JP6265243B2 - Ｄｃ／ｄｃ変換装置 - Google Patents

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Description

本発明はLLCフルブリッジ回路を採用したDC/DC変換装置に関する。
従来技術において、スイッチング電源は現代パワーエレクトロニクス技術を利用し、スイッチのオンとオフの時間比を制御して安定な出力電圧を維持する電源であり、その中で、DC/DC変換装置、すなわち直流ー直流変換回路は直流入力電圧を固定の直流出力電圧に効率的に変換する電圧変換器である。一般的に、DC/DC変換装置は、昇圧型DC/DC変換器と、降圧型DC/DC変換器及び昇降圧型DC/DC変換器の3種類に分かれており、必要に応じて3種類の制御を採用することができる。具体的に、コンデンサ、インダクタのエネルギー蓄積特性を利用し、制御可能スイッチ（MOSFETなど）により高周波数スイッチの動作を行って、入力された電気エネルギーをコンデンサまたはインダクタに蓄積し、スイッチがオフにされるときに、電気エネルギーを負荷に放出してエネルギーを提供する。それにより出力されるパワーまたは電圧の能力は、デューティ比、すなわちスイッチ導通時間とスイッチの周期全体との比に関連する。
しかし、パワーエレクトロニクス技術の高速進歩とともに、スイッチング電源に対してより高周波数化、高変換効率、高パワー密度及び低ノイズなどの要求が提出される。
図６は、LLCフルブリッジ回路を採用した従来のDC/DC変換装置１００を示す。図６に示すように、DC/DC変換装置１００は、直流電圧源V10と、４つのスイッチ素子Q1〜Q4と、インダクタLr及びコンデンサCrから構成される振動回路２０と、変圧器３０及び整流回路から構成される変換部４０とを備える。該DC/DC変換装置１００では、各スイッチ素子Q1〜Q4のオンとオフを制御することで、変圧器３０の一次側Tr1から二次側Tr2に伝送されるエネルギーを制御する。
中国特許（ＣＮ201110394250.4）は、直流−直流変換器、電力変換器及びその制御方法を提供する。該特許文献には、電源電圧をLLC共振回路に印加する２つの方向の時間比率の非対称度を変更することにより利得を変更することが、概略的に言及される。しかし、該利得が上述の非対称度とともに変化する曲線は、負荷の変化などにより常に変化し、静的過程ではない。上述の方式による利得の変更に関与するパラメータがたくさんあって、制御は非常に複雑である。
中国特許出願第201110394250.4号明細書
図６に示すDC/DC変換装置１００における各スイッチ素子Q1〜Q4について、図７はそれらに対する制御シーケンスを示す。
図７に示すように、各スイッチ素子Q1〜Q4のデューティ比はすべで５０％である。タイミングt0において、スイッチ素子Q1及びQ4をオンにし、かつ、スイッチ素子Q2及びQ3をオフにし、インダクタLr及びコンデンサCrから構成される振動回路２０に印加される電圧Vc＋−は正値であり、このとき、振動回路２０を流れる電流ILLCは正値であって徐々に大きくなる。そして、タイミングt1において、スイッチ素子Q2及びQ3をオンにし、かつ、スイッチ素子Q1及びQ4をオフにし、このとき、電圧が非連続的に変化するので、振動回路２０に印加される電圧Vc＋−は一瞬で負値になる。しかし、電流が連続的に変化するので、図７に示すように、タイミングt1において振動回路２０に印加される電圧Vc＋−が一瞬で負値になるときに、振動回路２０を流れる電流ILLCは徐々に減少するが、依然として正値である。つまり、タイミングt1、すなわちスイッチが切り替えられるタイミングから、振動回路２０を流れる電流が０に下がるまでの間に、振動回路２０を流れる電流ILLCと振動回路２０両端に印加される電圧Vc＋−は逆方向となる。その結果、変圧器３０の二次側Tr2に出力しようとするエネルギーが電圧Vc＋−と電流ILLCの積であるので、図７に示すように、A→Bの期間内において、変圧器３０の二次側に出力しようとするエネルギーは負値となり、すなわちエネルギーは振動回路２０から直流電圧源V10に逆流し、A→Bの期間の後に、エネルギーは直流電圧源V10と振動回路２０の間で振動し、直流電圧源V10と振動回路２０の間で振動した結果としては、振動回路２０の電流ルート上に抵抗があるので、無駄な損失をもたらしてしまう。
同様に、タイミングt2において、スイッチ素子Q1及びQ4をオンにし、かつ、スイッチ素子Q2及びQ3をオフにし、このとき、電圧が非連続的に変化するので、振動回路２０に印加される電圧Vc＋−は一瞬で正値になる。しかし、電流が連続的に変化するので、図７に示すように、タイミングt2において振動回路２０に印加される電圧Vc＋−が一瞬で正値になるときに、振動回路２０を流れる電流ILLCは徐々に増加するが、依然として負値である。その結果、図７に示すように、C→Dの期間内において、変圧器３０の二次側Tr2に出力しようとするエネルギーは負値となり、すなわちエネルギーは振動回路２０から直流電圧源V10に逆流し、直流電圧源V10と振動回路２０の間で振動し、振動回路２０の電流ルート上に抵抗があるので、無駄な損失をもたらしてしまう。
また、利得の視点から考慮する。該DC/DC変換装置１００の利得は１と仮定すると、DC/DC変換装置１００における各スイッチ素子Q1〜Q4の切り替え周波数は振動回路２０の共振周波数と等しくなり、このとき、DC/DC変換装置１００中に損失が生じない。しかし、利得が１よりも小さいと、入力電圧Vinは必ず出力電圧Voutよりも大きくなる。スイッチ素子Q1〜Q4のデューティ比が５０％であるので、ILLC＝Ioutとなり、すなわち、振動回路２０を流れる電流ILLCは出力電流と等しくなり、従って、入力エネルギー、すなわちVinとILLCの積は必ず出力エネルギVoutとIoutの積よりも大きくなる。その中、超えた分、すなわちVin＊ILLC−Vout＊Ioutの値は該DC/DC変換装置１００において損失されてしまう。
つまり、図６に示すような従来のDC/DC変換装置１００において、図７に示しように５０％のデューティ比で各スイッチ素子Q1〜Q4のオンとオフを制御すると、一部のエネルギーが変圧器３０の一次側Tr1において損失され、それによって、出力パワーが下がってしまい、そのため、DC/DC変換装置１００の利得も下がってしまう。
一方、LLCフルブリッジ回路を採用したDC/DC変換装置には、またスイッチング（MOSFETなど）損失の問題も存在する。スイッチング損失の問題に対して、本技術分野では一般的にソフトスイッチング技術を採用する。
ソフトスイッチング（Soft-Switching）はハードスイッチング(Hard-Switching)に対して称するものである。一般的に、ターンオンとターンオフ過程の前後に共振を導入して、スイッチがターンオンされる前の電圧が先に０に下がり、スイッチがターンオフされる前の電流が先に０に下がるようにすることで、スイッチのターンオンとターンオフ過程中における電圧、電流の重なりを解消してそれらの変化率を下げ、それによって、スイッチング損失を大幅に減少させ、あるいは解消までする。同時に、共振過程はスイッチのターンオンとターンオフ過程中における電圧と電流の変化率を制限し、これによって、スイッチングノイズも著しく減少する。
その中、スイッチのターンオフ過程について、理想的なソフトターンオフ過程は、電流が先に０に下がり、そして、電圧がゆっくりとオフ状態の値に上がり、このとき、スイッチのターンオフ損失は０に近い。デバイスが遮断される前の電流が既に０に降下するので、インダクタンス性ターンオフ問題を解決した。これは、よく言われるゼロ電流スイッチZCS（Zero Current Switch）である。また、スイッチのターンオン過程について、理想的なソフトターンオン過程は、電圧が先に０に下がり、そして、電流がゆっくりとオン状態の値に上がり、このとき、スイッチのターンオン損失は０に近い。デバイス接合容量の電圧も０であるので、容量性ターンオン問題を解決した。これは、よく言われるゼロ電圧スイッチZCS（Zero Voltage Switch）である。
従来技術では、スイッチが導通されるときの損失を下げるためや、さらにはゼロ電流スイッチZCS及び／またはゼロ電圧スイッチングZVSを実現するために、各スイッチ素子Q1〜Q4のオンとオフのシーケンスに対して適切な調整を行わなければならない。
図６に示すようなDC/DC変換装置１００において、図７に示すような制御シーケンスにより各スイッチ素子Q1〜Q4を制御するときに、タイミングt1においてスイッチ素子Q2及びQ3をオンにし、このときに直流電圧源V10の直流電源電圧Vinはスイッチ素子Q3及びQ2の両端に直接に印加されるので、スイッチ素子Q3及びQ2では、ゼロ電圧スイッチングZVSを実現することは困難である。逆に、タイミングt2においてスイッチ素子Q1及びQ4をオンにし、このときに直流電圧源V10の直流電源電圧Vinはスイッチ素子Q1及びQ4の両端に直接に印加されるので、スイッチ素子Q1及びQ4では、ゼロ電圧スイッチングZVSを実現することは困難である。
図８は、スイッチング周波数（fs、横軸）と利得（縦軸）の関係を示している。出力電圧が不変であるが負荷が小さくなるときに、その出力電流は小さくなり、そのため、利得は減少する。共振周波数よりも高いときに、スイッチング周波数が増加するように制御することさえにより利得を下げることができる。
しかし、図６に示すDC/DC変換装置１００において、負荷が軽くなるときに、スイッチ切り換え周波数を上げることはスイッチング損失の増加を引き起こす。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その第１の目的は、出力電圧及び／または出力電流が変化するときに、スイッチング周波数（周期長さ）に大きい変化が発生せずに、利得を調整することができるDC/DC変換装置を提供することにある。
本発明の第２の目的は、出力電圧及び／または出力電流の変化に対して迅速に応答することができる、かつ出力リップルが小さいDC/DC変換装置を提供することにある。
本発明の第３の目的は、負荷が軽くて出力能力が小さいときに、利得を安定的に調整することができるDC/DC変換装置を提供することにある。
本発明の第１の方面に係るDC/DC変換装置は、直流電源電圧を出力する直流電圧源と、前記直流電圧源と電気的に接続される振動回路と、複数のスイッチ素子と、前記複数のスイッチ素子のオンとオフを切り替えることで、前記直流電圧源と前記振動回路との電気的接続を導通または遮断することができ、前記振動回路に印加される電圧の方向を第１の方向と第２の方向との間で切り換えさせることができるスイッチ制御部と、前記振動回路に生じた電流を出力して直流電流に変更する変換部と、前記直流電圧源の入力電圧、入力電流、前記変換部上の出力電圧、出力電流のうち１種以上のパラメータ値を検出するための検出部とを備え、前記パラメータ値が変化するときに、前記スイッチ制御部は、前記振動回路に印加される電圧が前記第１の方向と前記第２の方向のうち１つの方向にある時間長さを調整して、前記出力電圧及び／または出力電流を初期値に戻させる。
本発明の第２の方面に係るDC/DC変換装置において、前記スイッチ制御部は、前記振動回路に印加される電圧の方向を第１の方向から第２の方向に切り換えさせる前に、前記振動回路と前記直流電圧源との電気的接続を遮断し、そして前記振動回路と前記直流電圧源との電気的接続を導通し、かつ、前記振動回路に印加される電圧の方向を前記第２の方向に切り替えさせ、前記変換部上の出力電圧及び／または出力電流が変化するときに、前記スイッチ制御部は、前記振動回路が前記直流電圧源から遮断される時間長さを調整して、前記出力電圧及び／または出力電流を初期値に戻させる。
本発明の第３の方面に係るDC/DC変換装置において、前記スイッチ制御部は、前記振動回路に印加される電圧の方向を前記第１の方向から前記第２の方向に切り換えさせる前に、前記振動回路と前記直流電圧源との電気的接続を遮断し、前記振動回路を流れる電流が前記変換部に出力された後に、規定の待ち時間が経過すると、前記振動回路と前記直流電圧源との電気的接続を導通し、かつ、前記振動回路に印加される電圧の方向を前記第２の方向に切り替えさせ、前記変換部上の出力電圧及び／または出力電流が変化するときに、前記スイッチ制御部は、前記規定の待ち時間の長さを調整して、前記出力電圧及び／または出力電流を初期値に戻させる。
本発明の第4の方面に係るDC/DC変換装置において、前記振動回路に印加される電圧が前記第１の方向にある時間長さは、前記振動回路に印加される電圧が前記第２の方向にある時間長さよりも大きい。
本発明の第5の方面に係るDC/DC変換装置において、前記スイッチ制御部は、前記振動回路に印加される電圧が前記第１の方向にある時間長さを調整する。
本発明の第6の方面に係るDC/DC変換装置において、前記振動回路に印加される電圧が前記第２の方向にある期間において、直流電圧源は振動回路にエネルギーを入力し、前記振動回路に印加される電圧が前記第２の方向にある時間長さは、直流電圧源から得られるエネルギーが、前記振動回路を前記第１の方向に切り換えさせてセロ電圧スイッチングZVSを実現するために必要なエネルギーよりも大きいように設定される。
本発明の第7の方面に係るDC/DC変換装置において、前記変換部上の出力電圧及び／または出力電流が前記初期値から離れて第１の閾値を超えるとき、前記スイッチ制御部は、前記振動回路に印加される電圧が前記第１の方向にある時間長さを調整して、出力電圧及び／または電流を目標電圧／電流値の付近の１つの区間内へ変化させ、そして、前記振動回路に印加される電圧が前記第１の方向にある時間長さ及び前記振動回路が前記直流電圧源から遮断される時間長さを微調整して、出力電圧及び／または電流を初期値に戻させる。
本発明によると、振動回路と直流電圧源の電気的接続を遮断する時間長さ及び振動回路に正方向の電圧または逆方向の電圧を印加する時間長さを調整することで、広い範囲の安定な調整を得る。
さらに、本発明によると、変換器のスイッチング周波数に大きい変化が発生しない場合に利得を調整することができ、利得変化の同時に、出力エネルギーの変化率が相対的に小さく、出力リップルが小さい。
よりさらに、本発明によると、該スイッチ素子が導通されるときのスイッチング損失を下げることができ、よりさらにはゼロ電圧スイッチングZVSを実現することができる。
本発明の各実施例の上述及びその他の利点と特徴をさらに明らかにするように、添付の図面を参照して本発明の各実施例のより詳細な説明を提供する。これらの添付の図面が本発明の典型的な実施例を説明するものに過ぎないので、本発明の保護範囲がこれに限定されるものではないことが理解されるであろう。分かりやすくするために、添付の図面において層と区域の厚さが拡大されている。同一または対応するコンポーネントについては同一または類似の符号を付する。
図１は、本発明の第１の実施態に係るDC/DC変換装置１０の回路構成を示すブロック図である。 図２は、本発明の第１の実施形態の第１の変形例に係るDC/DC変換装置１０の回路構成を示すブロック図である。 図３は、本発明の第１の実施形態の第２の変形例に係るDC/DC変換装置１０の回路構成を示すブロック図である。 図４は、スイッチ制御武６により制御される各スイッチ素子Q1〜Q4のオン／オフのシーケンス図を示す。 図５は、振動回路と直流電圧源の電気的接続が遮断される時間を増加した場合の各スイッチ素子Q1〜Q4のオン／オフのシーケンス図を示す。 図６は、従来技術におけるLLCフルブリッジ回路を採用したDC/DC変換装置100の回路構成を示すブロック図である。 図７は、従来技術における各スイッチ素子Q1〜Q4のオン／オフのタイミングと、振動回路２０を流れる電流ILLCと、振動回路２０の高電位側端子Vc+と低電位端子Vc-の間の電圧との関係図である。 図８は、LLCフルブリッジ回路を採用したDC/DC変換装置のスイッチング周波数と利得の関係図である。
第１の実施形態
以下、図１を参照して本発明の第１の実施形態に係るDC/DC変換装置を説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るDC/DC変換装置の回路構成を示すブロック図である。図１に示すように、DC/DC変換装置１０は、直流電源電圧Vinを出力する直流電圧源V1と、直流電圧源V1と電気的に接続される振動回路２と、複数のスイッチ素子Q1〜Q4と、複数のスイッチ素子Q1〜Q4のオンとオフを切り替えることで、直流電圧源V1と振動回路２との電気的接続を導通または遮断することができ、かつ、振動回路２に印加される電圧の方向を第１の方向と第２の方向との間で切り換えさせることができるスイッチ制御部６と、振動回路２に生じた電流を出力して直流電流に変換する変換部４と、直流電圧源の入力電圧、入力電流、変換部上の出力電圧、出力電流のうち１種以上のパラメータ値を検出するための検出部９とを備える。
具体的に、直流電圧源V1の正極側はスイッチ素子Q1及びスイッチ素子Q3のドレイン側に接続され、直流電圧源V1の負極側はスイッチ素子Q2及びスイッチ素子Q4のソース側に接続される。本発明において、直流電圧源V1は、安定な直流電源電圧Vinを負荷に提供することができる電子装置であり、例えば、乾電池、蓄電池、直流発電機などを採用することができる。
変圧部４において、変圧器３、整流ダイオードD1、D2、及び出力コンデンサCoが設置されている。変圧器３には、一次側Tr1及び二次側Tr2が含まれ、その中、一次側Tr1はコイルn1を有し、二次側Tr2はコイルn2及びコイルn3を有する。整流ダイオードD1の陽極は二次側Tr2のコイルn3の１つの端子に接続され、整流ダイオードD1の陰極は出力容量Coを経由して二次側Tr2のコイルn3のもう１つの端子に接続される。また、整流ダイオードD2の陽極は二次側Tr2のコイルn2の１つの端子に接続され、かつ整流ダイオードD2の陰極は整流ダイオードD1の陰極に接続される。
振動回路２において、インダクタLr及びコンデンサCrが設置されており、かつ、高電位側端子Vc+及び低電位側端子Vc-が設置されている。かつ、上述の変圧器３の一次側Tr1は振動回路２と直列に接続される。高電位側端子Vc+は、スイッチ素子Q1とスイッチ素子Q2の接続点と接続され、かつ低電位側端子Vc-は、スイッチ素子Q3とスイッチ素子Q4の接続点と接続される。かつ、インダクタLrとコンデンサCrは、変圧器３の一次側Tr1を経由して、高電位側端子Vc+と低電位側端子Vc-の間に直列に接続される。
複数のスイッチ素子Q1〜Q4の接続関係は、図１に示される。第１のスイッチ素子Q1は直流電圧源V1の正極側と振動回路２の高電位側端子Vc+との間に設置され、第３のスイッチ素子Q3は直流電圧源V1の正極側と振動回路２の低電位側端子Vc-との間に設置され、第２のスイッチ素子Q2は直流電圧源V1の負極側と振動回路２の高電位側端子Vc+との間に設置され、及び、第４のスイッチ素子Q4は直流電圧源V1の負極側と振動回路２の低電位側端子Vc-との間に設置される。
また、上述の複数のスイッチ素子Q1〜Q4は、アナログ回路とディジタル回路に広く用いられる電界効果トランジスタ（field-effect transistor）を採用することができ、例えば、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor, MOSFET）とする。ただし、MOSFETはその動作キャリアの極性により、「N型」と「P型」の２つのタイプに分けられ、一般的にNMOSFETとPMSFETとも呼ばれる。本発明では、複数のスイッチ素子Q1〜Q4について具体的に限定せず、「N型」MOSFEFを採用してもよく、「P型」MOSFEFを採用してもよい。
スイッチ制御部６は、上述したように入力された電流ILLCに基づいて、複数のスイッチ素子Q1〜Q4のオンとオフを切り換える。具体的に、スイッチ制御部６の制御を利用してスイッチ素子Q1及びスイッチ素子Q4をオン、かつスイッチ素子Q2及びスイッチ素子Q3をオフにするときに、振動回路２の両端に印加される電圧Vc＋−は、直流電源電圧Vinと同方向であり、すなわち、正方向の電圧が印加される。スイッチ制御部６の制御を利用してスイッチ素子Q2及びスイッチ素子Q3をオン、かつスイッチ素子Q1及びスイッチ素子Q4をオフにするときに、振動回路２の両端に印加される電圧Vc＋−は、直流電源電圧Vinと逆方向であり、すなわち、負方向の電圧が印加される。また、スイッチ素子Q1とスイッチ素子Q3の両方がオフにされるとき、または、スイッチ素子Q2とスイッチ素子Q3の両方がオフにされるときに、振動回路２は直流電圧源V1に電気的に接続されず、すなわち、振動回路２の両端に電圧が印加されない。
図４は、スイッチ制御武６により制御される各スイッチ素子Q1〜Q4のオン／オフのシーケンス図を示す。
図４に示すように、タイミングt0乃至タイミングt3は１つの周期となる。
タイミングt0において、スイッチ制御部６の制御を利用してスイッチ素子Q1とスイッチ素子Q4を同時にオンにし、かつ、スイッチ素子Q2とスイッチ素子Q3を同時にオフにし、このようにして、振動回路２は直流電圧源V1との電気的接続が導通され、かつ、振動回路２に印加される電圧Vc＋−は一瞬で正値になる。このとき、振動回路２に正方向の電圧Vc＋−が印加されるので、振動回路２を流れる電流ILLCは正値になって徐々に大きくなる。
タイミングt1において、スイッチ制御部６の制御を利用してスイッチ素子Q2とスイッチ素子Q4を同時にオンにし、かつ、スイッチ素子Q1とスイッチ素子Q3を同時にオフにし、このようにして、振動回路２は直流電圧源V1との電気的接続が遮断されるので、振動回路２に印加される電圧Vc＋−は一瞬で０になるが、振動回路２を流れる電流ILLCは依然として正値である。このとき、スイッチ素子Q2とスイッチ素子Q4、インダクタLr、コンデンサCr及び変圧器３の一次側Tr1が１つの共振回路を形成するので、上述の電流ILLCは該共振回路３において自由に振動し、同時にコンデンサCrに対して充電し、かつ、インダクタCrは、振動回路２を流れる電流ILLCが０になるまでずっと変圧器３の一次側Tr1にエネルギーを伝送し、これによって、エネルギーが変圧器３の一次側Tr1から二次側Tr2に伝送される。
タイミングt2において、振動回路２を流れる電流ILLCが０になり、このとき、スイッチ制御部６の制御を利用してスイッチ素子Q2とスイッチ素子Q3を同時にオンにし、かつ、スイッチ素子Q1とスイッチ素子Q4を同時にオフにし、このようにして、振動回路２は直流電圧源V1との電気的接続が導通され、振動回路２に印加される電圧Vc＋−は一瞬で負値になる。このとき、振動回路２に負方向の電圧Vc＋−が印加されるので、振動回路２を流れる電流ILLCは０から負方向に減少し、すなわち、負値になる。
上述したように、タイミングt2において、振動回路２を流れる電流ILLCが０になるので、このとき、振動回路２から変圧器３の一次側Tr1を経由して二次側Tr2に伝送しようとするエネルギーがもうない。従って、タイミングt2において、エネルギーが振動回路２から直流電圧源V1に逆流しない。
タイミングt3において、スイッチ制御部６の制御を利用してスイッチ素子Q1とスイッチ素子Q4を同時にオンにし、かつ、スイッチ素子Q2とスイッチ素子Q3を同時にオフにし、このようにして、振動回路２は直流電圧源V1との電気的接続が導通され、振動回路２に印加される電圧Vc＋−は一瞬で負値から正値になる。このとき、上述のタイミングt0と同じように、振動回路２に正方向の電圧Vc＋−が印加されるので、振動回路２を流れる電流ILLCは強制的に負値から正値になって徐々に大きくなる。
上述したように、第１の実施形態において「振動回路２を流れる電流ILLCが０になる」という技術内容を記載した。しかし、本技術分野において、変圧器３の一次側Tr1上の寄生インダクタンスLmを考慮するか否かに基づいて、「振動回路２を流れる電流ILLCが０になる」場合は異なる。
図２は、本発明の第１の実施形態の第１の変形例に係るDC/DC変換装置の回路構成を示すブロック図である。
振動回路２と接続される変圧器３の一次側Tr1上の寄生インダクタンスLmが非常に小さいときに、寄生インダクタンスを流れる電流ILmを無視することができる。このとき、「振動回路２を流れる電流ILLC」は、インダクタLrを流れる電流ILrに等しい。かつ、図２に示すように、インダクタLr上に第１の検出部７が設置されており、該第１の検出部７を利用して、インダクタLrを流れる電流ILrを検出する。この場合に、第１の検出部７により検出された電流が０に等しい、すなわち、ILr＝０となるときに、スイッチ制御部６を利用してスイッチ素子Q1〜Q4のオンまたはオフを切り替え、それによって、振動回路２に印加される電圧の方向を逆方向に変更させる。
つまり、変圧器３の一次側Tr1上の寄生インダクタンスLmを考慮しない場合に、「振動回路２を流れる電流ILLCが０になる」ことは、インダクタLrを流れる電流ILrが０になることを示す。
図３は、本発明の第１の実施形態の第２の変形例に係るDC/DC変換装置の回路構成を示すブロック図である。
振動回路２と接続される変圧器３の一次側Tr1上の寄生インダクタンスLmが大きいときに、寄生インダクタンスを流れる電流ILmを無視することができない。このとき、「振動回路２を流れる電流LLC」は、インダクタLrを流れる電流ILrと寄生インダクタンスLmを流れる電流ILmの差分、すなわちIlr-ILmに等しい。かつ、図３に示すように、インダクタLr上に第１の検出部７が設置されており、かつ、変圧器３の一次側Tr1上に第２の検出部８が設置されており、該第１の検出部７を利用して、インダクタLrを流れる電流ILrを検出するとともに、該第２の検出部８を利用して、寄生インダクタンスLmを流れる電流ILmを検出する。この場合に、第１の検出部７により検出された電流と第２の検出部８により検出された電流との差分が０に等しい、すなわち、ILr-ILm＝０となるときに、スイッチ制御部６を利用してスイッチ素子Q1〜Q4のオンまたはオフを切り替え、それによって、振動回路２に印加される電圧の方向を逆方向に変更させる。
つまり、変圧器３の一次側Tr1上の寄生インダクタンスLmを考慮した場合に、「振動回路２を流れる電流ILLCが０になる」ことは、インダクタLrを流れる電流ILrと寄生インダクタンスLmを流れる電流ILmの差分が０になることを示す。
DC/DC変換装置において、負荷が軽くなるときに、以下の操作、すなわち、スイッチ制御部６によりスイッチ素子Q1及びスイッチ素子Q4をオンにし、かつ、スイッチ素子Q2及びスイッチ素子Q3をオフにし、このとき、前記振動回路に印加される電圧は正方向の電圧となることと、前記振動回路と前記直流電圧源の電気的接続を一定の時間遮断することと、スイッチ素子Q2及びスイッチ素子Q3をオンにし、かつ、スイッチ素子Q1及びスイッチ素子Q4をオフにし、振動回路に印加される電圧は逆方向の電圧となることとにより変換装置の利得を下げることができる。一方では、一定の時間内において共振回路と電源の接続を遮断して総出力エネルギーを減少させ、これによって、スイッチング周波数を上げないし利得を下げることができる目的を果たす。あるいは、出力電圧が固定であるので、利得を下げることにより出力電流を下げることができ、それによって、軽負荷の状況に適応する。
しかし、共振回路の入力電圧は、１つの方向からもう１つの方向に変換される間に相対的に短い期間しか遮断することができず、無制限に延長できるわけではなく、負荷が変化し続けるときに、このようなスイッチ制御方式はさらに調整を行うことができない可能性があり、そのため、一定の限界性がある。
他方では、このようなスイッチ制御方式において、一定の時間内に共振回路と電源の接続を遮断するので、共振コンデンサCr内のエネルギーは逆方向の電圧の影響を受けないので、その充電時間が増加し、それによって、ある場合に利得はかえって上がる。
要すると、共振回路の入力電圧が１つの方向からもう１つの方向に変換される間に１つの遮断期間を加えることのみによって利得を調整することは、所望の効果を得ることができない可能性がある。
従って、より広い範囲内においてDC/DC変換装置の利得を調整することができるとともに、より安定なDC/DC変換装置出力を得ることができるように、本発明は、振動回路と直流電圧源の電気的接続を遮断する時間長さ及び振動回路に正方向の電圧または逆方向の電圧を印加する時間長さを調整することにより、広い範囲の安定な調整を得るDC/DC変換装置を提供する。
本実施形態では、検出装置がDC/DC変換装置の入力電圧、入力電流、出力電圧または出力電流の変化を検出するときに、スイッチ制御部６により振動回路２に正方向の電圧を印加する時間と振動回路２に負方向の電圧を印加する時間とを異ならせて（非対称動作方式という）、利得を調整する。以下、DC/DC変換装置の動作原理及び動作方式を詳細に説明する。
スイッチ素子Q1とスイッチ素子Q4を同時にオンにし、かつスイッチ素子Q2とスイッチ素子Q3を同時にオフにするときに形成されたスイッチ接続を、第１のブリッジアームと呼ぶ。スイッチ素子Q1とスイッチ素子Q4を同時にオフにし、かつスイッチ素子Q2とスイッチ素子Q3を同時にオンにするときに形成されたスイッチ接続を、第２のブリッジアームと呼ぶ。
本実施形態において、DC/DC変換装置の利得を調整するときに、第１のブリッジアームのターンオン時間が第２のブリッジアームのターンオン時間よりも長いと仮定し、そのため、第１のブリッジアームを長時ブリッジアームと呼び、第２のブリッジアームを短時ブリッジアームと呼ぶ。第２のブリッジアームを長時ブリッジアームに設置し、かつ第１のブリッジアームを短時ブリッジアームに設置する場合の原理が同様であることは言うまでもなく、そのため、ここで詳細な説明を省略する。
以下、２つのブリッジアームそれぞれについて分析する。非対称動作のため、共振コンデンサCr上に直流電圧Vcr_dcが必ず現れ、長時ブリッジアーム上において、電圧Vcr_dcと入力電圧Vinは逆となる。２つのブリッジアームの導通時間が等しい対称動作状態に比べて、DC/DC変換装置の入力電圧はVin−Vcr_dcに相当し、つまり、入力電圧は下がる。短時ブリッジアームについて。DC/DC変換装置の入力電圧はVin＋Vcr_dcであり、これは入力電圧が上がることに相当する。
一方では、短時ブリッジアームがターンオンされるときに、共振ネットワークLr-Crに印加される電圧はVin＋Vcr_dc-ｎ＊Voutとなり、Lrの電流は上がる。次にスイッチQ2及びQ4をターンオンし、かつスイッチQ1及びQ3をターンオフするときに、共振ネットワークに印加される電圧は−Vcr_dc＋ｎ＊Voutとなる。電圧Vcr_dcが増加するとともに、電流上がりの勾配は増加するが、電流下がりの勾配は下がる。電流の０から最大値へ、さらに再び最大値から０への変化を１つの周期とするのなら、入力電流対出力電流のデューティ比が減少することを意味する。つまり、電流のピーク値が変わらないと、利得は下がる。同時に、短時ブリッジアームがターンオンされるときのパルス幅が変わらないと、電圧Vcr_dcの増加が原因で、入力されるエネルギーが増加し、利得を上げる目的を果たす。
他方では、まず長時ブリッジアームをターンオンし、そしてスイッチQ2及びQ4をターンオンしかつスイッチQ1及びQ3をターンオフして、振動回路２を流れる電流ILLCを０にさせた後に、短時ブリッジアームをターンオンして２つのブリッジアームを非対称にさせる。短時ブリッジアームと逆に、長時ブリッジアームの電流ゼロ復帰の時間が減少し、利得を上げる目的を果たし、パルス幅が変わらない場合に、入力エネルギーが減少し、利得を下げる目的を果たす。従って、非対称方式動作を採用するときに、異なる非対称の制御方法を採用すると、異なる利得変化が得られる。同時に２つのブリッジアームのターンオン時間を調整するのなら、考慮すべきパラメータがたくさんあることが原因で、調整過程が複雑化しすぎてかつ利得変化の変動が大きすぎ、大きな出力リップルを引き起こす。
本実施例において、第２のブリッジアームのターンオン時間を１つの固定期間に設置し、第１のブリッジアームのターンオン時間及び振動回路と直流電圧源の電気的接続が遮断される時間を調整するだけで、迅速に負荷変化に応答しかつ出力を安定させる効果を実現する。
検出装置が入力電圧または入力電流の変化を検出するときに、第１のブリッジアームのターンオン時間を変更し、同時に第２のブリッジアームのターンオン時間を固定期間とすることにより、利得の変化を入力電圧または入力電流の変化に適応させる。
同様に、検出装置が負荷の変化を検出するときに、第１のブリッジアームのターンオン時間を変更し、同時に第２のブリッジアームのターンオン時間を固定期間とすることにより、利得の変化を負荷の変化に適応させる。
例えば、図１において入力電圧Vin＝５４Vとし、出力電圧Voutを１２Vとし、共振インダクタンスＬｒ＝１０uHとし、変圧器の一次側Tr1上の寄生インダクタンスLm＝１００uHとし、共振容量Cr＝１００nHとし、共振周波数を１５９kHzとし、変圧器の変圧比n=3とする。出力電流Ioutが１０Aから５Aにジャンプする場合は、１０AのときにDCDC変換装置が対称動作状態にあって周期時間が３usであってQ1とQ4の共同ターンオンの時間が１usであれば、Ioutが５Aにジャンプするときに、出力電圧は上がり、負帰還サンプリングシステムにより得られたVout変化の信号に基づいて、直接にQ2とQ3の共同ターンオンの時間（第２のブリッジアームまたは短時ブリッジアームのターンオン時間）を２００nsに設置することができ、Q1とQ4の共同ターンオンの時間（第１のブリッジアームまたは長時ブリッジアームのターンオン時間）は１usのままであり、Vout変化の幅に基づいてQ2とQ4の共同ターンオンの時間を増加させる。このように変圧器を経由して負荷に伝送されるエネルギーがない時間を増加させるので、利得は下がり、同時に共振コンデンサ上において電圧が非対称であるので、直流電圧が現れ、Q1とQ4の共同ターンオンタイミングにおいて、入力エネルギーが減少して利得が下がり、Q2とQ3の共同ターンオンタイミングにおいて、入力エネルギーが減少して利得が下がる。このように迅速に応答する目的を果たす。出力電圧が安定になった後に、Q1とQ4の共同ターンオンの時間を小幅に増加させ、利得に対するQ1とQ4の共同ターンオンの影響は双方向であるので、利得に激しい変化が現われず、出力電圧は激しく変化せず、出力リップルは許容範囲内に制御される。利得の増加を発見するときに、待ち時間を適切に増加させて利得を下げる。このような方法により、動作周波数を下げる。
図５は、振動回路と直流電圧源の電気的接続が遮断される時間を増加した場合の各スイッチ素子Q1〜Q4のオン／オフのシーケンス図を示す。振動回路２を流れる電流ILLCが０になった後に、１つの待ち時間Δtが経過すると、スイッチ制御部６の制御を利用してスイッチ素子Q2とスイッチ素子Q3を同時にオンにし、かつ、スイッチ素子Q1とスイッチ素子Q4を同時にオフにし、これによって、振動回路２に印加される電圧Vc＋−は一瞬で負値になる。
つまり、振動回路２を流れる電流ILLCがゼロに復帰した後に、１つの待ち時間Δtを加え、他の条件のすべてが変わらない場合は、総出力エネルギーが変わらないままであるので、待ち時間Δtを加える場合に、DC/DC変換装置の利得が下がる。
図１−３に示すように、負荷が軽負荷であるときに、出力電流を減少させて該負荷の損壊を防止する必要があるので、従来技術では、一般的に動作周波数を上げて利得を下げる方法により、出力電流を減少させる。しかし、スイッチ素子の動作周波数の上がりとともに、周波数に関連する各種の損失、例えば、MOSFETスイッチのターンオフ毎の損失は、表皮効果及び近接効果による導通損失が原因で、磁心の磁心損失などが迅速に上がる。
しかし、振動回路２を流れる電流ILLCがゼロに復帰した後に、さらに１つの待ち時間Δtを加える。待ち時間Δt内において、スイッチ素子Q2、Q4はオンのまま続けるが、このときにエネルギーが振動回路２から変圧器３の一次側Tr1を経由して二次側Tr2に伝送されない。従って、このとき、エネルギーが振動回路２から直流電圧源V1に逆流しないのでエネルギー損失を防止することができ、その上、１つの周期内の総出力エネルギーを変わらないままにし、１つの待ち時間Δtを加えることで１つの周期の総時間を増加させるので、利得を連続的に変化させて出力電流を調整することができ、それによって負荷の変化を対応する。
（短時ブリッジアーム時間長さの確定）
以上の実施例において、DCDC変換装置が非対称動作状態にあるときに、第１のブリッジアームの時間長さは第２のブリッジアームの時間長さよりも大きい。
DCDC変換装置のスイッチング周波数に大きな変化が発生しない場合に、第２のブリッジアームの導通時間長さが短いほど、第１のブリッジアームの導通時間長さが長くなり、それによって、第１のブリッジアームの調整可能範囲が大きくなる。従って、第２のブリッジアームの導通時間ができるだけ短いことが望ましい。
しかし、第２のブリッジの導通時間を直接に０に設置するのなら、スイッチQ1及びスイッチQ3については、スイッチが導通されるときに大きいスイッチング損失が生じ、すなわち、ゼロ電圧スイッチングZVSを実現することができない。
従って、第２のブリッジアームの導通時間長さは、通常に特定値以上であって、この期間内に第２のブリッジアームを経由して共振回路に入力されるエネルギーを、第１のブリッジアーム上でゼロ電圧スイッチングZVSを実現するためのエネルギーよりも大きくさせる。
以下の公式［１］により短時ブリッジアームのターンオン時間を判定することができる。
1/2CossVin2<=1/2Lr*ILr2+1/2Lm*ILm2 [1]
ただし、Cossは共振回路の総容量の容量値である。Vinは電源電圧であり、Lrは共振インダクタンスのインダクタンス値であり、ILrは共振インダクタンス電流であり、ILmは変圧器の一次側を流れる寄生インダクタンスLmの電流である。公式［１］の左側は、第２のブリジットアームを経由して共振回路に入力されるエネルギーであり、右側はゼロ電圧スイッチングZVSを実現するために必要なエネルギーである。共振インダクタンス電流ILR及び寄生インダクタンス電流ILmを検出または予測することで、上述の条件を満たす否かを確定することができる。
共振インダクタンス電流ILR及び寄生インダクタンス電流ILmが公式［１］を満たすときに、スイッチ素子Q1とスイッチ素子Q4を同時にオンにし、かつ、スイッチ素子Q2とスイッチ素子Q3を同時にオフにし、このようにして、振動回路２は直流電圧源V1との電気的接続が導通され、かつ、振動回路２に印加される電圧Vc＋−は一瞬で正値になる。このとき、振動回路２に正方向の電圧Vc＋−が印加されるので、振動回路２を流れる電流ILLCは０から正方向に増加し、すなわち、正値になる。振動電流３上の電流ILLCは、スイッチ素子Q1をオンにするときにスイッチ素子Q1に印加する電圧の方向と逆の方向で、スイッチ素子Q1の寄生容量Cm１に対して充電を行い、そのため、タイミングt3においてスイッチ素子Q1をオンにするときにスイッチ素子Q1の両端に印加される総電圧が減少し、それによって、スイッチ素子Q1がオンにされるときのスイッチング損失を下げることができる。さらに、スイッチ素子Q1をオンにするときにスイッチ素子Q1の両端に印加される総電圧を０にさせることさえでき、このとき、スイッチ素子Q1がオンにされるときのスイッチング損失を０にすることができ、すなわち、スイッチ素子Q1はゼロ電圧スイッチングZVSを実現する。
第２の実施形態
第２の実施形態において、出力電圧Voutの変化が激しいときに、スイッチQ2とQ3の共同ターンオンの過程を除去することができる。
例えば、対称動作状態にあるDCDC変換装置の安定な出力電圧Voutが１２Vであると仮定すると、出力電圧Voutが突然１５Vまで上がるときに、DCDC変換装置はフルブリッジ動作状態からハーフブリッジ動作状態に直接に切り換わることができ、すなわち、スイッチ制御部は、スイッチ素子Q1とスイッチ素子Q4を同時にオンにし、かつスイッチ素子Q2とスイッチ素子Q3を同時にオフにし、前記振動回路の電圧の方向がまず第１の方向にあるようにし、そして、前記振動回路と前記直流電圧源の電気的接続を遮断し、さらに、前記振動回路に印加される電圧の方向を第１の方向に戻させ、このように、スイッチQ2とQ3の共同ターンオンの過程を除去する。DCDC変換装置がフルブリッジ動作状態からハーフブリッジ動作状態に直接に切り換わるときに、その出力利得は下がり、それによって、出力電圧Voutは１２Vの付近に下がり、そしてスイッチ素子Q1とスイッチ装置Q4を同時にターンオンする周波数または時間を調整するなどの方式により、出力電圧Voutをさらに調整して１２Vに安定させる。
従って、出力電圧または出力電流の変化率が閾値を超えることを検出装置が検出するときに、Q2とQ3の共同ターンオンの過程を直接に除去し、これら２つのスイッチのターンオン及びターンオフによる損失を回避することができる。
もう１つの場合は、出力が安定になった後に、Q2とQ3の共同ターンオンの過程を除去するまで、Q2とQ3の共同ターンオンの時間を徐々に減少させ、これによって、Q2とQ3のスイッチング損失を回避することができる。
本発明は、本発明の精神および範囲を逸脱しない限り、各実施形態及び変形を実施することができる。また、上述した実施形態は、本発明を説明するためのものに過ぎず、本発明の範囲を限定するものではない。すなわち、本発明の範囲は、特許請求の範囲により示されるものであり、上述した実施形態により示されるものではない。かつ、特許請求の範囲内及びそれと同等な発明意義の範囲内において実施される種々の変形も、本発明の範囲内に解釈されるべきである。

Claims (10)

  1. 直流電源電圧を出力する直流電圧源と、
    前記直流電圧源と電気的に接続される振動回路と、
    複数のスイッチ素子と、
    前記複数のスイッチ素子のオンとオフを切り替えることで、前記直流電圧源と前記振動回路との電気的接続を導通または遮断することができ、前記振動回路に印加される電圧の方向を第１の方向と第２の方向との間で切り換えさせることができるスイッチ制御部と、
    前記振動回路に生じた電流を出力して直流電流に変換する変換部と、
    前記直流電圧源の入力電圧、入力電流、前記変換部上の出力電圧、出力電流のうち１種以上のパラメータ値を検出するための検出部と
    を含み、
    前記パラメータ値が変化するときに、前記スイッチ制御部は、前記振動回路に印加される電圧が前記第１の方向と前記第２の方向のうち１つの方向にある時間長さを調整して、前記出力電圧及び／または出力電流を初期値に戻させ、
    前記振動回路に印加される電圧が前記第２の方向にある期間において、直流電圧源は振動回路にエネルギーを入力し、前記振動回路に印加される電圧が前記第２の方向にある時間長さは、直流電圧源から得られるエネルギーが、前記振動回路を前記第１の方向に切り換えさせてゼロ電圧スイッチングZVSを実現するために必要なエネルギーよりも大きいように設定されるDC/DC変換装置。
  2. 前記スイッチ制御部は、前記振動回路に印加される電圧の方向を第１の方向から第２の方向に切り換えさせる前に、前記振動回路と前記直流電圧源との電気的接続を遮断し、そして前記振動回路と前記直流電圧源との電気的接続を導通し、かつ、前記振動回路に印加される電圧の方向を前記第２の方向に切り替えさせ、
    前記変換部上の出力電圧及び／または出力電流が変化するときに、前記スイッチ制御部は、前記振動回路が前記直流電圧源から遮断される時間長さを調整して、前記出力電圧及び／または出力電流を初期値に戻させることを特徴とする請求項１に記載のDC/DC変換装置。
  3. 前記スイッチ制御部は、前記振動回路に印加される電圧の方向を前記第１の方向から前記第２の方向に切り換えさせる前に、前記振動回路と前記直流電圧源との電気的接続を遮断し、前記振動回路を流れる電流が前記変換部に出力された後に、規定の待ち時間が経過すると、前記振動回路と前記直流電圧源との電気的接続を導通し、かつ、前記振動回路に印加される電圧の方向を前記第２の方向に切り替えさせ、
    前記変換部上の出力電圧及び／または出力電流が変化するときに、前記スイッチ制御部は、前記規定の待ち時間の長さを調整して、前記出力電圧及び／または出力電流を初期値に戻させることを特徴とする請求項１に記載のDC/DC変換装置。
  4. 前記振動回路に印加される電圧が前記第１の方向にある時間長さは、前記振動回路に印加される電圧が前記第２の方向にある時間長さよりも大きいことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載のDC/DC変圧装置。
  5. 前記スイッチ制御部は、前記振動回路に印加される電圧が前記第１の方向にある時間長さを調整することを特徴とする請求項４に記載のDC/DC変圧装置。
  6. 前記変換部上の出力電圧及び／または出力電流が前記初期値から離れて第１の閾値を超えるときに、前記スイッチ制御部は、前記振動回路に印加される電圧が前記第１の方向にある時間長さを調整して、出力電圧及び／または電流を目標電圧／電流値の付近の１つの区間内へ変化させ、そして、前記振動回路に印加される電圧が前記第１の方向にある時間長さ及び前記振動回路が前記直流電圧源から遮断される時間長さを微調整して、出力電圧及び／または電流を初期値に戻させる前記請求項４に記載のDC/DC変換装置。
  7. 前記変換部上の出力電圧及び／または出力電流が前記初期値から離れる変化率が第２の閾値を超えるときに、前記スイッチ制御部は、前記振動回路に印加される電圧が前記第１の方向にある時間長さを調整して、出力電圧及び／または電流を目標電圧／電流値の付近の１つの区間内へ変化させ、そして、前記振動回路に印加される電圧が前記第１の方向にある時間長さ及び前記振動回路が前記直流電圧源から遮断される時間長さを微調整して、出力電圧及び／または電流を初期値に戻させる前記請求項４に記載のDC/DC変換装置。
  8. 前記複数のスイッチ素子は、第１のスイッチ素子Q1、第２のスイッチ素子Q2、第３のスイッチ素子Q3、及び第４のスイッチ素子Q4を含み、前記複数のスイッチ素子において、
    前記第１のスイッチ素子Q1と前記第３のスイッチ素子Q3の接続点と、前記直流電圧源の正極側とが接続されており、
    前記第２のスイッチ素子Q2と前記第４のスイッチ素子Q4の接続点と、前記直流電圧源の負極側とが接続されており、
    前記第１のスイッチ素子Q1と前記第２のスイッチ素子Q2の接続点と、前記振動回路の１つの端子とが接続されており、
    前記第３のスイッチ素子Q3と前記第４のスイッチ素子Q4の接続点と、前記振動回路のもう１つの端子とが接続されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のDC/DC変換装置。
  9. 前記第１のスイッチQ1及び前記第４のスイッチQ4がオンにされており、かつ前記第２のスイッチQ2及び前記第３のスイッチQ3がオフにされているときに、前記振動回路に印加される電圧は前記第１の方向にあり、
    前記第１のスイッチQ1及び前記第４のスイッチQ4がオフにされており、かつ前記第２のスイッチQ2及び前記第３のスイッチQ3がオンにされているときに、前記振動回路に印加される電圧は前記第２の方向にあることを特徴とする請求項８に記載のDC/DC変換装置。
  10. 前記変換部上の出力電圧及び／または出力電流が前記初期値から離れて第３の閾値を超えるときに、前記スイッチ制御部は、まず前記振動回路の電圧の方向を第１の方向にさせ、そして前記振動回路と前記直流電圧源の電気的接続を遮断し、さらに前記振動回路に印加される電圧の方向を第１の方向に戻させることを特徴とする請求項１に記載のDC/DC変換装置。
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