CN104065275A - 零电压开关的准谐振控制电路及控制方法及反激式变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种零电压开关的准谐振控制电路及控制方法及反激式变换器，所述的准谐振控制电路包括零电压检测控制电路和同步整流控制电路；零电压检测控制电路采样同步整流管的漏源电压，根据漏源电压的大小或变化速率输出相应的谐振状态检测控制信号；同步整流控制电路接收谐振状态检测控制信号，若原边电感与主功率开关管结电容不能谐振至零点，则在下一开关周期延长同步整流管的导通时间，并在副边产生负电流，副边的负电流传递至原边，加快主功率开关管的结电容放电。本发明采用副边的负电流来加快原边结电容放电，从而使原边能够谐振至零点，从而实现零电压开关，降低开关损耗。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种零电压开关的准谐振控制电路及控制方法及反激式变换器。
背景技术
在反激式变换器中，变压器原边电感与主功率开关管的结电容之间产生谐振，其谐振的波形如图1所示，为了降低主功率开关管的损耗，通常采用准谐振的方式来控制主功率开关管的导通，即原边主功率开关管在漏源电压降低到最低点时导通。
然而，变压器原边电感与主功率开关管的结电容之间自由谐振的最低点为Vin-N×Vo(Vin为变换器的输入电压，Vo变换器的输出电压，N为变压器的原副边的匝数比)，当输入电压Vin较高或N×Vo较小时，谐振到的最低电压Vin-N×Vo也较高，原边主功率开关管导通时的电压仍然很大，此时开通开关管会产生较大的开关损耗，较大的开关损耗使开关管难以工作在较高的开关频率。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种零电压开关的准谐振控制电路及控制方法及反激式变换器，以解决现有技术中存在的开关功耗大的问题。
本发明的技术解决方案是，提供一种以下结构的零电压开关的准谐振控制电路，用于反激式变换器，包括由原边电感与副边电感组成的变压器、连接在原边电感的主功率开关管和连接在副边电感的同步整流管，所述的准谐振控制电路包括零电压检测控制电路和同步整流控制电路；
所述的零电压检测控制电路采样同步整流管的漏源电压，根据漏源电压的大小或变化速率输出相应的谐振状态检测控制信号，所述的谐振状态检测控制信号表征原边电感与主功率开关管结电容是否能够谐振至零点；
同步整流控制电路接收谐振状态检测控制信号，若原边电感与主功率开关管结电容不能谐振至零点，则在下一开关周期延长同步整流管的导通时间，并在副边产生负电流，副边的负电流传递至原边，加快主功率开关管的结电容放电。
优选地，所述的零电压检测控制电路包括比较器，在比较器的第一输入端输入漏源电压信号，在比较器的第二输入端输入基准电压，漏源电压信号与基准电压比较后由比较器输出谐振状态检测控制信号。
优选地，若原边电感与主功率开关管结电容能够谐振至零点，则在同步整流管的漏源电压开始下降时，触发比较器，在漏源电压过零时开启同步整流管，同步整流管导通一段时间后截止，在截止时间快达到半个原边谐振周期时，检测比较器的状态，若比较器已经翻转，则延长同步整流管下一开关周期的导通时间，反之减小同步整流管下一开关周期的导通时间。
优选地，在副边产生负电流以加快主功率开关管的结电容放电时，同步整流管截止后持续第一截止时间后检测谐振状态检测控制信号，所述的第一截止时间小于半个原边谐振周期。
优选地，在判断原边电感与主功率开关管结电容是否能够谐振至零点时，自同步整流管截止后持续第二截止时间后检测谐振状态检测控制信号，所述的第二截止时间小于半个原边谐振周期，所述的第一截止时间小于第二截止时间。
优选地，零电压检测控制电路还包括基准电压产生电路，所述的基准电压产生电路接收漏源电压信号，并对漏源电压信号箝位稳压后，再经衰减器衰减后作为基准电压输入比较器。
本发明的另一技术解决方案是，提供一种以下步骤的零电压开关的准谐振控制方法，基于反激式变换器，包括由原边电感与副边电感组成的变压器、连接在原边电感的主功率开关管和连接在副边电感的同步整流管；
所述的准谐振控制方法包括以下步骤：
采样同步整流管的漏源电压，根据漏源电压的大小或变化速率得到相应的谐振状态检测控制信号，所述的谐振状态检测控制信号表征原边电感与主功率开关管结电容是否能够谐振至零点；
根据谐振状态检测控制信号，若原边电感与主功率开关管结电容不能谐振至零点，则在下一开关周期延长同步整流管的导通时间，并在副边产生负电流，副边的负电流传递至原边，加快主功率开关管的结电容放电。
优选地，若原边电感与主功率开关管结电容能够谐振至零点，则在同步整流管的漏源电压开始下降时，在漏源电压过零时开启同步整流管，同步整流管导通一段时间后截止，在截止时间快达到半个原边谐振周期时，检测比较器的状态，谐振状态检测控制信号已经翻转，则减小同步整流管下一开关周期的导通时间，反之延长同步整流管下一开关周期的导通时间。
优选地，开始工作时进行，先由副边电感电流控制同步整流，持续一段时间，待产生稳定输出后，再检测原边是否谐振到零的状态。
本发明的又一技术解决方案是，提供一种以下结构的反激式变换器，包括上述任意一种准谐振控制电路。
采用本发明的结构和方法，与现有技术相比，具有以下优点：由于在原边电感与主功率开关管结电容不能谐振至零点时，开关损耗较大，本发明采用副边的负电流来加快原边结电容放电，从而使原边能够谐振至零点，从而实现零电压开关，降低开关损耗，在原边电感与主功率开关管结电容能谐振至零点的情况下，既可以用同步整流管的电流控制实现同步整流，也可利用零电压检测控制电路来实现同步整流。
附图说明
图1为现有技术准谐振的波形图；
图2为本发明包括准谐振控制电路的反激式变换器的示意图；
图3为谐振判断的波形对比的示意图；
图4为副边产生负电流的控制波形图；
图5为能够谐振至零的控制波形图。
具体实施方式
下面将结合示意图对本发明的零电压开关的准谐振控制电路及控制方法作更详细的描述，其中表示了本发明的优选实施例，应该理解本领域技术人员可以在此描述基础上，在权利要求的范围内对本发明具体电路进行变换和替换，而仍然实现本发明的有利效果。下列描述并不作为对本发明的限制。
在下列段落中参照附图以举例方式更具体地描述本发明。需说明的是，附图均采用较为简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。本实施例中，省略了一些本领域普通技术人员所熟知的相关技术手段，在此，申请人不做一一描述。
本发明的核心思想在于，提供一种零电压开关的准谐振控制电路，用于反激式变换器，包括由原边电感与副边电感组成的变压器、连接在原边电感的主功率开关管和连接在副边电感的同步整流管，所述的准谐振控制电路包括零电压检测控制电路和同步整流控制电路；
所述的零电压检测控制电路采样同步整流管的漏源电压，根据漏源电压的大小或变化速率输出相应的谐振状态检测控制信号，所述的谐振状态检测控制信号表征原边电感与主功率开关管结电容是否能够谐振至零点；
同步整流控制电路接收谐振状态检测控制信号，若原边电感与主功率开关管结电容不能谐振至零点，则在下一开关周期延长同步整流管的导通时间，并在副边产生负电流，副边的负电流传递至原边，加快主功率开关管的结电容放电。
进一步地，本发明还提供一种准谐振控制方法，基于反激式变换器，包括由原边电感与副边电感组成的变压器、连接在原边电感的主功率开关管和连接在副边电感的同步整流管；
所述的零电压开关的准谐振控制方法包括以下步骤：
采样同步整流管的漏源电压，根据漏源电压的大小或变化速率得到相应的谐振状态检测控制信号，所述的谐振状态检测控制信号表征原边电感与主功率开关管结电容是否能够谐振至零点；
根据谐振状态检测控制信号，若原边电感与主功率开关管结电容不能谐振至零点，则在下一开关周期延长同步整流管的导通时间，并在副边产生负电流，副边的负电流传递至原边，加快主功率开关管的结电容放电。
参考图2所示，示意了包括准谐振控制电路的反激式变换器。原边电感L_P与主功率开关管Q_P的结电容(寄生电容)产生谐振，由辅助绕组L_F接收原边谐振信号，并进行反馈后输入原边控制电路以开启主功率开关管Q_P，目的是在谐振的最低值时开启主功率开关管Q_P。主功率开关管的导通时间由输出电压反馈电路决定，输出电压反馈电路采集表征反激式变换器的输出电压Vo的信号(可由分压电路分压后采样)，对该信号进行反馈后，产生输出电压反馈信号COMPV，并输入至原边控制电路，以关断主功率开关管，主功率开关管的导通时间由输出电压反馈信号COMPV决定。
所述的准谐振控制电路包括零电压检测控制电路和同步整流控制电路，零电压检测控制电路是根据漏源电压的大小或变化速率得到相应的谐振状态检测控制信号。同步整流控制电路为副边同步整流管Q_S的驱动控制电路。零电压检测控制电路包括比较器COMP1，比较器COMP1的反向端接漏源电压信号，其同向端接基准信号。所述的基准信号由对漏源电压信号箝位稳压后，再经衰减器衰减后得到。当然，基准信号可以由外部电路提供，并不限于上述方式。图2中给出了基准信号产生电路的一个实施方式，包括一个二极管(也可以除二极管以外的箝位电路)，及与之串联的电容，采样二极管与电容公共端的电压，输入衰减器A，经衰减器A衰减后输入比较器COMP1的同向端，可将电压衰减至80％-95％左右。上述实施例中的基准电压为自适应的基准电压。
零电压检测控制电路可以采用出比较器以外的方案实现，如采用微分电路来检测漏源电压的变化速率，即可判断谐振状态检测控制信号表征原边电感与主功率开关管结电容是否能够谐振至零点。这种情况下，副边的同步整流管关断之后应该在略大于半谐振周期之后再检测。
在原边电感与主功率开关管结电容能谐振至零点的情况下，既可以采用常规的同步整流控制方式(用同步整流管的电流控制实现同步整流)，也可利用零电压检测控制电路来实现同步整流，在同步整流管Q_S的漏源电压开始下降时，触发比较器COMP1，在漏源电压过零时开启同步整流管Q_S，同步整流管导通一段时间后截止，在截止时间达到半个原边谐振周期时，检测比较器COMP1的状态，若比较器COMP1已经翻转，则延长同步整流管Q_S下一开关周期的导通时间，反之减小同步整流管Q_S下一开关周期的导通时间。这样即可实现同步管在副边电感电流到零时再关断。
参考图3所示，示意在判断原边电感与主功率开关管结电容是否能谐振至零点的两种状态波形图。左边能够谐振到零的情况，右边为不能谐振到零的情况。图中的Vds_P为原边主功率开关管的漏源电压，Vds_S为同步整流管Q_S的漏源电压，COMP1为比较器COMP1的输出信号，SR_SNS表征检测COMP1输出的时间。
在原边电感与主功率开关管结电容能谐振至零点的情况下(如图3左侧所示)，由于原副边的互感，Vds_S可近似为对Vds_P取反。在原边主功率开关管关闭后，副边的Vds_S开始下降，此时比较器COMP1为高电平(Vds_S突变，而基准电压则由于二极管的单向导通和电容的稳压作用，而不会发生跳变，因而此时基准电压大于Vds_S)。在同步整流管关断后，则原边发生谐振，Vds_P经半个谐振周期达到谐振的最低点，也就是Vds_S的高点。同步整流管关闭之后经时间N1，检测比较器COMP1的状态，据此判断原边是否能够谐振到零，在Vds_S上升至最高点时，大于基准电压，比较器翻转，说明能够谐振至零。由于谐振到到零的时间为半个谐振周期N，但需提前作出判断，故取N1(第一截止时间)略小于N。如图3左侧所示，则为无法谐振至零的情况，因此在同步整流管关闭后经N1检测比较器的状态，由于无法谐振至零，也即在N1时，Vds_S无法达到最高点，可认定无法谐振到零。
参考图4所示，示意了在原边无法谐振至零时，采用副边产生的负电流来加快原边结电容放电，从而实现谐振至零的工作波形图。IL_P为原边电感电流，IL_S为副边电感电流。由零电压检测控制电路判断无法谐振至零时，则在副边电感电流到零时，继续导通一段时间，产生了反向的负电流，负电流传递至原边电感，加快了原边主功率开关管结电容的放电速度，从而使原边能谐振至更低点，在一个谐振周期或多个谐振周期后能够实现原边谐振至零(接近或近似于零点即可认为谐振至零)，这一过程中，延长了同步整流管的导通时间。在副边同步整流管Vds_S关闭后经N2时间(第二截止时间)，再次判断是否能够谐振至零点，N2远小于N，N2也小于N1(由于副电流加快了结电容放电，从而减小了谐振周期)。
参考图5所示，示意了在原边能够谐振至零时的控制波形图。正如前面所述，当判断原边能够谐振至零时，可以采用现有技术Q_S的电流作为控制信号来实现同步整流控制。本实施例中，基于本发明的电路结构，N1小于半个谐振周期N，同步整流管Q_S导通M时间后，再经N1时间后检测比较器，若已经翻转，则在下一个开关周期减小导通时间M，反之则延长导通时间M，从而实现零电压开关控制的动态平衡。
需要注意的是，判断原边是否谐振至零，或用负电流使其到零都是均非指精确的零点，而是接近或近似于零点，实际的电路当中，需考虑多重因素，如电路的实现精度、衰减器的衰减程度，等等。
关于开机检测以及同步管关闭之后进行的延时的具体步骤如下：
1、系统开机，Flyback的原副边都按照常规的模式运行(副边电感电流控制同步整流)，整个运行之间为10s或其他合适的时间，在这段期间，Vo已建立好，系统稳定工作，而副边的同步整流也稳定实现(即是实现同步管是在电感电流到0时关掉)。起始运行时间不一定是10s(只是举例说明而已)，其目的是在Flyback工作稳定之后，无误地判断自由谐振本身是否实现零电压，多周期的结果进行判断，防止误触发。为了实现同步整流，此时所使用的也是N1(第一截止时间)，如图5所示。
2、由于同步整流稳定实现，同步管是在电感电流到0时关掉，所以才在N(即谐振的半周期)之后原边的Vds到达最低点。所以在略小于N的N1(第一截止时间)时进行检测，用以判断是否可以谐振至0或接近0。
3、如果可以到0或接近0，那么还是采用常规的模式运行(使用的也是N1)。
4、如果不可以，那么采用负电流模式，此时所使用的是N2(第二截止时间，如图4所示。
以上所述的实施方式，并不构成对该技术方案保护范围的限定。任何在上述实施方式的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在该技术方案的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种零电压开关的准谐振控制电路，用于反激式变换器，包括由原边电感与副边电感组成的变压器、连接在原边电感的主功率开关管和连接在副边电感的同步整流管，其特征在于：所述的准谐振控制电路包括零电压检测控制电路和同步整流控制电路；
所述的零电压检测控制电路采样同步整流管的漏源电压，根据漏源电压的大小或变化速率输出相应的谐振状态检测控制信号，所述的谐振状态检测控制信号表征原边电感与主功率开关管结电容是否能够谐振至零点；
同步整流控制电路接收谐振状态检测控制信号，若原边电感与主功率开关管结电容不能谐振至零点，则在下一开关周期延长同步整流管的导通时间，并在副边产生负电流，副边的负电流传递至原边，加快主功率开关管的结电容放电。
2.根据权利要求1所述的零电压开关的准谐振控制电路，其特征在于：所述的零电压检测控制电路包括比较器，在比较器的第一输入端输入漏源电压信号，在比较器的第二输入端输入基准电压，漏源电压信号与基准电压比较后由比较器输出谐振状态检测控制信号。
3.根据权利要求1或2所述的零电压开关的准谐振控制电路，其特征在于：若原边电感与主功率开关管结电容能够谐振至零点，则在同步整流管的漏源电压开始下降时，触发比较器，在漏源电压过零时开启同步整流管，同步整流管导通一段时间后截止，在截止时间快达到半个原边谐振周期时，检测比较器的状态，若比较器已经翻转，则延长同步整流管下一开关周期的导通时间，反之减小同步整流管下一开关周期的导通时间。
4.根据权利要求3所述的零电压开关的准谐振控制电路，其特征在于：在副边产生负电流以加快主功率开关管的结电容放电时，同步整流管截止后持续第二截止时间后检测谐振状态检测控制信号，所述的第二截止时间小于半个原边谐振周期。
5.根据权利要求4所述的零电压开关的准谐振控制电路，其特征在于：在判断原边电感与主功率开关管结电容是否能够谐振至零点时，自同步整流管截止后持续第一截止时间后检测谐振状态检测控制信号，所述的第一截止时间小于半个原边谐振周期，所述的第二截止时间小于第一截止时间。
6.根据权利要求2所述的零电压开关的准谐振控制电路，其特征在于：零电压检测控制电路还包括基准电压产生电路，所述的基准电压产生电路接收漏源电压信号，并对漏源电压信号箝位稳压后，再经衰减器衰减后作为基准电压输入比较器。
7.一种权利要求零电压开关的准谐振控制方法，基于反激式变换器，包括由原边电感与副边电感组成的变压器、连接在原边电感的主功率开关管和连接在副边电感的同步整流管；
其特征在于：所述的准谐振控制方法包括以下步骤：
采样同步整流管的漏源电压，根据漏源电压的大小或变化速率得到相应的谐振状态检测控制信号，所述的谐振状态检测控制信号表征原边电感与主功率开关管结电容是否能够谐振至零点；
根据谐振状态检测控制信号，若原边电感与主功率开关管结电容不能谐振至零点，则在下一开关周期延长同步整流管的导通时间，并在副边产生负电流，副边的负电流传递至原边，加快主功率开关管的结电容放电。
8.根据权利要求7所述的零电压开关的准谐振控制方法，其特征在于：若原边电感与主功率开关管结电容能够谐振至零点，则在同步整流管的漏源电压开始下降时，在漏源电压过零时开启同步整流管，同步整流管导通一段时间后截止，在截止时间快达到半个原边谐振周期时，检测比较器的状态，谐振状态检测控制信号已经翻转，则减小同步整流管下一开关周期的导通时间，反之延长同步整流管下一开关周期的导通时间。
9.根据权利要求7所述的零电压开关的准谐振控制方法，其特征在于：开始工作时进行，先由副边电感电流控制同步整流，持续一段时间，待产生稳定输出后，再检测原边是否谐振到零的状态。
10.一种反激式变换器，其特征在于：包括权利要求1-6任意一项中所述的零电压开关的准谐振控制电路。
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