同步整流管SR2继续导通，输出电感上的电流iLo继续线性下降产生放电电流，直到t6时刻，第二同步整流管SR2关断。t5-t6的时间可以通过控制芯片计算得到。
[t6-t7]阶段:
t6时刻，第二同步整流管SR2关断，此时第一同步整流管SR1仍处于导通状态，上一阶段的放电电流促使原边电路产生一反向电流，该反向电流用于对即将开通的第一功率开关管S1两端的寄生电容进行放电，具体的，该反向电流参与变压器激磁电感Lm、输出电感Lo与该PWM半桥电路的寄生电容之间的谐振，在t7时刻第一功率开关管S1所承受的电压Vds_S1小于或等于第一预设电压，例如为0V，此时开通第一功率开关管S1，从而可以实现第一功率开关管S1的零电压开通。
[t7-t8]阶段:
t7时刻，开通第一功率开关管S1，原边电流ip、变压器激磁电感的电流iLm和输出电感的电流iLo线性上升，直到t8时刻，原边电流ip达到峰值电流ip_pk，关断第一功率开关管S1，此后重复之前的过程。
需要说明的是，PWM半桥电路互补模式下的ZVS控制方法有一个限制条件：在整个输入电压范围内以及整个负载范围内，电路都必须工作在非严格的断续模式，即临界导通模式。但是若PWM半桥电路工作在前述的临界导通模式，则对低压输出时的轻载效率有严重影响，其原因如下：当PWM半桥电路工作在临界导通模式时，其开关频率与负载成反比，负载越轻，其开关频率越高。因此，低压输出轻载情况下的开关频率会变的非常高，由此带来的开关损耗严重影响效率。为了解决上述问题，本发明提供了一种BURST模式下的互补ZVS控制方式。
具体地，如图8所示，Burst ON时，需要对第一个和最后一个开关周期进行处理，使激磁电感的电流iLm和输出电感的电流iLo快速接入预定轨迹，并且使激磁电感的电流iLm为零后，关闭原边功率开关管的驱动信号，待输出电感的电流iLo降为0时，进入Burst OFF状态，从而避免损耗以及振荡，其中，激磁电感的电流iLm和输出电感的电流iLo的预定轨迹为前述断续模式下的激磁电感的电流iLm和输出电感的电流iLo的轨迹。对于Burst ON时其余的开关周期则可以保持恒定的频率和导通时间，本发明不以此为限。
下面结合图8的工作波形对各个控制阶段进行详细说明。
[t0-t1]阶段:
t0时刻，进入Burst ON区间，第一功率开关管S1开通，S1所承受的电压Vds_S1由Vin/2变为0，第一同步整流管SR1所承受的电压Vds_SR1由Vo变为0，第一同步整流管SR1开通，第二同步整流管SR2所承受的电压Vds_SR2由Vo变为Vin/n，原边电流ip、激磁电感的电流iLm以及输出电感的电流iLo从零开始线性上升，直到t1时刻，激磁电感的电流iLm达到峰值，由于激磁电感的电流无法检测，所以这段时间可通过控制芯片计算得到。
[t1-t8]阶段:
t1时刻，激磁电感的电流iLm和输出电感的电流iLo接入预定轨迹后，关断第一功率开关管S1，后面t1-t8这段时间的工作过程则与图7中t0-t7的过程一样，这里就不过多赘述。这段时间内保持开关频率和导通时间恒定，直到t8时刻进入当前Burst ON状态的最后一个开关周期。
[t8-t9]阶段:
t8时刻，开通第一功率开关管S1，原边电流ip、激磁电感的电流iLm以及输出电感的电流iLo线性上升，直到t9时刻，激磁电感的电流iLm达到0，第一功率开关管S1关断，同样t8-t9可以通过计算得到。
[t9-t10]阶段:
t9时刻，第一功率开关管S1关断，S1所承受的电压由0变为Vin/2，第二同步整流管SR2所承受的电压Vds_SR2由Vin/n变为0，第二同步整流管SR2开通，此时第一同步整流管SR1处于导通状态，原边电流ip和激磁电感的电流iLm保持在0不变，输出电感的电流iLo线性下降，直到t10时刻，输出电感的电流iLo下降到0。
[t10-t11]阶段:
t10时刻，输出电感的电流iLo下降到0，功率开关管S1和S2关断，同步整流管SR1和SR2关断，SR1和SR2所承受的电压由0变为Vo，进入Burst OFF状态，直到t11时刻重新进入Burst ON的状态，此后重复之前的过程。
可以理解的是，对于Burst ON过程中的第一个和最后一个开关周期并不一定都对应第一功率开关管S1，同样可以为第二功率开关管S2，工作方式是相同的。
进一步，对于Burst ON/OFF的频率以及Burst ON过程中开关周期的个数，有两种控制方式：1、固定Burst ON过程中开关周期的个数，根据负载的大小调节Burst ON/OFF的频率，负载越大，频率越高；负载越小，频率越低；2、保持Burst ON/OFF的频率相对固定，根据负载的大小调节Burst ON过程中开关周期的个数，负载越大，个数越多；负载越小，个数越少。
其次是非互补工作模式，如图9所示，其中示出了图3所示的PWM半桥电路在另一种实施方式中的工作波形。
[t0-t1]阶段:
t0时刻，第一功率开关管S1关断，S1承受的电压Vds_S1由0V变为Vin/2；原边电流ip由峰值电流ip_pk变为0A；激磁电感Lm的电流iLm保持峰值电流iLm_pk不变；同步整流管SR2承受的电压Vds_SR2由Vin/n变为0，SR2开通，此时同步整流管SR1处于导通状态，输出电感Lo上的电流iLo、第一同步整流管SR1上的电流iSR1和第二同步整流管SR2上的电流iSR2线性下降，直到t1时刻，iSR1降到0，iSR2和iLo降到n*iLm_pk。
[t1-t2]阶段:
t1时刻，第一同步整流管SR1上的电流iSR1降到0，第二同步整流管SR2上的电流iSR2和输出电感上的电流iLo降到n*iLm_pk，此时关断第一同步整流管SR1，保持第二同步整流管SR2处于导通状态，输出电感Lo、变压器激磁电感Lm与该PWM半桥电路的寄生电容形成振荡；第一功率开关管S1承受的电压Vds_S1以
Figure BDA0003074323610000131
为平衡点，
Figure BDA0003074323610000132
为振幅进行振荡；第一同步整流管SR1承受的电压Vds_SR1以
Figure BDA0003074323610000133
为平衡点，
Figure BDA0003074323610000134
为振幅进行振荡；输出电感的电流iLo以线性下降的电流为平衡点，以另一特定的振幅振荡；且三者的振荡周期相同，等于
Figure BDA0003074323610000135
(其中CEQ为该PWM半桥电路的寄生电容)。直到t2时刻，第一同步整流管SR1两端的电压Vds_SR1振荡至第m个谷底。可以理解的是，t1-t2的时长可以选择在第m个谷底，m的取值与负载和开关频率有关，开关频率越低或者负载越小，m的取值越大。当负载减小时，通过增加谷底数m来进行快速的降频，从而减小开关损耗，提高轻载效率。
[t2-t3]阶段:
t2时刻，第一同步整流管SR1二次开通，输出电感上的电流iLo线性下降产生放电电流，直到t3时刻，第一同步整流管SR1关断。t2-t3的时间可以通过控制芯片计算得到。
[t3-t4]阶段:
t3时刻，第一同步整流管SR1关断，此时第二同步整流管SR2仍处于导通状态，原边电路产生一反向电流，该反向电流用于对即将开通的第二功率开关管S2两端的寄生电容进行放电，具体的，该反向电流参与变压器激磁电感Lm、输出电感Lo与PWM半桥电路的寄生电容之间的谐振，在t4时刻第一功率开关管S1所承受的电压Vds_S1大于或等于第二预设电压，第二预设电压例如为Vin，此时开通第二功率开关管S2，从而可以实现S2的零电压开通。
[t4-t5]阶段:
t4时刻，开通第二功率开关管S2，原边电流ip和变压器激磁电感的电流iLm线性下降，输出电感的电流iLo线性上升，直到t5时刻，原边电流ip达到负峰值电流-ip_pk。
[t5-t6]阶段:
t5时刻，第二功率开关管S2关断，第一功率开关管S1承受的电压Vds_S1由Vin变为Vin/2；原边电流ip由负峰值电流-ip_pk变为0A；激磁电感的电流iLm保持负峰值电流-iLm_pk不变；第一同步整流管SR1承受的电压由Vin/n变为0，SR1开通，此时第二同步整流管SR2处于导通状态，输出电感上的电流iLo、第一同步整流管SR1上的电流iSR1和第二同步整流管SR2上的电流iSR2线性下降，直到t6时刻，iSR2降到0，iSR1和iLo降到n*iLm_pk。
[t6-t7]阶段:
t6时刻，第二同步整流管SR2上的电流iSR2降到0，第一同步整流管SR1上的电流iSR1和输出电感上的电流iLo降到n*iLm_pk，此时关断第二同步整流管SR2，保持第一同步整流管SR1处于导通状态，输出电感Lo和变压器激磁电感Lm与寄生电容形成振荡；第一功率开关管S1承受的电压Vds_S1以
Figure BDA0003074323610000151
为平衡点，
Figure BDA0003074323610000152
为振幅进行振荡；第二同步整流管SR2承受的电压Vds_SR2以
Figure BDA0003074323610000153
为平衡点，
Figure BDA0003074323610000154
为振幅进行振荡；输出电感的电流iLo以线性下降的电流为平衡点，以另一特定振幅振荡，且三者的振荡周期相同等于
Figure BDA0003074323610000155
直到t7时刻，第二同步整流管SR2两端的电压Vds_SR2振荡至第m个谷底。同样的，当负载减小时，可以通过增加t6-t7这段时间内的谷底数m来进行快速的降频，从而减小开关损耗，提高轻载效率。
[t7-t8]阶段:
t7时刻，第二同步整流管SR2二次开通，输出电感上的电流iLo线性下降产生放电电流，直到t8时刻，第二同步整流管SR2关断。t7-t8的时间同样可通过控制芯片计算得到。
[t8-t9]阶段:
t8时刻，第二同步整流管SR2关断，此时第一同步整流管SR1仍处于导通状态，原边电路产生一反向电流，该反向电流用于对即将开通的第一功率开关管S1两端的寄生电容进行放电，具体的，该反向电流参与变压器激磁电感Lm、输出电感Lo与PWM半桥电路的寄生电容之间的谐振，在t9时刻第一功率开关管S1所承受的电压Vds_S1小于或等于第一预设电压，第一预设电压例如为0V，此时开通第一功率开关管S1，从而可以实现S1的零电压开通。
[t9-t10]阶段:
t9时刻，开通第一功率开关管S1，原边电流ip、变压器激磁电流iLm和输出电感电流iLo线性上升，直到t10时刻，原边电流ip达到峰值电流ip_pk，关断第一功率开关管S1，此后重复之前的过程。
根据本发明又一种优选实施方式，上述互补和非互补模式下的ZVS控制同样可以用在图6所示的副边为全桥整流电路的PWM半桥电路，其中第一同步整流管SR1和第三同步整流管SR3同步工作，第二同步整流管SR2和第四同步整流管SR4同步工作：
在互补模式下，第一功率开关管S1关断，控制第一同步整流管SR1和第三同步整流管SR3开通，第一同步整流管SR1上的电流iSR1，第二同步整流管SR2上的电流iSR2，第三同步整流管SR3上的电流iSR3和第四同步整流管SR4上的电流iSR4线性下降，直到iSR2和iSR4降到0，控制第二同步整流管SR2和第四同步整流管SR4持续导通一预设时间，以实现第二功率开关管S2的零电压开通；同样第二功率开关管S2关断，控制第二同步整流管SR2和第四同步整流管SR4开通，第一同步整流管SR1上的电流iSR1，第二同步整流管SR2上的电流iSR2，第三同步整流管SR3上的电流iSR3和第四同步整流管SR4上的电流iSR4线性下降，直到iSR1和iSR3降到0，控制第一同步整流管SR1和第三同步整流管SR3持续导通一预设时间，以实现第一功率开关管S1的零电压开通。
在非互补模式下，第一功率开关管S1关断，控制第一同步整流管SR1和第三同步整流管SR3开通，第一同步整流管SR1上的电流iSR1，第二同步整流管SR2上的电流iSR2，第三同步整流管SR3上的电流iSR3和第四同步整流管SR4上的电流iSR4线性下降，直到iSR2和iSR4降到0，第二同步整流管SR2和第四同步整流管SR4关断，输出电感Lo和变压器激磁电感Lm与PWM半桥电路的寄生电容形成振荡，当第二同步整流管SR2两端的电压Vds_SR2和第四同步整流管SR4两端的电压Vds_SR4振荡至第m个谷底时，控制第二同步整流管SR2和第四同步整流管SR4二次开通一预设时间，以实现第二功率开关管S2的零电压开通；同样，第二功率开关管S2关断，控制第二同步整流管SR2和第四同步整流管SR4开通，第一同步整流管SR1上的电流iSR1，第二同步整流管SR2上的电流iSR2，第三同步整流管SR3上的电流iSR3和第四同步整流管SR4上的电流iSR4线性下降，直到iSR1和iSR3降到0，第一同步整流管SR1和第三同步整流管SR3关断，输出电感Lo和变压器激磁电感Lm与PWM半桥电路的寄生电容形成振荡，当第一同步整流管SR1两端的电压Vds_SR1和第三同步整流管SR3两端的电压Vds_SR3振荡至第m个谷底时，控制第一同步整流管SR1和第三同步整流管SR3二次开通一预设时间，以实现第一功率开关管S1的零电压开通。
根据本发明又一种优选实施方式，本发明还提供一种适用于宽范围输出电压的变换器。该变换器包括PWM半桥电路。该PWM半桥电路包括：原边电路，包括由第一功率开关管S1和第二功率开关管S2串联组成的原边开关桥臂；变压器，包括原边线圈和副边线圈，该原边线圈与该原边电路的输出端耦接；副边整流电路，包括至少两个同步整流管，该副边整流电路的输入端与该副边线圈耦接；输出滤波电路，包括输出电感和输出电容，该输出滤波电路耦接于该副边整流电路的输出端与一负载之间；以及控制单元，用于通过调整开关频率(例如降低开关频率)使该PWM半桥电路进入断续模式，并在每个开关周期内，分别在该第一功率开关管S1和该第二功率开关管S2开通之前，持续导通或者二次导通相对应的同步整流管一预定时间，以实现该第一功率开关管S1和该第二功率开关管S2的零电压开通。
优选地，该变压器的副边线圈为中心抽头结构，包括第一端、第二端和公共端，该副边整流电路包括第一同步整流管SR1和第二同步整流管SR2，该第一同步整流管SR1的一端和该第二同步整流管SR2的一端分别与该副边线圈的该第一端和该第二端相连接，该第一同步整流管SR1的另一端和该第二同步整流管SR2的另一端同时与该输出电容的一端相连接，该输出电感的两端分别与该副边线圈的该公共端和该输出电容的另一端相连接。
根据本发明另一种优选实施方式，该变换器还包括电流检测单元，用于检测该第一同步整流管SR1上的电流和该第二同步整流管SR2上的电流。该控制单元还用于，接收该电流检测单元的检测结果，在该第一功率开关管S1关断到该第二功率开关管S2开通的这段死区时间内，当该第一同步整流管SR1上的电流降为0时，持续导通第一同步整流管SR1预定时间；在该第二功率开关管S2关断到该第一功率开关管S1开通的这段死区时间内，当该第二同步整流管SR2上的电流降为0时，持续导通第二同步整流管SR2预定时间。
根据本发明又一种优选实施方式，该变换器还包括电流检测单元，用于检测该第一同步整流管SR1上的电流和该第二同步整流管SR2上的电流。该控制单元还用于，接收该电流检测单元的检测结果，在该第一功率开关管S1关断到该第二功率开关管S2开通的这段死区时间内，当该第一同步整流管SR1上的电流降为0时，关断该第一同步整流管SR1，并继续导通该第二同步整流管SR2；在该第二功率开关管S2关断到该第一功率开关管S1开通的这段死区时间内，当该第二同步整流管SR2上的电流降为0时，关断该第二同步整流管SR2，继续导通该第一同步整流管SR1。
进一步，该变换器还包括副边电压检测单元，用于检测该第一同步整流管SR1和该第二同步整流管SR2两端的电压，例如MOSFET的漏源极间电压的瞬时值是否达到波形的谷底值，当该第一同步整流管SR1两端的电压振荡至第m个谷底时，该控制单元控制该第一同步整流管SR1二次导通；当该第二同步整流管SR2两端的电压振荡至第m个谷底时，该控制单元控制该第二同步整流管SR2二次导通，其中，m为大于或等于1的整数。
根据本发明另一种优选实施方式，该变压器的副边线圈包括第一端和第二端，该副边整流电路包括第一至第四同步整流管SR1-SR4，该第一同步整流管SR1和该第二同步整流管SR2串联形成副边第一桥臂，该第三同步整流管SR3和该第四同步整流管SR4串联形成副边第二桥臂，该副边线圈的该第一端和该第二端分别与该副边第一桥臂和该副边第二桥臂的中点相连接，该输出电容Co通过该输出电感Lo并联于该副边第一桥臂和该副边第二桥臂的两端。
优选地，对应于互补模式，该变换器还包括电流检测单元，用于检测该第一同步整流管SR1，该第二同步整流管SR2，该第三同步整流管SR3以及该第四同步整流管SR4上的电流。该控制单元还用于，接收该电流检测单元的检测结果，并控制该第一同步整流管SR1和该第三同步整流管SR3同步工作，控制该第二同步整流管SR2和该第四同步整流管SR4同步工作；以及，在该第一功率开关管S1关断到该第二功率开关管S2开通的死区时间内，控制该第一同步整流管SR1和该第三同步整流管SR3导通，当该第二同步整流管SR2和该第四同步整流管SR4上的电流降为0时，持续导通该第二同步整流管SR2和该第四同步整流管SR4所述预定时间；在该第二功率开关管S2关断到该第一功率开关管S1开通的死区时间内，控制该第二同步整流管SR2和该第四同步整流管SR4导通，当该第一同步整流管SR1和该第三同步整流管SR3上的电流降为0时，持续导通该第一同步整流管SR1和该第三同步整流管SR3所述预定时间。
优选地，对应于非互补模式，该变换器还包括电流检测单元，用于检测该第一同步整流管SR1，该第二同步整流管SR2，该第三同步整流管SR3以及该第四同步整流管SR4上的电流。该控制单元还用于，接收该电流检测单元的检测结果，并控制该第一同步整流管SR1和该第三同步整流管SR3同步工作，控制该第二同步整流管SR2和该第四同步整流管SR4同步工作；以及，在该第一功率开关管S1关断到该第二功率开关管S2开通的死区时间内，控制该第一同步整流管SR1和该第三同步整流管SR3导通，当该第二同步整流管SR2和该第四同步整流管SR4上的电流降为0时，关断该第二同步整流管SR2和该第四同步整流管SR4，此时，该输出电感Lo和变压器的激磁电感Lm与PWM半桥电路的寄生电容形成振荡，当第二同步整流管SR2两端的电压Vds_SR2和第四同步整流管SR4两端的电压Vds_SR4振荡至第m个谷底时，控制第二同步整流管SR2和第四同步整流管SR4二次开通，并持续导通该预设时间，以实现第二功率开关管S2的零电压开通；在该第二功率开关管S2关断到该第一功率开关管S1开通的死区时间内，控制该第二同步整流管SR2和该第四同步整流管SR4导通，当该第一同步整流管SR1和该第三同步整流管SR3上的电流降为0时，关断该第一同步整流管SR1和该第三同步整流管SR3，此时，该输出电感Lo和变压器的激磁电感Lm与PWM半桥电路的寄生电容形成振荡，当第一同步整流管SR1两端的电压Vds_SR1和第三同步整流管SR3两端的电压Vds_SR3振荡至第m个谷底时，控制第一同步整流管SR1和第三同步整流管SR3二次开通，并持续导通该预设时间，以实现第一功率开关管S1的零电压开通。其中，m为大于或等于1的整数。
优选地，当该负载进一步减小时，该控制单元用于控制该PWM半桥电路从该断续模式进入BURST模式，每个BURST周期包括脉冲使能区间和脉冲关闭区间，在该脉冲使能区间内，该PWM半桥电路工作在该断续模式；在该脉冲关闭区间内，关闭所有脉冲信号，使该PWM半桥电路停止工作。
进一步，在每一个该脉冲使能区间内，对第一个开关周期进行处理，使激磁电感的电流和输出电感的电流接入预定轨迹，对最后一个开关周期进行处理，使该激磁电感的电流为零后关闭该原边电路的脉冲信号。
可以理解的是，该预定轨迹为该断续模式中激磁电感的电流和输出电感的电流的轨迹。
优选地，该变换器还包括原边电压检测单元，用于检测该原边开关桥臂的中点电压，并将检测结果输出至该控制单元。该第一功率开关管S1与该原边电路的负输入端连接，该第二功率开关管S2与该原边电路的正输入端连接；当该原边开关桥臂的中点电压小于或等于一第一预设电压时，控制单元开通该第一功率开关管S1，当该原边开关桥臂的中点电压大于或等于一第二预设电压时，控制单元开通该第二功率开关管S2。其中，第一预设电压可以为接近于零或等于零的数值，第二预设电压可以为接近输入电压或等于输入电压的数值。
本发明通过在原边功率开关管开通之前，控制相对应的同步整流管持续导通或者二次导通一段时间，以在输出电感中产生一放电电流，待相对应的同步整流管关断后，在原边电路中产生一反向电流，通过该反向电流参与输出电感、变压器的激磁电感与PWM半桥电路的寄生电容的谐振来实现原边功率开关管的零电压开通，从而减小损耗。
虽然本发明已以实施方式揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何熟悉此技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附的权利要求书所界定的范围为准。

Claims (32)

1.一种适用于宽范围输出电压的变换器的控制方法，其特征在于，所述变换器包括PWM半桥电路，所述PWM半桥电路包括：
原边电路，包括由第一功率开关管和第二功率开关管串联组成的原边开关桥臂；
变压器，包括原边线圈和副边线圈，所述原边线圈与所述原边电路耦接；
副边整流电路，包括至少两个同步整流管，所述副边整流电路的输入端与所述副边线圈耦接；以及
输出滤波电路，包括输出电感和输出电容，所述输出滤波电路耦接于所述副边整流电路的输出端与一负载之间；
所述控制方法包括：
通过调整开关频率使所述PWM半桥电路进入断续模式；
在每个开关周期内，分别在所述第一功率开关管和所述第二功率开关管开通之前，持续导通或者二次导通相对应的同步整流管一预定时间，以实现所述第一功率开关管和所述第二功率开关管的零电压开通。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述变压器的副边线圈为中心抽头结构，包括第一端、第二端和公共端，所述副边整流电路包括第一同步整流管和第二同步整流管，所述第一同步整流管的一端和所述第二同步整流管的一端分别与所述副边线圈的所述第一端和所述第二端相连接，所述第一同步整流管的另一端和所述第二同步整流管的另一端同时与所述输出电容的一端相连接，所述输出电感的两端分别与所述副边线圈的所述公共端和所述输出电容的另一端相连接。
3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，还包括：
控制所述第一功率开关管和所述第二同步整流管互补工作，控制所述第二功率开关管和所述第一同步整流管互补工作；
在所述第一功率开关管关断到所述第二功率开关管开通的死区时间内，当所述第一同步整流管上的电流降为0时，持续导通所述第一同步整流管所述预定时间；
在所述第二功率开关管关断到所述第一功率开关管开通的死区时间内，当所述第二同步整流管上的电流降为0时，持续导通所述第二同步整流管所述预定时间。
4.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，还包括：
控制所述第一功率开关管和所述第二同步整流管非互补工作，控制所述第二功率开关管和所述第一同步整流管非互补工作；
在所述第一功率开关管关断到所述第二功率开关管开通的死区时间内，当所述第一同步整流管上的电流降为0时，关断所述第一同步整流管，同时保持所述第二同步整流管处于导通状态；
在所述第二功率开关管关断到所述第一功率开关管开通的死区时间内，当所述第二同步整流管上的电流降为0时，关断所述第二同步整流管，同时保持所述第一同步整流管处于导通状态。
5.根据权利要求4所述的控制方法，其特征在于，还包括：
在所述第一功率开关管关断到所述第二功率开关管开通的所述死区时间内，进一步判断所述第一同步整流管两端的电压是否达到谷底，当所述第一同步整流管两端的电压达到谷底时，二次导通所述第一同步整流管所述预定时间；
在所述第二功率开关管关断到所述第一功率开关管开通的所述死区时间内，进一步判断所述第二同步整流管两端的电压是否达到谷底，当所述第二同步整流管两端的电压达到谷底时，二次导通所述第二同步整流管所述预定时间。
6.如权利要求5所述的控制方法，其特征在于，当所述第一同步整流管两端的电压达到第m个谷底时，二次导通所述第一同步整流管所述预定时间；当所述第二同步整流管两端的电压达到第m个谷底时，二次导通所述第二同步整流管所述预定时间，其中，m为大于或等于1的整数。
7.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述变压器的副边线圈包括第一端和第二端，所述副边整流电路包括第一至第四同步整流管，所述第一同步整流管和所述第二同步整流管串联形成副边第一桥臂，所述第三同步整流管和所述第四同步整流管串联形成副边第二桥臂，所述副边线圈的所述第一端和所述第二端分别与所述副边第一桥臂的中点和所述副边第二桥臂的中点相连接，所述输出电容通过所述输出电感并联于所述副边第一桥臂和所述副边第二桥臂的两端。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，还包括：
控制所述第一同步整流管和所述第三同步整流管同步工作，控制所述第二同步整流管和所述第四同步整流管同步工作；并且
在所述第一功率开关管关断到所述第二功率开关管开通的死区时间内，控制所述第一同步整流管和所述第三同步整流管导通，当所述第二同步整流管和所述第四同步整流管上的电流降为0时，持续导通所述第二同步整流管和所述第四同步整流管所述预定时间；
在所述第二功率开关管关断到所述第一功率开关管开通的死区时间内，控制所述第二同步整流管和所述第四同步整流管导通，当所述第一同步整流管和所述第三同步整流管上的电流降为0时，持续导通所述第一同步整流管和所述第三同步整流管所述预定时间。
9.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，还包括：
控制所述第一同步整流管和所述第三同步整流管同步工作，控制所述第二同步整流管和所述第四同步整流管同步工作；并且
在所述第一功率开关管关断到所述第二功率开关管开通的死区时间内，控制所述第一同步整流管和所述第三同步整流管导通，当所述第二同步整流管和所述第四同步整流管上的电流降为0时，关断所述第二同步整流管和所述第四同步整流管；
在所述第二功率开关管关断到所述第一功率开关管开通的死区时间内，控制所述第二同步整流管和所述第四同步整流管导通，当所述第一同步整流管和所述第三同步整流管上的电流降为0时，关断所述第一同步整流管和所述第三同步整流管。
10.根据权利要求9所述的控制方法，其特征在于，还包括：
在所述第一功率开关管关断到所述第二功率开关管开通的所述死区时间内，进一步判断所述第二同步整流管和所述第四同步整流管两端的电压是否达到谷底，当所述第二同步整流管和所述第四同步整流管两端的电压达到谷底时，二次导通所述第二同步整流管和所述第四同步整流管所述预定时间；
在所述第二功率开关管关断到所述第一功率开关管开通的所述死区时间内，进一步判断所述第一同步整流管和所述第三同步整流管两端的电压是否达到谷底，当所述第一同步整流管和所述第三同步整流管两端的电压达到谷底时，二次导通所述第一同步整流管和所述第三同步整流管所述预定时间。
11.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，还包括：
当所述负载进一步减小时，控制所述PWM半桥电路从所述断续模式进入BURST模式，每个BURST周期包括脉冲使能区间和脉冲关闭区间，在所述脉冲使能区间内，所述PWM半桥电路工作在所述断续模式；在所述脉冲关闭区间内，关闭所有脉冲信号，使所述PWM半桥电路停止工作。
12.根据权利要求11所述的控制方法，其特征在于，在每一个所述脉冲使能区间，对第一个开关周期进行处理，使激磁电感的电流和输出电感的电流接入预定轨迹；对最后一个开关周期进行处理，使所述激磁电感的电流为零后关闭所述原边电路的脉冲信号。
13.根据权利要求12所述的控制方法，其特征在于，所述预定轨迹为所述断续模式中所述激磁电感的电流和所述输出电感的电流的轨迹。
14.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述第一功率开关管与所述原边电路的负输入端连接，所述第二功率开关管与所述原边电路的正输入端连接，当所述原边开关桥臂的中点电压小于或等于一第一预设电压时，开通所述第一功率开关管；当所述原边开关桥臂的中点电压大于或等于一第二预设电压时，开通所述第二功率开关管。
15.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述原边电路还包括由第一电容和第二电容串联形成的电容桥臂，所述原边线圈的一端与所述电容桥臂的中点耦接，所述原边线圈的另一端与所述原边开关桥臂的中点耦接。
16.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述原边电路还包括一电容，所述电容的一端与所述原边电路的正输入端或者负输入端耦接，所述电容的另一端与所述原边线圈的一端耦接，所述原边线圈的另一端与所述原边开关桥臂的中点耦接。
17.一种适用于宽范围输出电压的变换器，其特征在于，所述变换器包括PWM半桥电路和控制单元，所述PWM半桥电路包括：
原边电路，包括由第一功率开关管和第二功率开关管串联组成的原边开关桥臂；
变压器，包括原边线圈和副边线圈，所述原边线圈与所述原边电路耦接；
副边整流电路，包括至少两个同步整流管，所述副边整流电路的输入端与所述副边线圈耦接；
输出滤波电路，包括输出电感和输出电容，所述输出滤波电路耦接于所述副边整流电路的输出端与一负载之间；
所述控制单元用于通过调整开关频率使所述PWM半桥电路进入断续模式，并在每个开关周期内，分别在所述第一功率开关管和所述第二功率开关管开通之前，持续导通或者二次导通相对应的同步整流管一预定时间，以实现所述第一功率开关管和所述第二功率开关管的零电压开通。
18.根据权利要求17所述的变换器，其特征在于，所述变压器的副边线圈为中心抽头结构，包括第一端、第二端和公共端，所述副边整流电路包括第一同步整流管和第二同步整流管，所述第一同步整流管的一端和所述第二同步整流管的一端分别与所述副边线圈的所述第一端和所述第二端相连接，所述第一同步整流管的另一端和所述第二同步整流管的另一端同时与所述输出电容的一端相连接，所述输出电感的两端分别与所述副边线圈的所述公共端和所述输出电容的另一端相连接。
19.根据权利要求18所述的变换器，其特征在于，还包括电流检测单元，用于检测所述第一同步整流管上的电流和所述第二同步整流管上的电流；
所述控制单元还用于，接收所述电流检测单元的检测结果，在所述第一功率开关管关断到所述第二功率开关管开通的死区时间内，当所述第一同步整流管上的电流降为0时，持续导通所述第一同步整流管所述预定时间；在所述第二功率开关管关断到所述第一功率开关管开通的死区时间内，当所述第二同步整流管上的电流降为0时，持续导通所述第二同步整流管所述预定时间。
20.根据权利要求18所述的变换器，其特征在于，还包括电流检测单元，用于检测所述第一同步整流管上的电流和所述第二同步整流管上的电流；
所述控制单元还用于，接收所述电流检测单元的检测结果，在所述第一功率开关管关断到所述第二功率开关管开通的死区时间内，当所述第一同步整流管上的电流降为0时，关断所述第一同步整流管，并持续导通所述第二同步整流管；在所述第二功率开关管关断到所述第一功率开关管开通的死区时间内，当所述第二同步整流管上的电流降为0时，关断所述第二同步整流管，并持续导通所述第一同步整流管。
21.根据权利要求20所述的变换器，其特征在于，还包括副边电压检测单元，用于检测所述第一同步整流管和所述第二同步整流管两端的电压；
当所述第一同步整流管两端的电压达到第m个谷底时，所述控制单元用于控制所述第一同步整流管二次导通；当所述第二同步整流管两端的电压达到第m个谷底时，所述控制单元用于控制所述第二同步整流管二次导通，其中，m为大于或等于1的整数。
22.根据权利要求17所述的变换器，其特征在于，所述变压器的副边线圈包括第一端和第二端，所述副边整流电路包括第一至第四同步整流管，所述第一同步整流管和所述第二同步整流管串联形成副边第一桥臂，所述第三同步整流管和所述第四同步整流管串联形成副边第二桥臂，所述副边线圈的所述第一端和所述第二端分别与所述副边第一桥臂的中点和所述副边第二桥臂的中点相连接，所述输出电容通过所述输出电感并联于所述副边第一桥臂和所述副边第二桥臂的两端。
23.根据权利要求22所述的变换器，其特征在于，
所述控制单元还用于，控制所述第一同步整流管和所述第三同步整流管同步工作，并且控制所述第二同步整流管和所述第四同步整流管同步工作；以及，
在所述第一功率开关管关断到所述第二功率开关管开通的死区时间内，控制所述第一同步整流管和所述第三同步整流管导通，当所述第二同步整流管和所述第四同步整流管上的电流降为0时，持续导通所述第二同步整流管和所述第四同步整流管所述预定时间；
在所述第二功率开关管关断到所述第一功率开关管开通的死区时间内，控制所述第二同步整流管和所述第四同步整流管导通，当所述第一同步整流管和所述第三同步整流管上的电流降为0时，持续导通所述第一同步整流管和所述第三同步整流管所述预定时间。
24.根据权利要求22所述的变换器，其特征在于，
所述控制单元还用于，控制所述第一同步整流管和所述第三同步整流管同步工作，并且控制所述第二同步整流管和所述第四同步整流管同步工作；以及，
在所述第一功率开关管关断到所述第二功率开关管开通的死区时间内，控制所述第一同步整流管和所述第三同步整流管导通，当所述第二同步整流管和所述第四同步整流管上的电流降为0时，关断所述第二同步整流管和所述第四同步整流管；
在所述第二功率开关管关断到所述第一功率开关管开通的死区时间内，控制所述第二同步整流管和所述第四同步整流管导通，当所述第一同步整流管和所述第三同步整流管上的电流降为0时，关断所述第一同步整流管和所述第三同步整流管。
25.根据权利要求24所述的变换器，其特征在于，
所述控制单元还用于，在所述第一功率开关管关断到所述第二功率开关管开通的所述死区时间内，进一步判断所述第二同步整流管和所述第四同步整流管两端的电压是否达到谷底，当所述第二同步整流管和所述第四同步整流管两端的电压达到谷底时，二次导通所述第二同步整流管和所述第四同步整流管所述预定时间；
在所述第二功率开关管关断到所述第一功率开关管开通的所述死区时间内，进一步判断所述第一同步整流管和所述第三同步整流管两端的电压是否达到谷底，当所述第一同步整流管和所述第三同步整流管两端的电压达到谷底时，二次导通所述第一同步整流管和所述第三同步整流管所述预定时间。
26.根据权利要求17所述的变换器，其特征在于，当所述负载进一步减小时，所述控制单元用于控制所述PWM半桥电路从所述断续模式进入BURST模式，每个BURST周期包括脉冲使能区间和脉冲关闭区间，在所述脉冲使能区间内，所述PWM半桥电路工作在所述断续模式；在所述脉冲关闭区间内，关闭所有脉冲信号，使所述PWM半桥电路停止工作。
27.根据权利要求26所述的变换器，其特征在于，在每一个所述脉冲使能区间内，所述控制单元对第一个开关周期进行处理，使激磁电感的电流和输出电感的电流接入预定轨迹；对最后一个开关周期进行处理，使所述激磁电感的电流为零后关闭所述原边电路的脉冲信号。
28.根据权利要求27所述的变换器，其特征在于，所述预定轨迹为所述断续模式中所述激磁电感的电流和所述输出电感的电流的轨迹。
29.根据权利要求17所述的变换器，其特征在于，还包括原边电压检测单元，用于检测所述原边开关桥臂的中点电压；
所述第一功率开关管与所述原边电路的负输入端连接，所述第二功率开关管与所述原边电路的正输入端连接；
所述控制单元还用于，接收所述原边电压检测单元的检测结果，并当所述原边开关桥臂的中点电压小于或等于一第一预设电压时，开通所述第一功率开关管，当所述原边开关桥臂的中点电压大于或等于一第二预设电压时，开通所述第二功率开关管。
30.根据权利要求17所述的变换器，其特征在于，所述原边电路还包括由第一电容和第二电容串联形成的电容桥臂，所述原边线圈的一端与所述电容桥臂的中点耦接，所述原边线圈的另一端与所述原边开关桥臂的中点耦接。
31.根据权利要求17所述的变换器，其特征在于，所述原边电路还包括一电容，所述电容的一端与所述原边电路的正输入端或者负输入端耦接，所述电容的另一端与所述原边线圈的一端耦接，所述原边线圈的另一端与所述原边开关桥臂的中点耦接。
32.根据权利要求17所述的变换器，其特征在于，所述输出电感与所述变压器集成于一体。
CN202110547937.0A 2021-05-19 2021-05-19 适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法 Pending CN115378265A (zh)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110547937.0A CN115378265A (zh) 2021-05-19 2021-05-19 适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法
TW110141227A TWI797813B (zh) 2021-05-19 2021-11-04 適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法
US17/658,257 US11973430B2 (en) 2021-05-19 2022-04-07 Converter adaptable to wide range output voltage and control method thereof

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202110547937.0A CN115378265A (zh) 2021-05-19 2021-05-19 适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115378265A true CN115378265A (zh) 2022-11-22

Family

ID=84059685

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202110547937.0A Pending CN115378265A (zh) 2021-05-19 2021-05-19 适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US11973430B2 (zh)
CN (1) CN115378265A (zh)
TW (1) TWI797813B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11796671B2 (en) * 2021-03-08 2023-10-24 GM Global Technology Operations LLC Transmission scheme for implementing code division multiple access in a radar system
CN115378266A (zh) * 2021-05-19 2022-11-22 台达电子企业管理（上海）有限公司 适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7269034B2 (en) * 1997-01-24 2007-09-11 Synqor, Inc. High efficiency power converter
US6992902B2 (en) * 2003-08-21 2006-01-31 Delta Electronics, Inc. Full bridge converter with ZVS via AC feedback
CN102136801B (zh) * 2010-01-21 2014-02-19 台达电子工业股份有限公司 谐振转换器以及其间歇模式控制方法
CN105450028A (zh) 2014-06-18 2016-03-30 台达电子企业管理（上海）有限公司 变换器及其控制方法
CN106329930B (zh) * 2015-07-06 2019-02-12 台达电子工业股份有限公司 功率变换器
US9590492B2 (en) * 2014-12-18 2017-03-07 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switched-mode power supply
CN106160480B (zh) * 2015-04-03 2019-07-05 台达电子工业股份有限公司 功率变换器装置
CN106558994B (zh) * 2015-09-30 2020-03-13 株式会社村田制作所 Dc/dc转换装置
US10283512B2 (en) 2016-11-29 2019-05-07 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Semiconductor device and manufacturing method thereof
CN108206631B (zh) * 2016-12-16 2022-01-21 台达电子企业管理（上海）有限公司 功率变换器装置及功率变换器系统
CN110677018B (zh) 2019-10-31 2021-01-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路、控制方法和开关变换器

Also Published As

Publication number Publication date
TW202247588A (zh) 2022-12-01
TWI797813B (zh) 2023-04-01
US20220385199A1 (en) 2022-12-01
US11973430B2 (en) 2024-04-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8339817B2 (en) Method of operating a resonant power converter and a controller therefor
TW201822449A (zh) 用於返馳變換器電路之控制方法及控制裝置
KR101000561B1 (ko) 직렬 공진형 컨버터
CN111669055B (zh) 电压转换电路及其控制方法
US20080297248A1 (en) Class d amplifier circuit with bi-directional power switch
JPH1189232A (ja) スイッチング電源装置
CN112067886A (zh) 一种开关电源装置的电流检测电路
TWI797813B (zh) 適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法
CN113937988A (zh) 不对称半桥反激变换器及其控制方法
TWI807472B (zh) 適用於寬範圍輸出電壓的變換器及其控制方法
Chu et al. Analysis and design of a current-fed zero-voltage-switching and zero-current-switching CL-resonant push–pull dc–dc converter
CN113676057B (zh) 一种基于二次电流模拟的llc同步整流电路
CN113131747A (zh) 反激变换器控制方法及其控制装置
CN109450256B (zh) 一种准谐振电源控制器
CN108365766B (zh) Llc准谐振开关电源
CN114679071A (zh) 非对称半桥反激式开关电源及其控制芯片和控制方法
TWI755917B (zh) Llc諧振轉換器
Valadkhani et al. Dc/dc full-bridge converter for cathodic protection application with phase-shift control method and no auxiliary circuit
CN113708634A (zh) 一种反激变换器的控制方法及控制装置
CN113708631A (zh) 一种反激变换器及其控制方法与控制装置
Yun et al. Reducing the high frequency transformer losses in an FB ZVT PWM converter
Kulasekaran et al. A 500 kHz, 3.3 kW boost PFC with low loss coupled auxiliary ZVT circuit
CN113708633B (zh) 一种反激变换器的控制方法、反激变换器及控制装置
CN217824740U (zh) 带辅助绕组的反激零电压软开关电路
CN113381611B (zh) 一种反激变换器的控制方法及控制装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination