CN115208204B - 反激式转换器及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本申请涉及开关电源技术领域，具体公开了一种反激式转换器及其控制方法。本申请实施例可以在原边回路处于谐振状态下，控制副边开关器件再次导通，使得副边回路上的电容给副边绕组充能。然后再控制副边开关器件再次关断，从而使得原边回路产生续流。在续流的过程中，原边开关器件上的电荷被原边回路上的电容收集，从而可以降低原边开关器件的端电压，实现零电压开关功能，以减小原边开关器件的开关损耗和电磁干扰。
Description
技术领域
本申请属于开关电源技术领域，尤其涉及一种反激式转换器及其控制方法。
背景技术
反激式转换器(Flyback Converter)，广泛应用于交流直流(AC/DC)和直流直流(DC/DC)转换，并在输入级和输出级之间提供绝缘隔离，是开关电源的一种。采用准谐振(Quasi-resanent，QR)控制方式的反激式转换器，用于将来自电源的直流输入电压转换成用于负载的另一直流电压。
准谐振反激式转换器，可以通过检测原边开关器件关断后电压振荡的过零电压信号，再择机使原边开关器件在电压振荡的谷底电压时再次导通，实现软开关的功能。与传统的硬开关脉冲宽度调制(Pulse width modulation，PWM)控制方式相比，准谐振控制方式具有开关损耗小、电磁干扰小的优点。
但是，由于电压振荡的谷底电压跟直流输入电压成正比，因此直流输入电压越高，振荡所产生的谷底电压也越高，从而导致原边开关器件仍然可能在较高的电压下导通，使得原边开关器件的开关损耗和电磁干扰仍然较大。
发明内容
本申请提供了一种反激式转换器及其控制方法，旨在改善原边开关器件的开关损耗和电磁干扰的问题。
本申请实施例的第一方面提供了一种反激式转换器的控制方法，反激式转换器包括第一电容、第二电容、第一开关器件、第二开关器件和变压器；
第一电容、变压器的原边绕组和第一开关器件依次连接构成原边回路，变压器的副边绕组、第二开关器件和第二电容依次连接构成副边回路；
反激式转换器的控制方法包括：
以预设驱动时间段周期性控制第一开关器件和第二开关器件通断；
其中，在预设驱动时间段的第一时间段内，控制第一开关器件导通；
在预设驱动时间段的第二时间段内，控制第一开关器件关断以及控制第二开关器件导通；
在预设驱动时间段的第三时间段内，控制第二开关器件关断，以使原边回路切换至谐振状态；
在预设驱动时间段的第四时间段内，控制第二开关器件导通，使得第二电容向副边绕组充能；
在预设驱动时间段的第五时间段内，控制第二开关器件关断，使得原边回路产生续流，并使得第一开关器件上的电荷转移至第一电容；
以及在下一个预设驱动时间段的第一时间段内，控制第一开关器件导通。
在第一方面的第一种可能的实现方式中，控制第二开关器件导通，使得第二电容向副边绕组充能的步骤具体包括：
基于振荡电压信息，控制第二开关器件导通，使得第二电容向副边绕组充能。
在第一方面的第二种可能的实现方式中，振荡电压信息包括第一开关器件的端电压、第二开关器件的端电压、原边绕组的电压和副边绕组的电压中的至少一者。
在第一方面的第三种可能的实现方式中，在下一个预设驱动时间段的第一时间段内，控制第一开关器件导通的步骤具体包括：
在下一个预设驱动时间段的第一时间段内，发出同步信号；
基于同步信号，控制第一开关器件导通，使得直流输入电压向原边绕组充能。
在第一方面的第四种可能的实现方式中，在预设驱动时间段的第二时间段内，控制第一开关器件关断以及控制第二开关器件导通的步骤具体包括：
在预设驱动时间段的第二时间段内，在原边回路的电流达到预设阈值时，控制第一开关器件关断以及控制第二开关器件导通。
本申请实施例的第二方面提供了一种反激式转换器，包括第一电容、第二电容、第一开关器件、第二开关器件和变压器；
第一电容、变压器的原边绕组和第一开关器件依次连接构成原边回路，变压器的副边绕组、第二开关器件和第二电容依次连接构成副边回路；
以及还包括控制电路，控制电路配置为实现上述第一方面提供的反激式转换器的控制方法的步骤。
在第二方面的第一种可能的实现方式中，控制电路包括：
副边控制器，配置为根据预设驱动时间段周期性控制第二开关器件通断；
与副边控制器连接的原边控制器，配置为根据副边控制器反馈的同步信号控制第一开关器件在预设驱动时间段的第一时间段内导通，以及在预设驱动时间段的剩余时间段维持关断状态。
在第二方面的第二种可能的实现方式中，控制电路还包括：
连接于原边控制器和副边控制器之间的信号隔离电路，信号隔离电路配置为传递同步信号至原边控制器。
在第二方面的第三种可能的实现方式中，控制电路还包括：
检测电路，用于检测谐振状态时反激式转换器的振荡电压信息。
在第二方面的第四种可能的实现方式中，副边绕组的第一端与第二开关器件的第一端连接，第二开关器件的第二端与第二电容的第一端共接构成副边回路的电源输出端正极，副边绕组的第二端与第二电容的第二端均接地构成副边回路的电源输出端负极。
在第二方面的第五种可能的实现方式中，副边绕组的第一端与第二电容的第一端共接构成副边回路的电源输出端正极，副边绕组的第二端与第二开关器件的第一端连接，第二开关器件的第二端与第二电容的第二端均接地构成副边回路的电源输出端负极。
本发明实施例与现有技术相比存在的有益效果是：
在预设驱动时间段的第三时间段内，原边回路切换至谐振状态。在第四时间段内，控制第二开关器件导通，使得第二电容向副边绕组充能。在第五时间段内，控制第二开关器件关断，在第四时间段内的充能可以使得原边回路产生续流，并使得第一开关器件上的电荷转移至第一电容，由于第一开关器件上的电荷转移至第一电容，因此可以降低第一开关器件的端电压，从而在下一个预设驱动时间段的第一时间段内，控制第一开关器件导通时，第一开关器件的端电压近似为零，可实现零电压开关功能，改善第一开关器件的开关损耗和电磁干扰的问题。
附图说明
图1为本申请一实施例提供的准谐振反激式转换器的结构示意图；
图2为本申请一实施例提供的反激式转换器的第一种结构示意图；
图3为本申请一实施例提供的反激式转换器的控制方法的流程示意图；
图4为本申请一实施例提供的反激式转换器的控制方法的控制时序图；
图5为图3所示的反激式转换器的控制方法中步骤S106的具体流程图；
图6为本申请一实施例提供的反激式转换器的第二种结构示意图；
图7为本申请一实施例提供的反激式转换器的第三种结构示意图。
具体实施方式
为了使本申请所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
需要说明的是，当元件被称为“固定于”或“设置于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者间接在该另一个元件上。当一个元件被称为是“连接于”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或间接连接至该另一个元件上。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
反激式转换器，广泛应用于交流直流和直流直流转换，并在输入级和输出级之间提供绝缘隔离，是开关电源的一种。
准谐振反激式转换器，是采用准谐振控制方式的反激式转换器。可以通过检测原边开关器件关断后电压振荡的过零电压信号，再择机使原边开关器件在电压振荡的谷底电压时再次导通，实现软开关的功能。
图1示出了本申请一实施例提供的准谐振反激式转换器的结构示意图。为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：
该准谐振反激式转换器包括变压器T、NMOS管Q、电阻R、二极管D和电容C。NMOS管Q为原边开关器件。
变压器T包括原边绕组Lp和副边绕组Ls，原边绕组Lp的线圈匝数为Np，副边绕组Ls的线圈匝数为Ns，原边绕组Lp的电流为Ip，原边绕组Lp的电压为Vp，副边绕组Ls的电压为Vs。
原边绕组Lp的第一端连接直流输入电压Vin，第二端连接NMOS管Q的漏极。NMOS管Q的源极连接电阻R的第一端，电阻R的第二端连接接地端GND。
副边绕组Ls的第一端连接二极管D的正极，二极管D的负极连接电容C的第一端，并构成电源输出端正极。电源输出端正极的直流输出电压为Vout。
副边绕组Ls的第二端连接电容C的第二端和接地端GND，并构成电源输出端负极。
其中，原边绕组Lp的第二端和副边绕组Ls的第一端为同名端。
该准谐振反激式转换器的工作原理如下：
(1)当NMOS管Q导通时，原边绕组Lp上的电流Ip线性增加，直流输入电压Vin向原边绕组Lp充能。应理解，不管是向原边绕组Lp还是向副边绕组Ls充能，最终其能量大部分存储在变压器T的铁芯(或磁芯)中。
由于电阻R的阻值较小，因此NMOS管Q的漏极电压约等于零，即NMOS管Q的输入端(漏极)和输出端(源极)之间的电压约等于零。
此时，二极管D截止，副边绕组Ls不导通，负载所需的直流输出电压Vout由电容C提供。
(2)当原边绕组Lp上的电流Ip线性增加至预设阈值时，NMOS管Q关断，原边绕组Lp上的电流Ip降为零，NMOS管Q的漏极电压上升至直流输入电压Vin与副边绕组Ls的反射电压之和。该预设阈值的大小可以根据实际需要进行设定。
此时，二极管D导通，副边绕组Ls导通，并且，变压器T的铁芯(或磁芯)中存储的能量，通过副边绕组Ls向电容C充电以及向负载提供所需的直流输出电压Vout。
(3)当变压器T的铁芯(或磁芯)中存储的能量释放完毕后，二极管D截止。
此时，NMOS管Q的漏极对地的等效电容与原边绕组Lp产生谐振。在该谐振过程中，NMOS管Q的漏极上的振荡电压的范围为(Vin-Np/Ns*Vs)至(Vin+Np/Ns*Vs)。
(4)当检测到上述振荡电压的谷底电压时，可以择机使NMOS管Q再次导通，并重复上述过程(1)、(2)和(3)。
从NMOS管Q的漏极上的振荡电压的范围可知，当直流输入电压Vin越大时，振荡电压的谷底电压也越大，导致NMOS管Q仍然可能在较高的电压下导通，使得NMOS管Q的开关损耗和电磁干扰仍然较大。
有鉴于此，本申请实施例提供了一种反激式转换器及其控制方法，在再次导通原边开关器件之前，可以降低原边开关器件的端电压，从而降低原边开关器件启动时的端电压，以改善原边开关器件的开关损耗和电磁干扰的问题。
下面通过具体实施例说明如何减小原边开关器件的开关损耗和电磁干扰。
图2示出了本申请一实施例提供的反激式转换器的结构示意图。
该反激式转换器包括具有原边绕组Lp和副边绕组Ls的变压器T，原边绕组Lp连接有直流输入电压Vin、第一电容C1和第一开关器件Q1，构成原边回路。副边绕组Ls连接有第二电容C2和第二开关器件Q2，构成副边回路。
其中，原边绕组Lp的线圈匝数为Np，副边绕组Ls的线圈匝数为Ns，原边绕组Lp的电流为Ip，原边绕组Lp的电压为Vp，副边绕组Ls的电压为Vs。
第一开关器件Q1可以称为原边开关器件，第二开关器件Q2可以称为副边开关器件。
图3示出了一种反激式转换器的控制方法的方法流程图，以及图4示出了该控制方法的控制时序图，该控制方法用于控制图2所示的反激式转换器。该控制方法以预设驱动时间段周期性控制第一开关器件Q1和第二开关器件Q2通断，可以减小第一开关器件Q1的开关损耗和电磁干扰，详述如下：
反激式转换器的控制方法包括如下步骤：
S101、在预设驱动时间段的第一时间段内，控制第一开关器件Q1导通。
本实施例中，预设驱动时间段对应图4中的tsw，第一时间段为图4中的t0～t1，tsw可以看作是周期的时长。
作为示例而非限定：VG1为控制第一开关器件Q1通断的控制信号，当VG1为on(高电平)时，第一开关器件Q1导通，当VG1为off(低电平)时，第一开关器件Q1关断；VG2为控制第二开关器件Q2通断的控制信号，当VG2为on(高电平)时，第二开关器件Q2导通，当VG2为off(低电平)时，第二开关器件Q2关断；VQ1为第一开关器件Q1的端电压，VQ2为第二开关器件Q2的端电压。
第一开关器件Q1的端电压VQ1是指，第一开关器件Q1的输入端与输出端之间的电压。第二开关器件Q2的端电压VQ2是指，第二开关器件Q2的输入端与输出端之间的电压。
在该时间段内，第一开关器件Q1导通，原边绕组Lp的电流Ip线性增加，直流输入电压Vin向原边绕组Lp充能，第一开关器件Q1的端电压VQ1约等于零。由于第二开关器件Q2关断，因此副边绕组Ls不导通，由第二电容C2向负载供电。
作为本实施例的一种可选实施方式，当原边绕组Lp的电流Ip达到预设阈值时，需要结束该第一时间段。作为示例而非限定，可以基于负载的功率大小确定该预设阈值。
S102、在预设驱动时间段的第二时间段内，控制第一开关器件Q1关断以及控制第二开关器件Q2导通。
第二时间段为图4中的t1～t2，在该时间段内，第一开关器件Q1关断，使得原边绕组Lp的两端产生感应电压。并且第二开关器件Q2导通，使得副边绕组Ls导通，变压器T的铁芯(或磁芯)中存储的能量，通过副边绕组Ls向第二电容C2充电，以及向负载供电。
在该时间段内，原边绕组Lp的电流Ip下降约为零，第一开关器件Q1的端电压VQ1约等于直流输入电压Vin与副边绕组Ls的反射电压之和。
S103、在预设驱动时间段的第三时间段内，控制第二开关器件Q2关断，以使原边回路切换至谐振状态。
第三时间段为图4中的t2～t3，在第二时间段(t1～t2)内，变压器T的铁芯(或磁芯)中存储的能量持续释放。当铁芯(或磁芯)中存储的能量释放完毕后，进入步骤S103。在第三时间段(t2～t3)内，控制第二开关器件Q2关断。此时，原边回路切换至谐振状态。
需要说明的是，该谐振状态是指，第一开关器件Q1对地的等效电容与原边绕组Lp产生谐振。谐振时，第一开关器件Q1的端电压VQ1和原边绕组Lp的电压Vp均处于振荡变化状态，且使得副边绕组Ls的电压Vs和第二开关器件Q2的端电压VQ2均处于振荡变化状态。
在谐振状态下，第一开关器件Q1的端电压VQ1的振荡变化范围为：(Vin-Np/Ns*Vs)至(Vin+Np/Ns*Vs)。
S104、在预设驱动时间段的第四时间段内，控制第二开关器件Q2导通，使得第二电容C2向副边绕组Ls充能。
第四时间段为图4中的t3～t4。
需要说明的是，在一些实施例中，只要检测到原边回路切换至谐振状态时，即可以择机控制第二开关器件Q2导通，使得第二电容C2向副边绕组Ls充能。
换言之，在原边回路切换至谐振状态后，即在预设驱动时间段的第四时间段内，控制第二开关器件Q2导通，使得第二电容C2向副边绕组Ls充能。
应理解，在原边回路处在谐振状态下时，反激式转换器存在振荡电压信息。由于原边绕组Lp和副边绕组Ls的耦合关系，第一开关器件Q1的端电压VQ1、第二开关器件Q2的端电压VQ2、原边绕组Lp的电压Vp和副边绕组Ls的电压Vs之间存在关联性。因此振荡电压信息可以包括第一开关器件Q1的端电压VQ1、第二开关器件Q2的端电压VQ2、原边绕组Lp的电压Vp和副边绕组Ls的电压Vs中的至少一者。
基于上述分析，作为本实施例的一种可选实施方式，可以基于振荡电压信息，选择控制第二开关器件Q2导通的时机，振荡电压信息可以包括振荡电压的数值和振荡周期。换言之，作为本实施例的一种可选实施方式，在原边回路切换至谐振状态后，可以基于振荡电压的数值或者振荡周期，控制第二开关器件Q2导通，使得第二电容C2向副边绕组Ls充能。其中，电压的数值可以包括电压的波峰、波谷、过零点等信息。振荡周期可以包括原边电路的谐振状态持续了几个周期。作为示例而非限定，可以选择在振荡谷底电压附近控制第二开关器件Q2导通。例如，可以通过检测第一开关器件Q1的端电压VQ1、第二开关器件Q2的端电压VQ2、原边绕组Lp的电压Vp和副边绕组Ls的电压Vs中的至少一者，以判断振荡电压的谷底电压出现的时刻。
在该时间段内，第二开关器件Q2导通，第二电容C2向副边绕组Ls充能。
S105、在预设驱动时间段的第五时间段内，控制第二开关器件Q2关断，使得原边回路产生续流，并使得第一开关器件Q1上的电荷转移至第一电容C1。
第五时间段为图4中的t4～t5，在该时间段内，第二开关器件Q2关断后，副边绕组Ls的两端产生感应电压，使得原边回路产生续流，从而使得第一开关器件Q1上的电荷转移至第一电容C1，即被第一电容C1收集。
由于第一开关器件Q1上的电荷被转移至第一电容C1，因此可以降低第一开关器件Q1的端电压VQ1。
在一些实施例中，为了避免第一开关器件Q1和第二开关器件Q2同时导通，第五时间段同步设置为死区时间。
需要说明的是，本申请实施例对第一时间段、第二时间段、第三时间段、第四时间段和第五时间段的时长不作具体限定，技术人员可以根据需要进行设置。
S106、在下一个预设驱动时间段的第一时间段内，控制第一开关器件Q1导通。
下一个预设驱动时间段的第一时间段为图4中的t5～t6，由于在S305中，降低了第一开关器件Q1的端电压VQ1。因此在下一个预设驱动时间段的第一时间段内，控制第一开关器件Q1导通时，第一开关器件Q1的端电压VQ1近似为零，可以实现零电压开关功能，可以减小第一开关器件Q1的开关损耗和电磁干扰。
基于上述分析，第二开关器件Q2再次导通的时刻可以选择在原边回路切换至谐振状态后的任一时刻，本申请实施例对此不作具体限定，技术人员可以根据需要进行选择。作为一种可选实施方式，可以基于振荡电压信息控制第二开关器件Q2再次导通，使得第二电容C2给副边绕组Ls充能。
本实施例中，在原边回路处于谐振状态下，控制第二开关器件Q2再次导通，使得第二电容C2给副边绕组Ls充能。然后再控制第二开关器件Q2再次关断，使得副边绕组Ls的两端产生感应电压，从而使得原边回路产生续流。在续流的过程中，第一开关器件Q1上的电荷被第一电容C1收集，从而可以降低第一开关器件Q1的端电压VQ1，实现零电压开关功能，以减小第一开关器件Q1的开关损耗和电磁干扰。
如图5所示，在本申请的另一实施例中，步骤S106包括以下步骤：
S201、在下一个预设驱动时间段的第一时间段内，发出同步信号；
S202、基于同步信号，控制第一开关器件Q1导通，使得直流输入电压Vin向原边绕组Lp充能。
本实施例中，通过同步信号触发第一开关器件Q1导通，可以使得原边回路和副边回路同步。
需要说明的是，上述任一实施例中，对第一开关器件Q1和第二开关器件Q2的具体类型不作任何限定，技术人员可以根据实际需要进行选择。
本发明实施例通过在预设驱动时间段的第三时间段内，原边回路切换至谐振状态。在第四时间段内，控制第二开关器件Q2导通，使得第二电容C2向副边绕组Ls充能。在第五时间段内，控制第二开关器件Q2关断，在第四时间段内的充能可以使得原边回路产生续流，并使得第一开关器件Q1上的电荷转移至第一电容C1，由于第一开关器件Q1上的电荷转移至第一电容C1，因此可以降低第一开关器件Q1的端电压VQ1，从而在下一个预设驱动时间段的第一时间段内，控制第一开关器件Q1导通时，第一开关器件Q1的端电压VQ1近似为零，可实现零电压开关功能，改善第一开关器件Q1的开关损耗和电磁干扰的问题。
如图6所示，基于上述反激式转换器的控制方法，本申请一实施例还提出了一种反激式转换器。
反激式转换器包括第一电容C1、第二电容C2、第一开关器件Q1、第二开关器件Q2、变压器T和控制电路KW。
第一电容C1、变压器T的原边绕组Lp和第一开关器件Q1依次连接构成原边回路。
变压器T的副边绕组Ls、第二开关器件Q2和第二电容C2依次连接构成副边回路。
控制电路KW配置为实现上述实施例提供的反激式转换器的控制方法的步骤。即控制电路KW以预设驱动时间段周期性控制第一开关器件Q1和第二开关器件Q2通断，可以降低第一开关器件Q1启动时的端电压VQ1，实现零电压开关功能，以减小第一开关器件Q1的开关损耗和电磁干扰。由于反激式转换器的具体控制方法已经在上述方法实施例中描述，因此此处不再赘述。
本实施例对第一开关器件Q1和第二开关器件Q2的具体类型不作具体限定，技术人员可以根据需要进行选择，例如，选择为MOS管、IGBT管等开关管作为第一开关器件Q1和第二开关器件Q2。
作为示例而非限定，控制电路KW可以发出第一控制信号，以控制第一开关器件Q1通断，以及可以发出第二控制信号，以控制第二开关器件Q2通断。例如，第一控制信号和第二控制信号分别为图4所示实施例中的控制信号VG1和VG2。
作为本实施例的一种可选实施方式，控制电路KW连接第一开关器件Q1和第二开关器件Q2的控制端，通过控制第一开关器件Q1和第二开关器件Q2的控制端的输入电压(高电平或低电平)，控制第一开关器件Q1和第二开关器件Q2的通断。
作为本实施例的一种可选实施方式，直流输入电压Vin还连接控制电路KW，用于向控制电路KW供电。
作为本实施例的一种可选实施方式，控制电路KW还包括检测电路，检测电路被配置为检测谐振状态时反激式转换器的振荡电压信息。可选地，通过振荡电压信息中的电压过零信号可以判断原边回路是否进入谐振状态。
本实施例对检测电路的具体类型不作限定，技术人员可以根据需要进行选择。例如，可以选择电压采样电路、过零检测电路作为检测电路，以检测振荡电压信息。又例如，检测电路可以包括互感器，通过互感器检测相应位置的电压或者电流，从而获得该振荡电压信息。
在一些实施例中，振荡电压信息包括第一开关器件Q1的端电压VQ1、第二开关器件Q2的端电压VQ2、原边绕组Lp的电压Vp和副边绕组Ls的电压Vs中的至少一者。
作为示例而非限定，检测电路被配置为检测第二开关器件Q2的端电压VQ2。
如图7所示，作为本实施例的一种可选实施方式，控制电路KW包括主边控制器K1、与主边控制器K1连接的副边控制器K2。
副边控制器K2配置为根据预设驱动时间段周期性控制第二开关器件Q2通断。
例如，在图4所示控制时序中，副边控制器K2在第一时间段、第三时间段和第五时间段控制第二开关器件Q2关断，在第二时间段和第四时间段控制第二开关器件Q2导通。
原边控制器K1配置为根据副边控制器K2反馈的同步信号控制第一开关器件Q1在预设驱动时间段的第一时间段内导通，以及在预设驱动时间段的剩余时间段维持关断状态。
例如，在图4所示控制时序中，原边控制器K1在第一时间段控制第一开关器件Q1导通，在第二时间段、第三时间段、第四时间段和第五时间段控制第一开关器件Q1关断。
本实施例中，副边控制器K2通过发出同步信号，以触发原边控制器K1控制第一开关器件Q1导通，从而实现同步控制，可以提高控制的准确性和实时性。
需要说明的是，原边控制器K1和副边控制器K2可以集成在一个模块(例如芯片)内，也可以分别独立在不同的模块中，本实施例对此不作具体限定。当原边控制器K1和副边控制器K2集成在一个模块内时，可以降低成本。
作为本实施例的一种可选实施方式，控制电路KW还包括：连接于原边控制器K1和副边控制器K2之间的信号隔离电路IS。信号隔离电路IS配置为传递同步信号至原边控制器K1，信号隔离电路IS可以降低原边控制器K1和副边控制器K2之间的信号相互干扰。
本实施例对信号隔离电路IS的具体类型不作任何限定，技术人员可以根据需要进行选择。作为示例而非限定，信号隔离电路IS可以是电容隔离器、电磁隔离器、光耦隔离器等。
作为本实施例的一种可选实施方式，第一开关器件Q1和第二开关器件Q2均为NMOS管。NMOS管在其栅极接收到高电平时导通，以及接收到低电平时关断。
例如，如图7所示，第一开关器件Q1的漏极连接原边绕组Lp，源极通过电阻R2连接接地端GND。原边控制器K1连接第一开关器件Q1的栅极。原边控制器K1可以按照图4所示控制时序发出控制信号VG1，以控制第一开关器件Q1的通断。
第二开关器件Q2的漏极连接副边绕组Ls的第二端，源极连接第二电容C2的第二端和接地端GND。副边控制器K2连接第二开关器件Q2的栅极。副边控制器K2可以按照图4所示控制时序发出控制信号VG2，以控制第二开关器件Q2的通断。检测电路可以通过电阻R3连接第二开关器件Q2的漏极和副边绕组Ls的第二端，用于检测第二开关器件Q2的端电压VQ2。
需要说明的是，第二开关器件Q2还可以设置为连接在副边绕组Ls的第一端和第二电容C2的第一端之间。此时，副边绕组Ls的第一端连接第二开关器件Q2的源极，第二开关器件Q2的漏极连接第二电容C2的第一端。此时，副边控制器K2也可以按照图4所示控制时序发出控制信号VG2，以控制第二开关器件Q2的通断。检测电路通过电阻R3连接第二开关器件Q2的源极，用于检测第二开关器件Q2的端电压VQ2。
综上所述，本申请实施例提供的反激式转换器及其控制方法，可以在原边回路处于谐振状态下，控制副边开关器件再次导通。然后再控制副边开关器件再次关断，使得原边开关器件上的电荷被电容收集，从而降低原边开关器件的端电压，实现零电压开关功能，以减小原边开关器件的开关损耗和电磁干扰。
应理解，上述实施例中各步骤的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本申请实施例的实施过程构成任何限定。
以上所述实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本申请的保护范围之内。
Claims (9)
1.反激式转换器的控制方法，其特征在于，所述反激式转换器包括第一电容、第二电容、第一开关器件、第二开关器件和变压器；
所述第一电容、所述变压器的原边绕组和所述第一开关器件依次连接构成原边回路，所述变压器的副边绕组、所述第二开关器件和所述第二电容依次连接构成副边回路；
所述反激式转换器的控制方法包括：
以预设驱动时间段周期性控制所述第一开关器件和所述第二开关器件通断；
其中，在所述预设驱动时间段的第一时间段内，控制所述第一开关器件导通；
在所述预设驱动时间段的第二时间段内，控制所述第一开关器件关断以及控制所述第二开关器件导通；
在所述预设驱动时间段的第三时间段内，控制所述第二开关器件关断，以使所述原边回路切换至谐振状态；
在所述预设驱动时间段的第四时间段内，控制所述第二开关器件导通，使得所述第二电容向所述副边绕组充能；
在所述预设驱动时间段的第五时间段内，控制所述第二开关器件关断，使得所述原边回路产生续流，并使得所述第一开关器件上的电荷转移至所述第一电容；
以及在下一个所述预设驱动时间段的所述第一时间段内，控制所述第一开关器件导通；
所述控制所述第二开关器件导通，使得所述第二电容向所述副边绕组充能的步骤具体包括：
基于振荡电压信息中的振荡周期，控制所述第二开关器件导通，使得所述第二电容向所述副边绕组充能，所述振荡周期包括所述原边回路的谐振状态持续的周期次数。
2.根据权利要求1所述的反激式转换器的控制方法，其特征在于，所述振荡电压信息包括所述第一开关器件的端电压、所述第二开关器件的端电压、所述原边绕组的电压和所述副边绕组的电压中的至少一者。
3.根据权利要求1所述的反激式转换器的控制方法，其特征在于，所述在下一个所述预设驱动时间段的所述第一时间段内，控制所述第一开关器件导通的步骤具体包括：
在下一个所述预设驱动时间段的所述第一时间段内，发出同步信号；
基于所述同步信号，控制所述第一开关器件导通，使得直流输入电压向所述原边绕组充能。
4.根据权利要求1所述的反激式转换器的控制方法，其特征在于，所述在所述预设驱动时间段的第二时间段内，控制所述第一开关器件关断以及控制所述第二开关器件导通的步骤具体包括：
在所述预设驱动时间段的第二时间段内，在所述原边回路的电流达到预设阈值时，控制所述第一开关器件关断以及控制所述第二开关器件导通。
5.反激式转换器，其特征在于，包括第一电容、第二电容、第一开关器件、第二开关器件和变压器；
所述第一电容、所述变压器的原边绕组和所述第一开关器件依次连接构成原边回路，所述变压器的副边绕组、所述第二开关器件和所述第二电容依次连接构成副边回路；
以及还包括控制电路，所述控制电路配置为实现如权利要求1至4任一项所述反激式转换器的控制方法的步骤。
6.根据权利要求5所述的反激式转换器，其特征在于，所述控制电路包括：
副边控制器，配置为根据所述预设驱动时间段周期性控制所述第二开关器件通断；
与所述副边控制器连接的原边控制器，配置为根据所述副边控制器反馈的同步信号控制所述第一开关器件在所述预设驱动时间段的所述第一时间段内导通，以及在所述预设驱动时间段的剩余时间段维持关断状态。
7.根据权利要求6所述的反激式转换器，其特征在于，所述控制电路还包括：
连接于所述原边控制器和副边控制器之间的信号隔离电路，所述信号隔离电路配置为传递所述同步信号至所述原边控制器。
8.根据权利要求5所述的反激式转换器，其特征在于，所述控制电路还包括：
检测电路，用于检测谐振状态时所述反激式转换器的振荡电压信息。
9.根据权利要求5所述的反激式转换器，其特征在于，所述副边绕组的第一端与所述第二开关器件的第一端连接，所述第二开关器件的第二端与所述第二电容的第一端共接构成所述副边回路的电源输出端正极，所述副边绕组的第二端与所述第二电容的第二端均接地构成所述副边回路的电源输出端负极；
或者，所述副边绕组的第一端与所述第二电容的第一端共接构成所述副边回路的电源输出端正极，所述副边绕组的第二端与所述第二开关器件的第一端连接，所述第二开关器件的第二端与所述第二电容的第二端均接地构成所述副边回路的电源输出端负极。
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