CN106558994B - Dc/dc转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的DC/DC转换装置具有：直流电压源；与直流电压源电连接的振荡电路；多个开关元件Q1～Q4；开关控制部，通过切换多个开关元件Q1～Q4的闭合和断开，可使直流电压源与振荡电路的电连接导通或断开，且可使施加于振荡电路上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；变换部；检测部，用于检测所述直流电压源的输入电压、输入电流、所述变换部上的输出电压、输出电流中的一种或多种参数值，其中，当所述参数值变化时，所述开关控制部调整施加于所述振荡电路上的电压处于所述第一方向和所述第二方向中的一个方向上的时间长度，从而使所述输出电压和/或输出电流返回初始值。

Description

DC/DC转换装置
技术领域
本发明涉及一种采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置。
背景技术
在现有技术中，开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关闭合和断开的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，其中，DC/DC转换装置即直流-直流转换电路是一种将直流输入电压有效地转换成固定的直流输出电压的电压变换器。一般而言，DC/DC转换装置分为三类：升压型DC/DC变换器、降压型DC/DC变换器以及升降压型DC/DC变换器，根据需求可采用三类控制。具体而言，利用电容器、电感器的储能的特性，通过可控开关(MOSFET等)进行高频开关的动作，将输入的电能储存在电容器或电感器里，当开关断开时，将电能再释放给负载来提供能量。其输出的功率或电压的能力与占空比、即开关导通时间与整个开关的周期的比值有关。
然而，随着电力电子技术的高速发展，对开关电源提出了更加高频化、高转换效率、高功率密度以及低噪声等要求。
图6示出了现有的一种采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置100。如图6所示，DC/DC转换装置100具有：直流电压源V10，4个开关元件Q1～Q4，由电感器Lr和电容器Cr构成的振荡电路20，以及由变压器30和整流电路构成的变换部40。在该DC/DC转换装置100，通过控制各个开关元件Q1～Q4的导通和断开，从而控制从变压器30的原边Tr1向副边Tr2所传输的能量。
中国专利(CN201110394250.4)提供了一种直流-直流转换器、电力变换器及其控制方法。该专利文献中概略的提及了可以通过改变电源电压加载至LLC谐振回路上两个方向的时间比例的不对称度，来改变增益。但是，该增益随上述不对称度变化的曲线是随着负载的变化等很多因素而不断变化了，并非一个静态的过程。通过上述方式改变增益所涉及参数众多，控制极为复杂。
发明内容
发明所要解决的问题
对于图6所示的DC/DC转换装置100中的各个开关元件Q1～Q4，图7示出了对它们的控制时序。
如图7所示，每个开关元件Q1～Q4的占空比均为50％。在t0时刻，闭合开关元件Q1和Q4、且断开开关元件Q2和Q3，在由电感器Lr和电容器Cr所构成的振荡电路20上施加的电压Vc+－为正值，此时，流经振荡电路20的电流ILLC为正值且逐渐增大。然后，在t1时刻，闭合开关元件Q2和Q3、且断开开关元件Q1和Q4，此时，由于电压是断续变化的，因此施加在振荡电路20上的电压Vc+－瞬间变为负值。然而，由于电流是连续变化的，因此，如图7所示，在t1时刻，当施加在振荡电路20上的电压Vc+－瞬间变为负值时，流经振荡电路20的电流ILLC虽然在逐渐减小，但仍然为正值。也就是说，从t1、即开关切换的时刻起直至流经振荡电路20的电流ILLC降低为零为止，流经振荡电路20的电流ILLC与施加于振荡电路20两端的电压Vc+－为反向。其结果是，由于将要输出至变压器30的副边Tr2的能量为电压Vc+－和电流ILLC的乘积，如图7所示，在A→B的时间段内，该将要输出至变压器30的副边的能量为负，即能量从振荡电路20逆流回直流电压源V10，在A→B的时间段之后能量会在直流电压源V10和振荡电路20之间振荡，由于在直流电压源V10和振荡电路20之间振荡，由于振荡电路20的电流路径上存在电阻，因而会带来了不必要的损耗。
同样地，在t2时刻，闭合开关元件Q1和Q4、且断开开关元件Q2和Q3，此时，由于电压是断续变化的，因此施加在振荡电路20上的电压Vc+－瞬间变为正值。然而，由于电流是连续变化的，因此，如图7所示，在t2时刻，当施加在振荡电路20上的电压Vc+－瞬间变为正值时，流经振荡电路20的电流ILLC虽然在逐渐增大，但仍然为负值。其结果是，如图7所示，在C→D的时间段内，将要输出至变压器30的副边Tr2的能量为负，即能量从振荡电路20逆流回直流电压源V10，且在直流电压源V10和振荡电路20之间振荡，由于振荡电路20的电流路径上存在电阻，因而会带来了不必要的损耗。
另外，从增益的角度来考虑。假设该DC/DC转换装置100的增益为1，则DC/DC转换装置100中的各个开关元件Q1～Q4的切换频率等于振荡电路20的谐振频率，此时在DC/DC转换装置100中不会产生损耗。然而，若增益小于1，则输入电压Vin必然大于输出电压Vout。由于开关元件Q1～4的占空比为50％，因此ILLC＝Iout，即流经振荡电路20的电流ILLC等于输出电流，因此输入能量、即Vin与ILLC的乘积必然大于输出能量Vout与Iout的乘积。其中，这多出来的部分、即Vin*ILLC－Vout*Iout的值在该DC/DC转换装置100中被损耗掉了。
也就是说，在如图6所示的现有的DC/DC转换装置100中，若如图7所示那样，以占空比50％来控制各个开关元件Q1～Q4的闭合和断开，会使部分能量损耗在变压器30的原边Tr1，导致输出功率降低，从而使得DC/DC转换装置100的增益也降低。
另一方面，在采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置中，还存在开关(MOSFET等)损耗的问题。对于开关损耗的问题，在本技术领域中，通常采用软开关技术。
软开关(Soft-Switching)是相对硬开关(Hard-Switching)而言的。一般而言，通过在开通和关断过程前后引入谐振，使开关开通前的电压先降到零，关断前的电流先降到零，就可以消除开关在开通和关断过程中电压、电流的重叠，降低它们的变化率，从而大大减小甚至消除开关损耗。同时，谐振过程限制了开关在开通和关断过程中电压和电流的变化率，这使得开关噪声也显著减小。
其中，对于开关的关断过程，理想的软关断过程是电流先降到零，电压再缓慢上升到断态值，此时开关的关断损耗近似为零。由于器件断开前的电流已下降到零，解决了感性断开问题。这就是通常所说的零电流开关ZCS(Zero Current Switch)。另外，对于开关的开通过程，理想的软开通过程是电压先降到零，电流再缓慢上升到通态值，此时开关的开通损耗近似为零。由于器件结电容的电压亦为零，解决了容性开通问题。这就是通常所说的零电压开关ZVS(Zero Voltage Switch)。
在现有技术中，为了降低开关导通时的损耗，甚至是实现零电流开关ZCS和/或零电压开关ZVS，必须对各个开关元件Q1～Q4的闭合和断开的时序进行适当的调整。
如图6所示的DC/DC转换装置100中，当以如图7所示的控制时序来对各个开关元件Q1～Q4进行控制，在t1时刻使开关元件Q2和Q3闭合，此时由于直流电压源V10的直流电源电压Vin直接施加在开关元件Q3和Q2两端，因此，对于开关元件Q2和Q3而言，很难实现零电压开关ZVS。反之亦然，在t2时刻使开关元件Q1和Q4闭合，此时由于直流电压源V10的直流电源电压Vin直接施加在开关元件Q1和Q4两端，因此，对于开关元件Q1和Q4而言，同样很难实现零电压开关ZVS。
图8显示的是开关频率(fs、横轴)与增益(纵轴)的关系。当输出电压恒定而负载变小，其输出电流就要变小，因此增益就要减小。当高于谐振频率时，控制开关频率增加才能将增益降低。
然而，在图6所示的DC/DC转换装置100中，当负载变轻时，提高开关切换频率会造成开关损耗增加。
用于解决技术问题的技术手段
本发明是为了解决上述问题而设计的，其第一个目的在于提供一种DC/DC转换装置，当输出电压和/或输出电流变化时，能够在开关频率(周期长度)不发生较大变化的情况下对增益进行调整。
本发明的第二目的在于提供一种DC/DC转换装置，能够对输出电压和/或输出电流变化快速做出响应，并且输出纹波小。
本发明的第三目的在于提供一种DC/DC转换装置，当负载较轻、输出容量小时，能够稳定调整增益。
本发明第一方面所涉及的DC/DC转换装置，具有：直流电压源，输出直流电源电压；振荡电路，与所述直流电压源电连接；多个开关元件；开关控制部，通过切换所述多个开关元件的闭合和断开，可使所述直流电压源与所述振荡电路的电连接导通或断开，且可使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；变换部，将所述振荡电路中产生的电流输出并转换成直流电流；以及检测部，用于检测所述直流电压源的输入电压、输入电流、所述变换部上的输出电压、输出电流中的一种或多种参数值，其中，当所述参数值变化时，所述开关控制部调整施加于所述振荡电路上的电压处于所述第一方向和所述第二方向中的一个方向上的时间长度，从而使所述输出电压和/或输出电流返回初始值。
本发明第二方面所涉及的DC/DC转换装置，所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第一方向切换至所述第二方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，然后导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向，当所述变换部上的输出电压和/或输出电流变化时，所述开关控制部调整所述振荡电路与所述直流电压源断开的时间长度，从而使所述输出电压和/或输出电流返回初始值。
本发明第三方面所涉及的DC/DC转换装置，所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第一方向切换至所述第二方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，再经过规定的等待时间之后，再导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向，当所述变换部上的输出电压和/或输出电流变化时，所述开关控制部调整所述规定的等待时间的长度，从而使所述输出电压和/或输出电流返回初始值。
本发明第四方面所涉及的DC/DC转换装置，所述振荡电路处于所述第一方向的时间长度大于所述振荡电路处于所述第二方向的时间长度。
本发明第五方面所涉及的DC/DC转换装置，所述开关控制部调整所述振荡电路处于所述第一方向的时间长度。
本发明第六方面所涉及的DC/DC转换装置，施加于所述振荡电路的电压处于所述第二方向期间，直流电压源向振荡电路输入能量，施加于所述振荡电路的电压处于所述第二方向的时间长度足以使从直流电压源获得的能量于所述振荡电路切换至所述第一方向实现零电压开关ZVS所需的能量。
本发明第七方面所涉及的DC/DC转换装置，当所述变换部上的输出电压和/或输出电流偏离所述初始值超过第一阀值时，所述开关控制部首先调整施加于所述振荡电路的电压处于所述第一方向的时间长度，使输出电压和/或电流变化至目标电压/电流值附近的一个区间内，然后微调施加于所述振荡电路的电压处于所述第一方向的时间长度和所述振荡电路与所述直流电压源断开的时间长度，使得输出电压和/或电流返回初始值。
发明的效果
根据本发明，通过调整振荡电路与直流电压源断开电连接的时间长度和向振荡电路施加正向电压或反向电压的时间长度来获得宽范围的稳定调节。
进一步地，根据本发明，可以在转换器的开关频率不发生较大变化的情况下对增益进行调整，增益变化的同时，输出能量的变化率相对更小，输出纹波较小。
更进一步地，根据本发明，能够降低该开关元件在导通时的开关损耗，更进一步地能够使开关元件实现零电压开关ZVS。
附图说明
为了进一步阐明本发明的各实施例的以上和其它优点和特征，将参考附图来呈现本发明的各实施例的更具体的描述。可以理解，这些附图只描绘本发明的典型实施例，因此将不被认为是对其范围的限制。在附图中，为了清楚明了，放大了层和区域的厚度。相同或相应的部件将用相同或类似的标记表示。
图1是表示本发明第一实施方式的DC/DC转换装置10的电路结构的框图。
图2是表示本发明第一实施方式的第一变形例的DC/DC转换装置10的电路结构的框图。
图3是表示本发明第一实施方式的第二变形例的DC/DC转换装置10的电路结构的框图。
图4示出了由开关控制部6控制的各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时序图。
图5示出在增加振荡电路与直流电压源断开电连接的时间的情况下各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时序图。
图6是表示现有技术中的采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置100的电路结构的框图。
图7是表示现有技术中的各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时刻、流经振荡电路20的电流ILLC、振荡电路20的高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-之间的电压的关系图。
图8是表示采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置开关频率与增益的关系图。
具体实施方式
第一实施方式
下面，参照附图1对本发明第一实施方式所涉及的DC/DC转换装置进行说明。
图1是表示本发明第一实施方式的DC/DC转换装置的电路结构的框图。如图1所示，DC/DC转换装置10具有：输出直流电源电压Vin的直流电压源V1；与直流电压源V1电连接的振荡电路2；多个开关元件Q1～Q4；开关控制部6，通过切换多个开关元件Q1～Q4的闭合和断开，可使直流电压源V1与振荡电路2的电连接导通或断开，且可使施加于振荡电路2上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；变换部4，将振荡电路2中产生的电流输出并转换成直流电流；以及检测部9，用于检测直流电压源的输入电压、输入电流、变换部上的输出电压、输出电流中的一种或多种参数值。
具体而言，直流电压源V1的正极侧连接至开关元件Q1和开关元件Q3的漏极侧，直流电压源V1的负极侧连接至开关元件Q2和开关元件Q4的源极侧。在本发明中，直流电压源V1是能为负载提供稳定直流电源电压Vin的电子装置，例如可以采用干电池、蓄电池、直流发电机等。
变换部4中设置有变压器3，整流二极管D1、D2，以及输出电容器Co。变压器3中包括原边Tr1和副边Tr2，其中，原边Tr1具有线圈n1，副边Tr2具有线圈n2和线圈n3。整流二极管D1的阳极连接在副边Tr2的线圈n3的一端，且整流二极管D1的阴极经由输出电容Co连接至副边Tr2的线圈n3的另一端。另外，整流二极管D2的阳极连接至变副边Tr2的线圈n2一端，且整流二极管D2的阴极连接至整流二极管D1的阴极。
振荡电路2中设置有电感器Lr和电容器Cr，且设置有高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-。而且，上述变压器3的原边Tr1与振荡电路2串联连接。高电位侧端子Vc+与开关元件Q1和开关元件Q2的连接点相连接，且低电位侧端子Vc-与开关元件Q3和开关元件Q4的连接点相连接。而且，电感器Lr和电容器Cr经由变压器3的原边Tr1，串联连接在高电位侧端子Vc+与低电位侧端子Vc-之间。
多个开关元件Q1～Q4的连接关系如图1所示。第一开关元件Q1设置于直流电压源V1的正极侧与振荡电路2的高电位侧端子Vc+之间的第一开关元件Q1，第三开关元件Q3设置于直流电压源V1的正极侧与振荡电路2的低电位侧端子Vc-之间，第二开关元件Q2设置于直流电压源V1的负极侧与振荡电路2的高电位侧端子Vc+之间，以及第四开关元件Q4设置于直流电压源V1的负极侧与振荡电路2的低电位侧端子Vc-之间。
另外，上述多个开关元件Q1～Q4可以采用被广泛使用于模拟电路与数字电路的场效晶体管(field-effect transistor)，例如是金属-氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)。其中，MOSFET依照其工作载流子的极性不同，可分为“N型”与“P型”的两种类型，通常又称为NMOSFET与PMOSFET。在本发明中，对于多个开关元件Q1～Q4没有具体的限制，既可以采用“N型”MOSFET，也可以采用“P型”MOSFET。
开关控制部6根据如上所述被输入的电流ILLC，来切换多个开关元件Q1～Q4的闭合和断开。具体而言，当利用开关控制部6的控制来使开关元件Q1和开关元件Q4闭合、且开关元件Q2和开关元件Q3断开时，在振荡电路2的两端所施加的电压Vc+－与直流电源电压Vin同向，即会施加正向的电压。当利用开关控制部6的控制来使开关元件Q2和开关元件Q3闭合、且开关元件Q1和开关元件Q4断开时，在振荡电路2的两端所施加的电压Vc+－与直流电源电压Vin反向，即会施加负向的电压。另外，当开关元件Q1和开关元件Q3均断开时，或者当开关元件Q2和开关元件Q3均断开时，振荡电路2不与直流电压源V1电连接，即不会有电压施加在振荡电路2的两端。
图4示出了由开关控制部6控制的各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时序图。
如图4所示，t0时刻至t3时刻为一个周期。
在t0时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，流经振荡电路2的电流ILLC变为正值，且逐渐变大。
在t1时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为零，但流经振荡电路2的电流ILLC仍为正值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4、电感器Lr、电容器Cr以及变压器3的原边Tr1形成了一个谐振回路，上述电流ILLC在该谐振回路3中进行自由振荡，同时对电容器Cr进行充电，并且直至流经振荡电路2的电流ILLC变为零为止，电感器Cr一直对变压器3的原边Tr1传输能量，从而使能量通过变压器3的原边Tr1传输到副边Tr2。
在t2时刻，流经振荡电路2的电流ILLC变为零，此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为负值。此时，由于在振荡电路2上施加了负向的电压Vc+－，因此，振荡电路2上流过的电流ILLC从零起负向减小，即变为负值。
如上所述，在t2时刻，由于流经振荡电路2的电流ILLC变为零，所以此时已无能量将要从振荡电路2经由变压器3的原边Tr1输出至副边Tr2。因此，在t2时刻不会有能量从振荡电路2逆流回直流电压源V1。
在t3时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间从负值变为正值。此时，与上述的t0时刻一样，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，流经振荡电路2的电流ILLC被强制地从负值变为正值，且逐渐变大。
如上所述，在第一实施方式中记载了“流经振荡电路2的电流ILLC变为零”这一技术内容。然而，在本技术领域中，根据是否考虑变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm，“流经振荡电路2的电流ILLC变为零”的情况会有所不同。
图2是表示本发明第一实施方式的第一变形例的DC/DC转换装置的电路结构的框图。
在与振荡电路2相连接的变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm非常小时，可以忽略流经寄生电感的电流ILm。此时，“流经振荡电路2的电流ILLC”等于电感器Lr上流过的电流ILr。而且，如图2所示那样，在电感器Lr上设置有第一检测部7，利用该第一检测部7来检测流经电感器Lr的电流ILr。在此情况下，当由第一检测部7检测出的电流等于零、即ILr＝0时，利用开关控制部6来切换开关元件Q1～Q4的闭合或导通，从而使施加于振荡电路2上的电压的方向反向。
也就是说，在不考虑变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm的情况下，“流经振荡电路2的电流ILLC变为零”是指流经电感器Lr的电流ILr变为零。
图3是表示本发明第一实施方式的第二变形例的DC/DC转换装置的电路结构的框图。
在与振荡电路2相连接的变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm较大时，无法忽略流经寄生电感的电流ILm。此时，“流经振荡电路2的电流ILLC”等于电感器Lr上流过的电流ILr与寄生电感Lm上流过的电流ILm、即ILr-ILm。而且，如图3所示那样，在电感器Lr上设置有第一检测部7，且在变压器3的原边Tr1上设置有第二检测部8，利用该第一检测部7来检测流经电感器Lr的电流ILr，同时利用该第二检测部8来检测流经寄生电感Lm的电流ILm。在此情况下，当由第一检测部7检测出的电流与由第二检测部8检测部的电流之差等于零、即ILr－ILm＝0时，利用开关控制部6来切换开关元件Q1～Q4的闭合或导通，从而使施加于振荡电路2上的电压的方向反向。
也就是说，在考虑了变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm的情况下，“流经振荡电路2的电流ILLC变为零”是指流经电感器Lr的电流ILr与流经该寄生电感Lm的电流ILm之差变为零。
在DC/DC转换装置中，当负载变轻时，可通过以下操作来降低转换装置的增益：通过开关控制部6使开关元件Q1和开关元件Q4闭合、且使开关元件Q2和开关元件Q3断开，此时施加于所述振荡电路上的电压为正向电压；断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接一定时间；使开关元件Q2和开关元件Q3闭合、且使开关元件Q1和开关元件Q4断开，施加于振荡电路上的电压为反向电压。一方面，由于在一定时间内断开谐振电路与电源的连接，使得总的输出能量减少，进而达到既不提高开关频率也能降低增益的目的。或者说，由于输出电压是固定的，降低增益就使得输出电流可以降低，从而适应于轻负载的情形。
然而，在谐振电路的输入电压从一个方向转换到另一个方向之间只能断开相对比较短的时间段，并不能无限制延长，当负载继续变化时，这种开关控制方式可能无法进一步进行调整，因此，具有一定的局限性。
另一方面，在这种开关控制方式中，由于一定时间内断开谐振电路与电源的连接，谐振电容器Cr内的能量由于没有反向电压的影响，其充电时间会增加，导致在一些情况下，增益反而上升了。
简而言之，仅通过在谐振电路的输入电压从一个方向转换到另一个方向之间增加一个断开时间段，来调整增益，可能无法获得预期的效果。
因此，为了能够在更大的范围内调整DC/DC转换装置的增益，同时获得更稳定的DC/DC转换装置输出，本发明给出一种通过调整振荡电路与直流电压源断开电连接的时间长度和向振荡电路施加正向电压或反向电压的时间长度来获得宽范围的稳定调节。
在本实施方式中，当检测装置检测到DC/DC转换装置输入电压、输入电流、输出电压或输出电流变化时，通过开关控制部6，使振荡电路2上施加正向的电压的时间与在振荡电路2上施加负向的电压的时间不同(称为不对称工作方式)，来调整增益。下面对DC/DC转换装置的工作原理和工作方式进行详细描述。
将开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合且开关元件Q2和开关元件Q3同时断开时所形成的开关连接称为第一桥臂。同理将开关元件Q1和开关元件Q4同时断开且开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合时所形成的开关连接称为第二桥臂。
在本是实施方式中，在对DC/DC转换装置的增益进行调整时，假设使第一桥臂的开通时间比第二桥臂的开通时间长，因此将第一桥臂称为长时桥臂，第二桥臂称为短时桥臂。当然将第二桥臂设置为长时桥臂并且将第一桥臂设置为短时桥臂的原理的相同的，因此将不再详细描述。
下面对两个桥臂的独立的分析。由于不对称工作，必然会在谐振电容器Cr上出现直流电压Vcr_dc，在长时桥臂上，电压Vcr_dc和输入电压Vin相反。与两个桥臂导通时间相等的对称工作状态相比，DC/DC转换装置的输入电压相当于Vin-Vcr_dc，也就是说输入电压降低了。对于短时桥臂。DC/DC转换装置的输入电压为Vin+Vcr_dc，这相当于输入电压升高了。
一方面，当短时桥臂开通时，加在谐振网络Lr-Cr上的电压为Vin+Vcr_dc-n*Vout，Lr的电流上升。接下来开通开关Q2和Q4并断开开关Q1和Q3时，加在谐振网络上的电压为-Vcr_dc+n*Vout。随着电压Vcr_dc增加，电流上升的斜率增加，而电流下降的斜率降低。把电流由0到最大值，再由最大值到0作为一个周期的话，意味着输入电流对输出电流的占空比减少。也就是说，如果电流的峰值不变，增益就会降低。同时如果短时桥臂开通的脉宽不变，由于电压Vcr_dc的增加，输入的能量会增加，起到提高增益的目的。
另一方面，首先开通长时桥臂，然后开通开关Q2和Q4并断开开关Q1和Q3，使流经振荡电路2的电流ILLC变为零后，再开通短时桥臂，使两个桥臂不对称。与短时桥臂相反，长时桥臂电流回零的时间减少，起到提高增益的目的，脉宽不变的情况下，输入能量减少，起到降低增益的目的。因此，当采取不对称方式工作的时候，采用不同的不对称的控制方法，会得到不同的增益变化。如果同时对两个桥臂的开通时间进行调整，所需考虑的参数很多，导致调整过程多于复杂，且增益变化波动过大，造成输出纹波较大。
在本实施例中，将第二桥臂的开通时间设置为一固定时段，仅调整第一桥臂的开通时间以及振荡电路与直流电压源断开电连接的时间，从而实现快速响应负载变化并且输出稳定的效果。
当检测装置检测到输入电压或输入电流发生变化时，通过改变第一桥臂的开通时间，同时第二桥臂的开通时间为一固定时段，使增益的变化适应输入电压或输入电流变化。
同理，当检测装置检测到负载发生变化时，通过改变第一桥臂的开通时间，同时第二桥臂的开通时间为一固定时段，使增益的变化适应负载变化。
例如，图1中的输入电压Vin＝54V，输出电压Vout为12V，谐振电感Lr＝10uH，变压器的原边Tr1上的寄生电感Lm＝100uH，谐振电容Cr＝100nH，谐振频率为159kHz，变压器的变比n＝3。当输出电流Iout由10A跳转到5A，如果10A时是DCDC转换装置处于对称工作状态，周期时间为3us，Q1和Q4共同开通的时间为1us，当Iout跳转到5A的时候，输出电压会上升，根据负反馈采样系统得到的Vout变化的信号，可直接将Q2和Q3共同开通的时间(第二桥臂或短时桥臂的开通时间)置为200ns，Q1和Q4共同开通的时间(第一桥臂或长时桥臂的开通时间)仍为1us，根据Vout变化的幅度，增加Q2和Q4共同开通的时间。这样由于增加没有能量通过变压器传到负载的时间，增益降低，同时在谐振电容器上由于电压不对称，出现直流电压，在Q1和Q4共同开通时刻，输入能量减少，增益降低，Q2和Q3共同开通时刻，输入能量减少，增益降低。这样起到了快速响应的目的。当输出电压稳定之后，将Q1和Q4共同开通的时间小幅度增加，由于Q1和Q4共同开通对增益的影响是双向的，增益不会出现剧烈的变化，输出电压不会发生剧烈的变化，输出纹波控制在允许的范围内。当发现增益增加，适当增加等待时间，使增益降低。通过这样的方法，使工作频率降低。
图5示出在增加振荡电路与直流电压源断开电连接的时间的情况下各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时序图。当流经振荡电路2的电流ILLC变为零之后，又经过了一个等待时间⊿t，然后再利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合、且使开关元件Q1和开关元件Q4同时断开，从而使施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为负值。
也就是说，当流经振荡电路2的电流ILLC归零之后，又增加了一个等待时间⊿t，在其他条件均不变的情况下，由于总的输出能量保持不变，所以在增加了等待时间⊿t的情况下，使得DC/DC转换装置的增益降低。
如图1－3所示，当负载为轻载时，由于需要减小输出电流来防止该负载被损坏，在现有技术中一般通过提高工作频率以降低增益的方法，来减小输出电流。然而，随着开关元件的工作频率的提高，各种与频率相关的损耗，比如每次MOSFET开关的关断损耗，由于积肤效应和临近效应等带来的导通损耗，磁芯的磁损等迅速上升。
然而，当流经振荡电路2的电流ILLC归零之后，通过再增加一个等待时间⊿t。在等待时间⊿t内，虽然开关元件Q2、Q4继续导通，但此时没有能量从振荡电路2经由变压器3的原边Tr1传递至副边Tr2。因此，此时不仅没有能量从振荡电路2逆流回直流电压源V1，从而能够防止能量损耗，而且由于使一个周期内总的输出能量保持不变，通过增加一个等待时间⊿t来增加一个周期的总时间，所以能够使增益连续地变化以调整输出电流，从而应对负载的变化。
(短时桥臂时间长度的确定)
在以上的实施例中，当DCDC转换装置处于不对称工作状态时，第一桥臂的时间长度大于第二桥臂的时间长度。
在DCDC转换装置的开关频率不发生较大变化的情况下，第二桥臂的导通时间长度越短，第一桥臂的导通时间就长度越长，从而第一桥臂的可调范围越大。因此，期望使第二桥臂的导通时间尽可能短。
然而，如果直接将第二桥臂的导通时间设置为零，对开关Q1和开关Q3而言，在开关被导通时会产生较大的开关损耗，即无法实现零电压开关ZVS。
因此，第二桥臂的导通时间长度通常不低于一个特定值，使得在这段时间内，经由第二桥臂输入到谐振回路的能量大于在第一桥臂上实现零电压开关ZVS的能量。
可通过以下公式[1]判断短时桥臂的开通时间：
1/2CossVin2<＝1/2Lr*ILr2+1/2Lm*ILm2 [1]
其中Coss是谐振回路总电容容值。Vin是电源电压，Lr是谐振电感的感量，ILr是谐振电感电流，Ilm是流经变压器的原边Tr1上的寄生电感Lm的电流。公式[1]的左侧为经由第二桥臂输入到谐振回路的能量，右侧为实现零电压开关ZVS所需的能量。可通过检测或预测谐振电感电流ILR和寄生电感电流ILm，来确定是否满足上述条件。
当谐振电感电流ILR和寄生电感电流ILm满足公式[1]时，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，振荡电路2上流过的电流ILLC从零起正向增大，即变为正值。振荡电流3上的电流ILLC会以与闭合开关元件Q1时施加在开关元件Q1上的电压方向相反的方向，对开关元件Q1的寄生电容Cm1进行充电，因此，当t3时刻闭合开关元件Q1时施加在开关元件Q1两端的总电压会减小，从而能够降低开关元件Q1闭合时的开关损耗。更进一步地，甚至能使闭合开关元件Q1时施加在开关元件Q1两端的总电压为零，此时能够使开关元件Q1闭合时的开关损耗为零，即使开关元件Q1实现零电压开关ZVS。
第二实施方式
在第二实施方式中，当输出电压Vout的变化比较剧烈的时候，可以去除开关Q2和Q3共同开通的过程。
例如，假设DCDC转换装置在对称工作状态下的稳定的输出电压Vout为12v，当输出电压Vout突然升高至15v时，DCDC转换装置可从全桥工作状态直接切换为半桥工作状态，即开关控制部使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，使所述振荡电路的电压首先处于第一方向，然后断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，接下来使施加于所述振荡电路上的电压的方向返回第一方向去除开关Q2和Q3共同开通的过程。当DCDC转换装置从全桥工作状态直接切换为半桥工作状态时，其输出增益降低，从而使输出电压Vout降低至12v附近，然后再通过调整开关元件Q1和开关元件Q4同时开通的频率或时间等方式来进一步调整输出电压Vout使其稳定在12v。
因此，当检测装置检测到输出电压或输出电流的变化率超过阀值时，直接去除Q2和Q3共同开通的过程，可以省掉这两个开关导通和断开所造成的损耗。
在另一种情况下，当输出稳定之后，逐渐减小Q2和Q3共同开通的时间，直到去掉Q2和Q3共同开通过程，从而可以避免Q2和Q3的开关损耗。
本发明在不脱离本发明的广义精神与范围的情况下，可进行各种实施方式和变形。另外，上述实施方式仅用来对本发明进行说明，而不对本发明的范围进行限定。即，本发明的范围由权利要求的范围来表示，而不由上述实施方式来表示。并且，在权利要求的范围内及与其同等发明意义的范围内所实施的各种变形也视为在本发明的范围内。

Claims (10)

1.一种DC/DC转换装置，包括：
直流电压源，输出直流电源电压；
振荡电路，与所述直流电压源电连接；
多个开关元件；
开关控制部，通过切换所述多个开关元件的闭合和断开，可使所述直流电压源与所述振荡电路的电连接导通或断开，且可使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；
变换部，将所述振荡电路中产生的电流输出并转换成直流电流；以及
检测部，用于检测所述直流电压源的输入电压、输入电流、所述变换部上的输出电压、输出电流中的一种或多种参数值，
其中，当所述参数值变化时，所述开关控制部调整施加于所述振荡电路上的电压处于所述第一方向和所述第二方向中的一个方向上的时间长度，从而使所述输出电压和/或输出电流返回初始值，
施加于所述振荡电路的电压处于所述第二方向期间，直流电压源向振荡电路输入能量，施加于所述振荡电路的电压处于所述第二方向的时间长度足以使通过所述第二方向从所述直流电压源输入到所述振荡电路的能量大于所述振荡电路切换至所述第一方向实现零电压开关ZVS所需的能量。
2.如权利要求1所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第一方向切换至所述第二方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，然后导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向，
当所述变换部上的输出电压和/或输出电流变化时，所述开关控制部调整所述振荡电路与所述直流电压源断开的时间长度，从而使所述输出电压和/或输出电流返回初始值。
3.如权利要求1所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第一方向切换至所述第二方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，在流经所述振荡电路的电流输出至所述变换部之后，再经过规定的等待时间之后，再导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向，
当所述变换部上的输出电压和/或输出电流变化时，所述开关控制部调整所述规定的等待时间的长度，从而使所述输出电压和/或输出电流返回初始值。
4.如权利要求1-3中的任一项所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述振荡电路处于所述第一方向的时间长度大于所述振荡电路处于所述第二方向的时间长度。
5.如权利要求4所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述开关控制部调整所述振荡电路处于所述第一方向的时间长度。
6.如权利要求4所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
当所述变换部上的输出电压和/或输出电流偏离所述初始值超过第一阀值时，所述开关控制部首先调整施加于所述振荡电路的电压处于所述第一方向的时间长度，使输出电压和/或电流变化至目标电压/电流值附近的一个区间内，然后微调施加于所述振荡电路的电压处于所述第一方向的时间长度和所述振荡电路与所述直流电压源断开的时间长度，使得输出电压和/或电流返回初始值。
7.如权利要求4所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
当所述变换部上的输出电压和/或输出电流偏离所述初始值的变化率超过第二阀值时，所述开关控制部首先调整施加于所述振荡电路的电压处于所述第一方向的时间长度，使输出电压和/或电流变化至目标电压/电流值附近的一个区间内，然后微调施加于所述振荡电路的电压处于所述第一方向的时间长度和所述振荡电路与所述直流电压源断开的时间长度，使得输出电压和/或电流返回初始值。
8.如权利要求1至3中任一项所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述多个开关元件包括：第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3、以及第四开关元件Q4，其中，
所述第一开关元件Q1和所述第三开关元件Q3的连接点与所述直流电压源的正极侧相连接，
所述第二开关元件Q2和所述第四开关元件Q4的连接点与所述直流电压源的负极侧相连接，
所述第一开关元件Q1和所述第二开关元件Q2的连接点与所述振荡电路的一端相连接，并且
所述第三开关元件Q3和所述第四开关元件Q4的连接点与所述振荡电路的另一端相连接。
9.如权利要求8所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
在闭合所述第一开关Q1和所述第四开关Q4、且断开所述第二开关Q2和所述第三开关Q3时，施加于所述振荡电路上的电压处于所述第一方向；
在断开所述第一开关Q1和所述第四开关Q4、且闭合所述第二开关Q2和所述第三开关Q3时，施加于所述振荡电路上的电压处于所述第二方向。
10.如权利要求1所述的DC/DC转换装置，其特征在于，当所述变换部上的输出电压和/或输出电流偏离所述初始值超过第三阀值时，所述开关控制部使所述振荡电路的电压首先处于第一方向，然后断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，接下来使施加于所述振荡电路上的电压的方向返回第一方向。
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Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6456448B1 (ja) * 2017-09-13 2019-01-23 三菱電機株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置
DE102017121759A1 (de) * 2017-09-20 2019-03-21 Technische Hochschule Köln Serienresonante Leistungsumwandlungsvorrichtung sowie Ansteuerverfahren
EP3624319A1 (en) * 2018-09-14 2020-03-18 Delta Electronics (Thailand) Public Co., Ltd. Switch protection
CN111181394B (zh) 2018-11-12 2021-05-07 台达电子企业管理（上海）有限公司 开关谐振腔直流变换器及其变比切换方法
CN111181403B (zh) * 2018-11-12 2021-03-09 台达电子企业管理（上海）有限公司 开关谐振腔直流变换器及其变比切换方法
US10693381B1 (en) * 2018-11-30 2020-06-23 Infineon Technologies Austria Ag Startup mode for control of a resonant power converter
US11336189B2 (en) 2019-04-11 2022-05-17 The Regents Of The University Of California Dual-capacitor resonant circuit for use with quasi-resonant zero-current-switching DC-DC converters
TWI772016B (zh) * 2021-05-07 2022-07-21 群光電能科技股份有限公司 變壓裝置
CN115378265A (zh) 2021-05-19 2022-11-22 台达电子企业管理（上海）有限公司 适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法
CN115378266A (zh) 2021-05-19 2022-11-22 台达电子企业管理（上海）有限公司 适用于宽范围输出电压的变换器及其控制方法
US20220413536A1 (en) * 2021-06-25 2022-12-29 Intel Corporation Device, method and system to determine a mode of voltage regulation based on parasitics of a power delivery network

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101075784A (zh) * 2007-06-21 2007-11-21 艾默生网络能源有限公司 移相控制零电压dc/dc开关电路
CN103066854A (zh) * 2012-12-31 2013-04-24 华为技术有限公司 全桥拓扑电源、控制方法及通信设备
CN103904901A (zh) * 2014-03-28 2014-07-02 成都芯通科技股份有限公司 一种移相全桥变换电路及控制方法
CN104578345A (zh) * 2015-01-23 2015-04-29 山东大学 基于cll谐振变换的电磁共振式无线充电装置及控制方法

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003324956A (ja) * 2002-05-09 2003-11-14 Origin Electric Co Ltd 直列共振型ブリッジインバータ回路の制御方法及び直列共振型ブリッジインバータ回路
JP4432652B2 (ja) * 2004-07-16 2010-03-17 ウシオ電機株式会社 ランプ点灯装置
TWI363481B (en) * 2008-03-28 2012-05-01 Delta Electronics Inc Synchronous rectifying circuit having burst mode controller and controlling method thereof
US8242754B2 (en) * 2009-08-14 2012-08-14 System General Corp. Resonant power converter with half bridge and full bridge operations and method for control thereof
JP5530212B2 (ja) * 2010-02-10 2014-06-25 株式会社日立製作所 電源装置、ハードディスク装置、及び電源装置のスイッチング方法
TWI452809B (zh) 2011-03-08 2014-09-11 Green Solution Tech Co Ltd 全橋驅動控制電路及全橋式轉換電路
JP5530401B2 (ja) 2011-05-26 2014-06-25 株式会社日立情報通信エンジニアリング 電源装置
CN103078510B (zh) * 2011-10-25 2015-11-25 通用电气公司 谐振电源、磁共振成像系统及控制方法
CN103138581B (zh) 2011-12-01 2015-08-19 台达电子企业管理（上海）有限公司 直流-直流转换器、电力变换器及其控制方法
JP5739836B2 (ja) 2012-05-18 2015-06-24 コーセル株式会社 スイッチング電源装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101075784A (zh) * 2007-06-21 2007-11-21 艾默生网络能源有限公司 移相控制零电压dc/dc开关电路
CN103066854A (zh) * 2012-12-31 2013-04-24 华为技术有限公司 全桥拓扑电源、控制方法及通信设备
CN103904901A (zh) * 2014-03-28 2014-07-02 成都芯通科技股份有限公司 一种移相全桥变换电路及控制方法
CN104578345A (zh) * 2015-01-23 2015-04-29 山东大学 基于cll谐振变换的电磁共振式无线充电装置及控制方法

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