CN110798075B - 控制电路以及应用其的开关变换器 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种控制电路以及应用其的开关变换器。本发明实施例的技术方案通过在主功率管关断后控制续流开关管导通第一时间段，并在第一时间段结束后在预设时间内控制续流开关管导通第二时间段，使得主功率管在导通之前通过一放电电流将自身的寄生电容放电，以实现零电压开通，有效降低开通损耗，同时续流开关管在其漏源电压的谐振谷底开始导通第二时间段，也降低了续流开关管的开通损耗，从而提高了系统效率。

Description

控制电路以及应用其的开关变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术，具体涉及开关变换器以及其控制电路。
背景技术
开关变换器是在主功率管导通时在磁性元件中储存能量，在主功率管关断时将磁性元件中储存的能量输送到负载的功率变换器。在主功率管关断时，开关变换器中的磁性元件和主功率管的结电容之间会产生谐振，因此在主功率管再次导通时会产生导通损耗，导致电源转换效率较低。为了降低主功率管的导通损耗，现有技术中采用准谐振方式来控制主功率管的导通，即在主功率管的漏源电压降低到最低点时导通，以实现零电压开通。但是，当开关变换器的输入电压变化时，主功率管很难实现零电压开通，从而增加了开通损耗，降低了系统效率。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例提供了一种开关变换器及其控制电路，通过在主功率管关断后控制续流开关管导通额外的时间，以有效降低主功率管的开通损耗，提高系统效率。
根据本发明实施例的第一方面，提供一种开关变换器的控制电路，所述开关变换器包括主功率管和续流开关管，
所述控制电路在所述主功率管关断后控制所述续流开关管导通第一时间段，并且在所述第一时间段结束后控制所述续流开关管导通第二时间段，以降低使得所述主功率管的开通损耗，其中所述第一时间段和第二时间段在一个开关周期内互不重叠。
优选地，所述控制电路根据所述开关变换器的输入和输出电压信息调节所述第二时间段的长度。
优选地，所述第二时间段的长度与所述开关变换器的输入电压具有相同的变化趋势，与所述开关变换器的输出电压具有相反的变化趋势。
优选地，所述第二时间段的长度受控处于预设范围内以使得所述主功率管的漏源电压在所述第二时间段结束之后且在所述第一时间段开始之前下降至零。
优选地，所述控制电路在预设时间内根据所述续流开关管的漏源电压控制所述续流开关管开始导通所述第二时间段。
优选地，所述控制电路在所述预设时间内检测到所述续流开关管两端的谐振谷底时，控制所述续流开关管导通所述第二时间段。
优选地，所述预设时间被配置为在流过所述续流开关管的电流下降到零之后以及所述主功率管的开关周期结束之前具有预定时间段。
优选地，当所述控制电路采用导通时间控制模式时，所述控制电路在所述使能信号有效期间内根据所述开关变换器的输入电压和输出电压调节所述第二时间段的长度。
优选地，当所述控制电路采用峰值电流控制模式时，所述控制电路在所述使能信号有效期间内根据所述开关变换器输入电压和输出电压调节电流峰值参考值以调节所述第二时间段的长度。
优选地，所述开关变换器工作在电流断续模式。
优选地，所述续流开关管包括并联连接的第一开关管和第二开关管，所述控制电路控制所述第一开关管和所述第二开关管导通所述第一时间段，控制所述第二开关管导通所述第二时间段。
优选地，所述控制电路包括：
检测电路，接收表征所述续流开关管漏源电压的采样信号以产生表征所述续流开关管两端的谐振谷底的检测信号；以及
使能电路，根据表征所述主功率管的开关周期长度的跟踪信号产生具有预定有效电平的使能信号。
优选地，所述控制电路还包括续流控制电路，用于产生续流控制信号，当所述使能信号有效时，所述续流控制电路在所述检测信号有效时控制所述续流开关管开始导通所述第二时间段。
优选地，所述控制电路还包括续流控制电路，用于产生第一和第二续流控制信号，其中所述续流开关管包括第一开关管和第二开关管；
当所述主功率管关断时，所述第一续流控制信号和所述第二续流控制信号分别控制所述第一开关管和第二开关管导通所述第一时间段；
当所述使能信号有效时，所述第二续流控制信号在所述检测信号有效时控制所述第二开关管开始导通所述第二时间段。
优选地，所述续流控制电路包括：
导通时间计算单元，被配置为根据所述开关变换器的输入电压和输出电压信息产生第一控制信号；以及
逻辑电路，被配置为在所述使能信号和检测信号均有效时根据所述第一控制信号调节所述第二时间段的长度。
根据本发明的第二方面，提供一种开关变换器，包括：
如第一方面所述的控制电路，以及
功率级电路，包括磁性元件，主功率管和续流开关管；
其中所述控制电路用于产生续流控制信号控制所述续流开关管的开关状态。
优选地，所述磁性元件为变压器，包括原边绕组和至少一个副边绕组。
优选地，所述续流开关管包括并联连接的第一开关管和第二开关管，其中所述第一开关管和所述第二开关管的第一端分别耦接至副边绕组的一端，其第二端分别耦接至所述开关变换器的副边参考地。
优选地，所述续流开关管包括并联连接的第一开关管和第二开关管，其中所述第一开关管和所述第二开关管的第一端分别耦接至所述副边绕组的一端，其第二端分别耦接至所述开关变换器的输出端。
优选地，所述开关变换器包括:
N个输出支路，每个所述输出支路对应包括一个所述续流开关管；其中N大于等于1；所述控制电路控制所述N个输出支路中的续流开关管分别导通所述第一时间段，在所述第一时间段结束后控制第N个输出支路中的续流开关管导通所述第二时间段。
本发明实施例的技术方案通过在主功率管关断后控制续流开关管导通第一时间段，并在第一时间段结束后在预设时间内控制续流开关管导通第二时间段，使得主功率管在导通之前通过一放电电流将自身的寄生电容放电，以实现零电压开通，有效降低开通损耗，同时续流开关管在其漏源电压的谐振谷底开始导通第二时间段，也降低了续流开关管的开通损耗，从而提高了系统效率。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是本发明第一实施例的开关变换器的电路图；
图2是本发明第二实施例的开关变换器的电路图；
图3是本发明第三实施例的开关变换器的电路图；
图4是本发明第四实施例的开关变换器的电路图；
图5是本发明实施例的控制电路的结构示意图；
图6是本发明实施例的控制电路的示意性电路图；
图7是本发明实施例的开关变换器的第一种工作波形图；
图8是本发明实施例的开关变换器的第二种工作波形图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1是本发明第一实施例的开关变换器的电路图。如图1所示，本发明实施例的开关变换器为反激式开关变换器，包括整流桥，功率级电路，控制电路10和原边控制电路11。整流桥接收外部输入电压Vin整流后得到一直流输入电压。
功率级电路包括变压器T、与变压器T的原边绕组串联连接的主功率管OP、以及与变压器T的副边绕组串联连接的续流开关管QS和输出电容Co。如图1所示，变压器T的原边绕组的第一端(例如异名端)连接至主功率管OP的第一端。变压器T的原边绕组的第二端(例如同名端)与整流桥连接，以获得直流输入电压。主功率管OP的第二端耦接至原边参考地。变压器T的副边绕组的第一端(例如异名端)连接至续流开关管QS的第一端。输出电容Co连接在续流开关管QS的第二端和变压器T的副边绕组的第二端(例如同名端)之间。在输出电容Co的两端提供直流输出电压Vout。在图1中，变压器T的原边绕组可以等效为串联的激磁电感Lm和漏感Lk，二者分别以虚线示出。控制电路10连接至续流开关管QS，并产生续流控制信号VGSR以控制续流开关管QS的导通和关断状态，原边控制电路11连接至主功率管OP，以控制主功率管OP交替导通和关断。在主功率管OP的导通期间，原边电流Ip流经变压器T的原边绕组，并随着主功率管OP的导通时间逐渐上升，使得变压器T储存能量。在主功率管OP的关断期间，变压器T的原边绕组的原边电流Ip减小为零，因而变压器T释放能量并向输出电容Co和负载供电。
在本实施例中，控制电路10在主功率管OP关断后控制续流开关管QS导通第一时间段，副边电流IS逐渐升高，并在第一时间段结束后控制续流开关管QS导通第二时间段，以使得主功率管OP实现零电压开通，从而降低主功率OP的开通损耗，其中在一个开关周期内第一时间段和第二时间段互不重叠。在第二时间段内，续流开关管QS导通产生流过副边绕组的负电流，副边电流IS反向增大，反向的副边电流IS通过变压器的耦合传递至原边绕组，加快了主功率管OP的结电容放电速度，从而能够使得漏感和主功率管的结电容之间的谐振降低至零(接近或近似于零即可认为谐振到零)。在第二时间段结束关断续流开关管QS后，原边控制电路11控制主功率管OP导通时可实现零电压开通，从而减小了导通损耗。
在本实施例中，控制电路10采样开关变换器的输入电压Vin和输出电压Vout，并根据输入电压和输出电压信息调节第二时间段的长度，以控制所述第二时间段的长度处于预设范围内，从而使得主功率管OP的漏源电压在所述第二时间段结束之后且在所述第一时间段开始之前下降至零。进一步地，第二时间段的长度与输入电压Vin具有相同的变化趋势，与输出电压Vout具有相反的变化趋势。应理解，在本实施例中控制电路10通过采样副边绕组的端电压可以获取输入电压Vin的信息，其他能够实现上述功能的电路结构均可用于本实施例中。
进一步地，控制电路10接收跟踪信号Vtr和表征续流开关管QS的漏源电压的采样信号Vsen，以在预设时间内控制续流开关管QS在其漏源电压的谐振谷底导通所述第二时间段，其中所述预设时间用于限定第二时间段的起始点，所述预设时间在流过续流开关管QS的电流下降到零之后并且在主功率管OP的一个开关周期结束之前具有预定时间段，以控制续流开关管QS在预设时间内导通所述第二时间段。
应理解，若在续流开关管Qs两端谐振电压较高时导通，则会带来较大的开通损耗。在本实施例中，控制电路10通过采样副边绕组的第一端产生表征续流开关管QS的漏源电压的采样信号Vsen。作为一个替代实施例，控制电路10也可以通过采样续流开关管QS和输出电容Co的公共连接端产生采样信号Vsen，以在采样信号Vsen谐振到谷底时控制续流开关管Qs开始导通所述第二时间段，从而减小续流开关管的开通损耗。
在本实施例中，开关变换器工作在电流断续模式，控制电路10在流过副边绕组的电流下降至零后控制续流开关管QS导通第二时间段，以实现零电压开通。
在本申请中，功率管和开关管是工作开关模式以提供电流路径的晶体管，包括选自双极晶体管或场效应晶体管的一种。开关管的第一端和第二端分别是电流路径上的高电位端和低电位端，控制端用于接收驱动信号以控制开关管的导通和关断。
与现有技术的开关变换器的控制方式不同，在一个开关周期内，根据本发明实施例的开关变换器在主功率管关断后控制续流开关管导通第一时间段，在第一时间段结束后控制续流开关管导通第二时间段，同时根据开关变换器的输入电压和输出电压信息调节第二时间段的长度，使得主功率管在导通之前通过一放电电流将自身的寄生电容放电，以实现零电压开通，有效降低开通损耗，同时在检测到续流开关管两端的谐振谷底开始导通第二时间段，也降低了续流开关管的开通损耗，从而提高了系统效率。
图2是本发明第二实施例的开关变换器的电路图。如图2所示，本发明实施例的开关变换器为反激式开关变换器，包括整流桥、功率级电路、控制电路10和原边控制电路11。该开关变换器的与第一实施例的开关变换器的功率级电路、原边控制电路11、控制电路10和控制方法基本相同，在此不再详述。不同的是，功率级电路中的续流开关管QS连接在副边绕组的第二端(例如同名端)和副边参考地之间。控制电路10通过采样副边绕组的同名端产生采样信号Vsen。
图3是本发明第三实施例的开关变换器的电路图。如图3所示，本发明实施例的开关变换器为反激式开关变换器，包括整流桥、功率级电路、控制电路10和原边控制电路11。该开关变换器的与第一实施例的开关变换器的功率级电路、原边控制电路11、控制电路10和控制方法基本相同，在此不再详述。不同的是，功率级电路中的续流开关管包括并联连接的第一开关管QS1和第二开关管QS2。第一开关管QS1和第二开关管QS2分别包括与副边绕组的第一端(例如异名端)连接的第一端，以及和输出电容Co的第一端连接的第二端，输出电容Co的第二端连接至副边参考地，其中第一开关管QS1和第二开关管QS2的第一端同时连接至所述开关变换器的参考地，开关变换器的参考地与所述副边参考地不同。控制电路10通过采样第一开关管QS1和第二开关管QS2的第一端或第二端产生采样信号Vsen。应理解，作为一个替代实施例，第一开关管QS1和第二开关管QS2的第一端可连接至输出电容Co的第二端，其第二端可连接至所述副边绕组的第二端(例如同名端)，以实现上述相同的功能，此时，控制电路10可直接采样第一开关管QS1和第二开关管QS2的第二端获取采样信号Vsen。
在本实施例中，控制电路10产生第一续流控制信号VGSR1用以控制第一开关管QS1的导通和关断，同时产生第二续流控制信号VGSR2用以控制第二开关管QS2的导通和关断。控制电路10在主功率管QP关断后根据第一续流控制信号VGSR1控制第一开关管QS1导通第一时间段，根据第二续流控制信号VGSR2控制第二开关管QS2也导通第一时间段，并在流过副边绕组的电流下降到零之后关断第一开关管QS1和第二开关管QS2。控制电路10根据采样信号Vsen和跟踪信号Vtr控制第二开关管QS2在预设时间内导通并维持第二时间段,使得主功率管OP在导通之前通过一放电电流将自身的寄生电容放电，以实现零电压开通，有效降低开通损耗，同时第二开关管QS2在其漏源电压的谐振谷底开始导通第二时间段，也降低了第二开关管QS2的开通损耗，从而提高了系统效率。
在本实施中，第一开关管QS1和第二开关管QS2具有不同的尺寸，第二开关管QS2的尺寸较小，从而能够更好地控制流过其的负电流，简化电路设计。在第一时间段内，第一开关管QS1和第二开关管QS2均导通，在第二时间段内，仅第二开关管QS2导通，从而能够使得第一开关管QS1和第二开关管QS2在驱动损耗和导通损耗之间找到最佳平衡，有利于减小功率损耗和温度升高。
图4是本发明第四实施例的开关变换器的电路图。如图4所示，本发明实施例的开关变换器为反激式开关变换器，包括整流桥、功率级电路、控制电路10和原边控制电路11。该开关变换器的与第一实施例的开关变换器的功率级电路、原边控制电路11、控制电路10和控制方法基本相同，在此不再详述。不同的是，本发明实施例中开关变换器包括N个输出支路，其中为大于等于1的正整数。每个输出支路均通过一个副边绕组与原边绕组耦合，从而对应产生N个输出电压以驱动负载。N个输出支路分别包括串联连接的续流开关管和输出电容。以第一输出支路为例，第一输出支路包括串联连接在第一副边绕组第一端和副边参考地之间的输出电容Co1和第一续流开关管QSa1，并在输出电容Co1的两端产生第一输出电压Vout1。以此类推，第N个输出支路包括串联连接在第N副边绕组第一端和副边参考地之间的输出电容Con和第N续流开关管QSan，并在输出电容Con的两端产生第N输出电压Voutn。
在本实施例中，控制电路10产生N个续流控制信号以控制N个续流开关管的导通和关断。在主功率管OP关断后，控制电路10根据第一续流控制信号VGSR1至第N续流控制信号VGSRn控制N个输出支路中的N个续流开关管分别导通第一时间段，并在第一时间段结束后根据第N续流控制信号VGSRn控制第N条输出支路中续流开关管QSan导通第二时间段,使得主功率管OP在导通之前通过一放电电流将自身的寄生电容放电，以实现零电压开通，有效降低开通损耗，同时第N个续流开关管在其漏源电压的谐振谷底开始导通第二时间段，也降低了第N个续流开关管的开通损耗。
应理解，本发明实施例中的开关变换器还可以为Buck变换器，Boost变换器等其他开关变换器，而不限于所列举的反激式开关变换器。
图5是本发明实施例的控制电路的结构示意图。控制电路10包括检测电路51和使能电路52。检测电路51根据采样信号Vsen产生表征续流开关管QS两端的谐振谷底的检测信号Vs。使能电路52根据表征所述主功率管的开关周期长度的跟踪信号Vtr产生具有预定有效电平的使能信号EN。在一种实现方式中，使能电路52通过采样副边绕组的端电压产生表征主功率管的开关周期长度的跟踪信号Vtr，将跟踪信号Vtr和阈值信号进行比较产生具有预设时间的使能信号EN,所述预设时间被配置为在流过所述续流开关管的电流下降到零之后以及所述主功率管的开关周期结束之前具有预定时间段，以在使能信号EN有效期间内所述续流开关管导通所述第二时间段，因此使能信号EN的预设时间的长度可以根据开关变换器的类型以及工作原理进行设置，以保证所述预设时间不小于所述第二时间段。例如，当跟踪信号Vtr达到阈值信号时，产生有效的使能信号EN,以在使能信号EN有效期间(所述预设时间内)控制续流开关管导通第二时间段。
控制电路10还包括续流控制电路53。续流控制电路53接收检测信号Vs，使能信号EN，开关变换器的输入电压Vin和输出电压Vout，并产生第一控制信号V1。续流控制电路53在使能信号EN有效期间内根据检测信号Vs控制续流开关管开始导通所述第二时间段，也即第一控制信号V1的有效长度的起始点，从而实现在流过副边绕组的电流下降到零之后并且在主功率管OP的一个开关周期结束之前控制续流开关管QS在其漏源电压的谷底处导通。续流控制电路53根据输入电压Vin和输出电压Vout的信息调节所述第二时间段的长度，也即第一控制信号V1的有效长度。
控制电路10还包括整流控制电路554和驱动电路55。整流控制电路554用于产生第二控制信号V2，驱动电路55根据第一控制信号V1和第二控制信号V2产生续流控制信号VGSR。在主功率管关断后，第二控制信号V2有效，驱动电路55根据第二控制信号V2控制续流开关管导通并维持第一时间段；在流过副边绕组的电流下降到零之后，第二控制信号V2无效，驱动电路55根据第二控制信号V2控制续流开关管关断并结束第一时间段。在使能信号EN有效期间，续流控制电路53在检测信号Vs有效时产生有效的第一控制信号V1，驱动电路55根据第一控制信号V1控制续流开关管再次导通并维持第二时间段；续流控制电路53在第二时间段达到预定时间或流过续流开关管的电流达到预定值产生无效的第一控制信号V1，驱动电路55根据第一控制信号V1控制续流开关管再次关断。
应理解，参考图3，当续流开关管包括第一开关管QS1和第二开关管QS2时，驱动电路55根据第一控制信号V1和第二控制信号V2产生第一续流控制信号VGSR1和第二续流控制信号VGSR2。当第二控制信号V2有效时，驱动电路55产生有效的第一控制信号V1和第二控制信号V2以控制第一开关管QS1和第二开关管QS2分别导通第一时间段。当第一控制信号V1有效时，驱动电路55产生有效的第二续流控制信号VGSR2以控制第二开关管QS2导通所述第二时间段。
图6是本发明实施例的控制电路的示意性电路图。如图6所示，控制电路10包括检测电路51和使能电路52。在本实施中，检测电路51包括单脉冲电路511和比较器512。单脉冲电路511的输入端接收采样信号Vsen，其输出端连接至比较器512的第一输入端(例如正相输入端)。比较器512的第二输入端(例如负相输入端)接收参考信号，其中参考信号可以设置为接近零的值或零值，以检测续流开关管的漏源电压的谐振谷底，例如参考信号可以为副边参考地。当单脉冲电路511输出的单脉冲信号上升至所述参考信号时，比较器512产生有效的检测信号Vs并保持预定时间。在本实施例中，单脉冲电路包括串联连接的电容C1和电阻R1，以产生具有预定脉冲宽度的单脉冲信号。应理解，本实施例中单脉冲电路采用微分电路以提供具有预定脉冲宽度的单脉冲信号，其他能够实现上述功能的电路结构均可用于本实施例中。
控制电路10还包括续流控制电路53。续流控制电路53接收检测信号Vs，使能信号EN，输入电压Vin和输出电压Vout，并产生第一控制信号V1。续流控制电路53包括导通时间计算单元531和逻辑电路。逻辑电路接收检测信号Vs和使能信号EN，以在使能信号EN和检测信号Vs均有效时，产生有效的第一控制信号V1。导通时间计算单元531根据开关变换器的输入电压Vin和输出电压Vout的信息产生复位信号Vres。在本实施例中，逻辑电路包括与门和RS触发器。与门的第一输入端接收检测信号Vs，其第二输入端接收使能信号EN，并在输出端产生置位信号Vset。RS触发器的置位端接收置位信号Vset，复位端接收复位信号Vres，并在输出端产生第一控制信号V1。导通时间计算单元531根据输入电压Vin和输出电压Vout信息设置第二时间段T2的长度在预设范围内,也即第一控制信号V1的有效长度。例如第二时间段T2的长度可以设置为位于预设范围(t2-th1,t2+th2),其中，th1和th2为时间阈值，两者可以相等或不相等，时间t2可以根据开关变换器的类型和工作原理进行设置，以使得第二时间段的长度位于时间t2附近，从而使得所述主功率管的漏源电压在所述第二时间段内下降至零。
以本实施例中反激式变换器为例，当控制电路采用导通时间控制模式时，时间t2可以表示如下：
Figure BDA0002270973280000121
其中，K1为正比例参数，与变压器的等效电感，续流开关管与副边参考地之间的结电容等相关，N为变压器的变比，Vin为所述开关变换器的输入电压，Vout为所述开关变换器的输出电压。
在本实施例中，第二时间段T2的长度(第一控制信号V1的有效长度)可以根据公式(1)进行直接设置，第二时间段T2可以稍小于或大于时间t2，具体可以根据时间阈值th1和th2进行调节。
当控制电路采用峰值电流控制模式时，导通时间计算单元531根据输入电压Vin和输出电压Vout信息计算电流峰值参考值VPK，其中电流峰值参考值VPK可以表示如下：
Figure BDA0002270973280000122
其中K2为正比例参数，与变压器的等效电感，续流开关管与副边参考地之间的结电容等相关，N为变压器的变比。
在本实施例中，根据公式(2)可以设置电流峰值参考值，续流控制电路将表征流过续流开关管电流的电流采样信号和电流峰值参考值进行比较，以调节第二时间段T2的长度，也即调节第一控制信号V1的有效长度，其中实际工作中电流峰值参考值可以稍大于或小于电流峰值参考值VPK，以改变续流开关管的导通时间，从而可以调节第二时间段T2位于预设范围(t2-th1,t2+th2)。在一种实现方式中，续流控制电路53通过检测续流开关管的漏源电压可以获取表征流过所述续流开关管电流的电流采样信号，即通过将续流开关管的漏源电压和电流峰值参考值进行比较，以调节所述第二时间段的长度。
图7是本发明实施例开关变换器的第一种工作波形图。在该实施例中，续流控制电路采用导通时间控制模式。如图7所示，在时刻t1，主功率管QP从导通状态转变为关断状态，续流控制信号VGSR从无效状态跳变为有效状态，并控制续流开关管QS导通第一时间段T1。在主功率管QP关断期间和续流开关管QS导通期间，流经主功率管QP的原边电流IP持续减小，主功率管QP的漏源电压VQP相对于直流输入电压Vin逐渐升高。副边电流IS逐渐升高，续流开关管QS的漏源电压VQS逐渐减小。
在时刻t2，续流开关管QS从导通状态转变为关断状态，原边电流IP和副边电流IS均减小至零。在时刻t2之后，检测电路通过检测续流开关管QS的漏源电压的谐振谷底产生有效的检测信号VS。由于此时使能信号EN无效，因此续流控制信号VGSR仍保持为无效。
在时刻t3，使能信号EN在流过续流开关管的电流下降至零后以及主功率管的开关周期结束之前由无效状态切换为有效状态，并具有预定时间段，原边电流IP和副边电流IS保持为零，续流开关管QS保持关断。
在时刻t4，检测信号VS有效，续流控制信号VGSR再次由无效状态切换为有效状态，控制续流开关管导通第二时间段T2。在第二时间段内，副边电流IS反向增大，反向的副边电流IS通过变压器的耦合传递至原边绕组，使得原边电流IP也反向增大，加快了主功率管OP的结电容放电速度，从而能够使得漏感和主功率管的结电容之间的谐振降低至零(接近或近似于零即可认为谐振到零)。
在时刻t5，第二时间段T2结束并关断续流开关管QS后，主功率管OP导通时的漏源电压接近或近似于零，从而可实现零电压开通，并减小了导通损耗。
图8是本发明实施例开关变换器的第二种工作波形图。在该实施例中，续流控制电路采用峰值电流控制模式，导通时间计算单元产生电流峰值参考值VPK。结合图3和图8，续流开关管包括第一开关管QS1和第二开关管QS2，控制电路产生第一续流控制信号VGSR1和第二续流控制信号VGSR2以分别控制第一开关管QS1和第二开关管QS2的导通和关断。
如图8所示，在时刻t1，主功率管QP从导通状态转变为关断状态，第一续流控制信号VGSR1和第二续流控制信号VGSR2从无效状态跳变为有效状态，并分别控制第一开关管QS1和第二开关管QS2导通第一时间段T1。在主功率管QP关断期间，以及第一开关管QS1和第二开关管QS2导通期间，流经主功率管QP的原边电流IP持续减小，主功率管QP的漏源电压VQP相对于直流输入电压Vin逐渐升高。副边电流IS逐渐升高，第一开关管QS1和第二开关管QS2的漏源电压VQS逐渐减小。
在时刻t2，第一续流控制信号VGSR1和第二续流控制信号VGSR2从有效状态跳变为无效状态，并分别控制第一开关管QS1和第二开关管QS2从导通状态转变为关断状态，原边电流IP和副边电流IS均减小至零。在时刻t2之后，检测电路通过检测续流开关管QS的漏源电压的谐振谷底产生有效的检测信号VS。由于此时使能信号EN无效，因此续流控制信号VGSR2仍保持为无效。
在时刻t3，使能信号EN在流过续流开关管的电流下降至零后以及主功率管的开关周期结束之前由无效状态切换为有效状态，并具有预定时间段，原边电流IP和副边电流IS保持为零，第一开关管QS1和第二开关管QS2均保持关断。
在时刻t4，检测信号VS有效，第二续流控制信号VGSR2再次由无效状态切换为有效状态，控制第二开关管QS2导通第二时间段T2。续流控制电路通过比较第二开关管QS2的漏源电压VQS和电流峰值参考值VPK调节第二时间段T2的时间长度。在第二时间段T2内，副边电流IS反向增大，反向的副边电流IS通过变压器的耦合传递至原边绕组，使得原边电流IP也反向增大，加快了主功率管OP的结电容放电速度，从而能够使得漏感和主功率管的结电容之间的谐振降低至零(接近或近似于零即可认为谐振到零)。
在时刻t5，第二时间段T2结束并关断第二开关管QS2后，主功率管OP导通时的漏源电压接近或近似于零，从而可实现零电压开通，并减小了导通损耗。
本发明实施例的技术方案通过在主功率管关断后控制续流开关管导通第一时间段，并在第一时间段结束后在预设时间内控制续流开关管导通第二时间段，使得主功率管在导通之前通过一放电电流将自身的寄生电容放电，以实现零电压开通，有效降低开通损耗，同时续流开关管在其漏源电压的谐振谷底开始导通第二时间段，也降低了续流开关管的开通损耗，从而提高了系统效率。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (17)

1.一种用于开关变换器的控制电路，所述开关变换器包括主功率管和续流开关管，其特征在于，
所述控制电路在所述主功率管关断后控制所述续流开关管导通第一时间段，并且在所述第一时间段结束后控制所述续流开关管导通第二时间段，以降低所述主功率管的开通损耗，其中所述第一时间段和第二时间段在一个开关周期内互不重叠；
所述控制电路包括：
检测电路，接收表征所述续流开关管漏源电压的采样信号以产生表征所述续流开关管两端的谐振谷底的检测信号；以及
使能电路，根据表征所述主功率管的开关周期长度的跟踪信号产生具有预设时间的使能信号；其中所述预设时间被配置为在所述续流开关管的电流下降到零之后以及在所述主功率管的开关周期结束之前具有预定时间段，所述控制电路根据所述使能信号和检测信号在所述预设时间内控制所述续流开关管导通所述第二时间段。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路根据所述开关变换器的输入和输出电压信息调节所述第二时间段的长度。
3.根据权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述第二时间段的长度与所述开关变换器的输入电压具有相同的变化趋势，与所述开关变换器的输出电压具有相反的变化趋势。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述第二时间段的长度受控处于预设范围内以使得所述主功率管的漏源电压在所述第二时间段结束之后且在所述第一时间段开始之前下降至零。
5.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路在所述预设时间内检测到所述续流开关管两端的谐振谷底时，控制所述续流开关管导通所述第二时间段。
6.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，当所述控制电路采用导通时间控制模式时，所述控制电路在所述预设时间内根据所述开关变换器的输入电压和输出电压调节所述第二时间段的长度。
7.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，当所述控制电路采用峰值电流控制模式时，所述控制电路在所述预设时间内根据所述开关变换器输入电压和输出电压调节电流峰值参考值以调节所述第二时间段的长度。
8.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述开关变换器工作在电流断续模式。
9.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述续流开关管包括并联连接的第一开关管和第二开关管，所述控制电路控制所述第一开关管和所述第二开关管导通所述第一时间段，控制所述第二开关管导通所述第二时间段。
10.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，还包括续流控制电路，用于产生续流控制信号，
当所述使能信号有效时，所述续流控制电路在所述检测信号有效时控制所述续流开关管开始导通所述第二时间段。
11.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，还包括续流控制电路，用于产生第一和第二续流控制信号，其中所述续流开关管包括第一开关管和第二开关管；
当所述主功率管关断时，所述第一续流控制信号和所述第二续流控制信号分别控制所述第一开关管和第二开关管导通所述第一时间段；
当所述使能信号有效时，所述第二续流控制信号在所述检测信号有效时控制所述第二开关管导通所述第二时间段。
12.根据权利要求10或11所述的控制电路，其特征在于，所述续流控制电路包括：
导通时间计算单元，被配置为根据所述开关变换器的输入电压和输出电压信息产生第一控制信号；以及
逻辑电路，被配置为在所述使能信号和检测信号均有效时根据所述第一控制信号调节所述第二时间段的长度。
13.一种开关变换器，包括：
如权利要求1-12所述的任一项控制电路；以及
功率级电路，包括磁性元件，主功率管和续流开关管；
其中所述控制电路用于产生续流控制信号控制所述续流开关管的开关状态。
14.根据权利要求13所述的开关变换器，其特征在于，所述磁性元件为变压器，包括原边绕组和至少一个副边绕组。
15.根据权利要求14所述的开关变换器，其特征在于，所述续流开关管包括并联连接的第一开关管和第二开关管，其中所述第一开关管和所述第二开关管的第一端分别耦接至副边绕组的一端，其第二端分别耦接至所述开关变换器的副边参考地。
16.根据权利要求14所述的开关变换器，其特征在于，所述续流开关管包括并联连接的第一开关管和第二开关管，其中所述第一开关管和所述第二开关管的第一端分别耦接至所述副边绕组的一端，其第二端分别耦接至所述开关变换器的输出端。
17.根据权利要求13所述的开关变换器，其特征在于，所述开关变换器包括:
N个输出支路，每个所述输出支路对应包括一个所述续流开关管；其中N大于等于1；所述控制电路控制所述N个输出支路中的续流开关管分别导通所述第一时间段，在所述第一时间段结束后控制第N个输出支路中的续流开关管导通所述第二时间段。
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