CN105978341B - 副边控制电路、控制方法及应用其的反激式变换器 - Google Patents

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Abstract

公开了一种副边控制电路、控制方法及应用其的反激式变换器，本发明利用原边谐振期间副边绕组电压变化较慢的特点，通过将表征副边检测电压沿预定方向变化的斜率参数与斜率参数阈值进行比较，仅在副边检测电压的斜率较大(也即，变化较快或单位时间变化幅度较大)时才允许副边检测电压低于导通阈值触发副边整流开关导通，由此，可以区分副边绕组电压的下降是由于原边主功率开关关断导致的还是由于寄生参数导致的，避免副边整流开关误导通。

Description

副边控制电路、控制方法及应用其的反激式变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种副边控制电路、控制方法及应用其的反激式变换器。
背景技术
反激式变换器(Fly-back Convertor)具有转换效率高、损失小的特点。现有的原边控制反激式变换器通过控制设置在变压器原边的主功率开关实现对于输出电压或电流的调节。同时，在现有技术中，在反激式变换器的副边，利用副边整流开关替代原有的二极管进行同步整流可以显著降低整流损耗，从而提高反激电源的转换效率。采用同步整流技术的反激式变换器如图1所示。
现有的副边整流开关的控制策略是，在主功率开关M1关断(控制信号VG_PRI)后，主功率开关M1的漏极电压VD_PRI上升，变压器中存储的能量开始向副边释放，副边整流开关M2的体二极管会先导通，由于体二极管存在电压降，所以，体二极管的导通使得副边整流开关M2与副边绕组连接一端的电压VD_SEC为负压。通过设置一个稍微低于零的导通阈值VSRON_TH(例如-50mV)，在电压VD_SEC低于该导通阈值时，控制副边整流开关导通(控制信号VG_SEC)，其工作波形图如图2所示。
然而，在反激式变换器工作于不连续导通模式(DCM)时，如图3所示，在每个开关周期内，当变压器中的能量向副边释放完毕后，由于原边的主功率开关并未导通，由于电路寄生参数的存在，原边绕组的电压会开始谐振，电压的谐振会通过变压器传递到副边，使得电压VD_SEC产生谐振。如果谐振幅度较大，则电压VD_SEC在谐振期间有可能下降到低于导通阈值VSRON_TH，这会导致副边整流开关M2误导通。
发明内容
有鉴于此，本发明提供一种副边控制电路、控制方法以及应用其的反激式变换器，以精确控制副边整流开关，避免由于原边谐振引起副边整流开关误导通。
第一方面，提供一种副边控制电路，用于控制反激式变换器的副边整流开关，所述副边控制电路包括：
斜率参数检测电路，用于检测副边检测电压沿预定方向变化的斜率参数，获取表征所述斜率参数的斜率检测信号，所述副边检测电压用于表征所述反激式变换器的副边绕组电压；
开关控制信号生成电路，在所述斜率检测信号表征的斜率参数大于斜率参数阈值，且所述副边检测电压与导通阈值满足预定关系时生成控制所述副边整流开关导通的开关控制信号。
优选地，所述斜率参数为所述副边检测电压在预定时间内的变化幅度，所述斜率检测信号为变化幅度信号，所述斜率参数阈值为幅度阈值；所述斜率参数检测电路为变化幅度检测电路；
所述开关控制信号生成电路用于在所述变化幅度信号大于所述幅度阈值，且所述副边检测电压与导通阈值满足预定关系时生成控制所述副边整流开关导通的开关控制信号。
优选地，所述斜率参数为所述副边检测电压由第一阈值变化到第二阈值所经历的变化时间，所述斜率检测信号为表征所述变化时间的变化时间信号，所述斜率参数阈值为下降时间阈值；所述斜率参数检测电路为变化时间检测电路；
所述开关控制信号生成电路，在所述变化时间信号表征的变化时间小于变化阈值表征的下降时间阈值，且所述副边检测电压与导通阈值满足预定关系时生成控制所述副边整流开关导通的开关控制信号。
优选地，开关控制信号生成电路包括：
第一比较器，用于比较变化阈值与所述变化时间信号输出第一比较信号；
第二比较器，用于比较导通阈值与所述副边检测电压输出第二比较信号；以及，
逻辑电路，在所述第一比较信号指示所述变化时间信号小于所述变化阈值，且所述第二比较信号指示所述副边检测电压与所述导通阈值满足预定关系时，输出控制所述副边整流开关导通的开关控制信号。
优选地，所述变化阈值为预设固定值。
优选地，所述变化阈值为在前有效变化时间信号的N倍放大信号，所述N大于1小于5，所述在前有效变化时间信号为在前检测到的、有效导致副边整流开关导通的变化时间信号。
优选地，所述副边整流开关为晶体管，所述副边检测电压为所述晶体管的漏极电压；
所述变化时间检测电路包括：
计时及复位电路，在所述副边检测电压从第一阈值下降到第二阈值期间输出指示为有效的第一控制信号，在所述副边检测电压再次变化到下降到第一阈值以前输出具有有效脉冲的第二控制信号；
信号转换电路，生成与所述第一控制信号的有效时间成比例的电压信号作为所述变化时间信号，并根据第二控制信号的有效脉冲重置所述电压信号。
优选地，所述计时及复位电路在所述副边检测电压小于第二阈值后延迟预定时延、或所述副边检测电压小于第二阈值后再次上升到大于所述第二阈值时、或在所述副边检测电压小于第二阈值后再次上升到大于所述第一阈值时输出具有有效脉冲的第二控制信号。
优选地，所述信号转换电路包括：
第一电流源和第一控制开关，串联连接在电源端和中间端之间；
第一电容和第二控制开关，并联连接在所述中间端和接地端之间；
电压控制电流源，输出与所述第一电容的电压成比例的输出电压；
其中，所述第一控制开关受控于第一控制信号，所述第二控制开关受控于所述第二控制信号。
优选地，所述计时及复位电路包括：
第三比较器，在所述副边检测电压变化到小于所述第一阈值时输出具有触发边缘的第三比较信号；
第一脉冲发生器，根据所述第三比较信号的触发边缘输出第一触发脉冲；
第四比较器，在所述副边检测电压变化到小于所述第二阈值时输出具有触发边缘的第四比较信号；
第二脉冲发生器，根据所述第四比较信号的触发边缘输出第二触发脉冲；
第一RS触发器，置位端与所述第一脉冲发生器连接，复位端与所述第二脉冲发生器连接，用于输出第一控制信号；
第五比较器，在所述副边检测电压上升到大于所述第二阈值时输出具有触发边缘的第五比较信号；以及，
第三脉冲发生器，根据所述第五比较信号的触发边缘输出具有有效脉冲的第二控制信号。
优选地，所述副边控制电路还包括：
锁存电路，与所述变化时间检测电路连接，用于锁存在前有效变化时间信号；以及，
增益电路，与所述锁存电路连接，用于输出锁存电路所锁存的信号的N倍放大信号。
优选地，所述锁存电路包括：
第二电容，连接在所述锁存电路输出端和接地端之间；
第三控制开关，连接在所述锁存电路输出端和所述变化时间检测电路的输出端之间，受控在所述副边整流开关由关断切换为导通时导通。
优选地，所述副边控制电路还包括：
锁存控制电路，在上电后第一次检测到的续流持续时间大于基准时间时控制所述锁存电路进行锁存操作，并在每次所述副边整流开关由关断切换为导通时控制所述锁存电路进行锁存操作；
其中，所述续流持续时间为所述副边检测电压小于续流阈值的持续时间。
优选地，所述锁存控制电路包括：
第三比较器，用于比较所述副边检测电压和所述续流阈值输出第三比较信号；
第一或门，分别输入所述第三比较信号和输入状态信号输出第三控制信号，所述状态信号表征所述变化阈值的初始值是否已被锁存；
第四控制开关、电流源和第三电容，并联连接在计时输出端和接地端之间；
第四比较器，用于比较所述计时输出端电压和用于表征基准时间的电压输出第四比较信号；
第四脉冲发生器，用于响应于所述第四比较信号的上升沿或下降沿输出脉冲信号；
第二或门，一个输入端与所述第四脉冲发生器连接，另一个输入端输入所述开关控制信号的置位信号；以及，
第二RS触发器，置位端与所述第四脉冲发生器连接，复位端连接接地端，输出端输出所述状态信号。
第二方面，提供一种反激式变换器，包括：
功率级电路，包括连接在原边绕组和接地端之间的主功率开关和连接在副边绕组和接地端之间的副边整流开关；
原边控制电路，用于控制所述主功率开关；以及
如上所述的副边控制电路。
第三方面，提供一种控制方法，用于控制反激式变换器的副边整流开关，所述控制方法包括：
检测副边检测电压沿预定方向变化的斜率参数，所述副边检测电压用于表征所述反激式变换器的副边绕组电压；
在所述斜率参数大于斜率参数阈值，且所述副边检测电压与导通阈值满足预定关系时控制所述副边整流开关导通。
优选地，所述斜率参数为所述副边检测电压在预定时间内的变化幅度，所述斜率参数阈值为幅度阈值。
优选地，所述斜率参数为所述副边检测电压由第一阈值变化到第二阈值所经历的变化时间，所述斜率参数阈值为下降时间阈值。
优选地，用于表征下降时间阈值的变化阈值为预设固定值。
优选地于，用于表征下降时间阈值的变化阈值为在前有效变化时间信号的N倍放大信号，所述N大于1小于5，所述在前有效变化时间信号为在前检测到的、有效导致副边整流开关导通的变化时间信号，所述变化时间信号用于表征所述变化时间。
优选地，所述副边整流开关为晶体管，所述副边检测电压为所述晶体管的漏极电压；
所述变化阈值的初始值根据对应的续流持续时间大于基准时间的变化时间信号获得，其中，所述续流持续时间为所述晶体管的漏极电压小于续流阈值的持续时间。
本发明利用原边谐振期间副边绕组电压变化较慢的特点，通过将表征副边检测电压沿预定方向变化的斜率参数与斜率参数阈值进行比较，仅在副边检测电压的斜率较大(也即，变化较快或单位时间变化幅度较大)时才允许副边检测电压低于导通阈值触发副边整流开关导通，由此，可以区分副边绕组电压的下降是由于原边主功率开关关断导致的还是由于寄生参数导致的，避免副边整流开关误导通。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是现有的同步整流型反激式变换器的电路示意图；
图2是图1所示反激式变换器在连续导通模式下的工作波形图；
图3是图1所示的反激式变换器在不连续导通模式下的工作波形图；
图4是本发明实施例的反激式变换器的副边控制方法的流程图；
图5是本发明实施例的反激式变换器的电路示意图；
图6是本发明实施例的副边控制电路的一个优选实施方式的电路示意图；
图7是本发明另一个实施例的副边控制电路的电路示意图；
图8是本发明又一个实施例的副边控制电路的电路示意图；
图9是图8所示的副边控制电路的工作波形图；
图10是图8所示的副边控制电路的工作流程图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
当反激式变换器的原边主功率开关关断时，副边绕组的两端电压下降速率非常大(在副边整流开关导通前，电压VD_SEC可以用于表征副边绕组两端电压)，而原边谐振时，其副边绕组两端电压的下降的速率较小，本发明正是利用这样的特征，来准确判断副边绕组的两端电压的下降沿是由主功率开关关断导致的，还是变压器能量释放完毕之后的谐振导致的。由此可见，基于副边绕组两端电压的下降的速率可以实现准确地控制副边整流开关。
为了检测副边绕组电压的下降斜率，可以对表征副边绕组两端电压的副边检测电压VD_SEC进行检测。检测副边检测电压VD_SEC从第一阈值VD_HTH变化到第二阈值VD_LTH，当副边检测电压VD_SEC下降到第一阈值VD_HTH以下时开始计时，当VD_SEC下降到VD_LTH以下时结束计时，这段变化时间如果用△T表示，则副边绕组两端电压的等效直线下降斜率可用如下公式表示：
可见下降时间△T和下降斜率是反比关系，可以作为表征斜率的斜率参数来作为副边控制的基础。△T时间越短，表示下降速率越大，反之△T时间越长，表示下降速率越小。一般而言，当原边主功率开关关断时，副边绕组两端电压的下降斜率是谐振状态下的下降斜率的数倍，对应地，谐振状态下副边绕组两端电压的下降时间是原边主功率开关关断时副边绕组两端电压的下降时间的数倍。通过将下降时间(变化时间)与一个时间阈值对比，即可判断副边绕组两端电压的下降是否是由于谐振导致的。
当然，也可以通过检测副边检测电压VD_SEC在开始下降后(例如，下降到第一阈值以下后)在预定时间内△Tc的下降幅度△V。由此，副边绕组两端电压的等效直线下降斜率可用如下公式表示：
可见下降幅度和下降斜率的正比关系，可以作为表征斜率的斜率参数来作为副边控制的基础。通过将下降时间(变化时间)与一个幅度阈值对比，即可判断副边绕组两端电压的下降是否是由于谐振导致的。
图4是本发明实施例的反激式变换器的副边控制方法的流程图。如图4所示，本发明实施例基于如下流程来控制副边整流开关以避免其误导通。
在步骤S100、检测副边检测电压沿预定方向变化的斜率参数，所述副边检测电压用于表征所述反激式变换器的副边绕组电压。
其中，副边检测电压用于表征所述反激式变换器的副边绕组电压。副边检测电压可以与副边绕组电压成正比或成反比。在一个优选实施方式中，副边检测电压沿用现有的副边整流开关的漏极电压VD_SEC以方便在其它部分沿用原有的设计。
如上所述，所述斜率参数可以为所述副边检测电压在预定时间内的变化幅度，所述斜率参数阈值为幅度阈值。
可选地，所述斜率参数为所述副边检测电压由第一阈值变化到第二阈值所经历的变化时间，所述斜率参数阈值为下降时间阈值。
在副边检测电压采用副边整流开关的漏极电压VD_SEC时，变化时间实际上是下降时间，第一阈值大于第二阈值。当然，也可以采用副边电路其它位置检测的电压来作为副边检测电压。在副边检测电压相对于副边绕组电压反方向变化时，变化时间为上升时间，第一阈值小于第二阈值。
在步骤S200、在所述斜率参数大于斜率参数阈值，且所述副边检测电压与导通阈值满足预定关系时控制所述副边整流开关导通。
优选地，用于表征下降时间阈值的变化阈值为在前有效变化时间信号的N倍放大信号，所述N大于1小于5，优选在2至3之间(例如为2.5)。所述在前有效变化时间信号为在前检测到的、有效导致副边整流开关导通的变化时间信号，所述变化时间信号用于表征所述变化时间。
优选地，在副边检测电压采用副边整流开关的漏极电压VD_SEC时，变化阈值的初始值根据对应的续流持续时间大于基准时间的变化时间信号获得，其中，所述续流持续时间为所述晶体管的漏极电压小于续流阈值的持续时间。
以下以通过变化时间的检测来进行控制为例对本发明的电路设置方式进行说明。
图5是本发明实施例的反激式变换器的电路示意图。如图5所示，反激式变换器包括功率级电路1、原边控制电路2和副边控制电路3。
其中，功率级电路1包括原边绕组L1、副边绕组L2以及连接在原边绕组和接地端之间的主功率开关M1和连接在副边绕组L2和接地端之间的副边整流开关M2。其中，主功率开关M1和副边整流开关M2均可以采用现有的可控电开关器件实现，例如，金属氧化物场效应晶体管(MOSFET)或双节型晶体管(BJT)。优选地，副边整流开关M2采用金属氧化物场效应晶体管实现。
原边控制电路2用于控制主功率开关M1导通和关断。原边控制电路2可以采用各种现有的控制电路结构。
同时，副边控制电路3用于控制副边整流开关M2导通和关断，进行同步整流，从而向负载输出稳定的电压或电流。
如图5所示，副边控制电路3包括变化时间检测电路31和开关控制信号生成电路32。在本实施例中，采用副边整流开关M2的漏极电压VD_SEC作为副边检测电压来进行说明，漏极电压VD_SEC可在副边整流开关M2关断期间表征副边绕组两端电压。
变化时间检测电路31用于获取变化时间信号V△T。其中，变化时间信号V△T用于表征副边检测电压VD_SEC由第一阈值VD_HTH变化到第二阈值VD_LTH所经历的变化时间△T。容易理解，变化时间信号V△T与变化时间△T成比例。
开关控制信号生成电路32在变化时间信号V△T所表征的变化时间△T小于变化阈值V△T_TH对应的下降时间阈值△T_TH，且副边检测电压VD_SEC与导通阈值VSRON_TH满足预定关系时生成控制所述副边整流开关M2导通的开关控制信号。在本实施例中，副边检测电压VD_SEC与导通阈值VSRON_TH满足预定关系是指副边检测电压VD_SEC下降到小于导通阈值VSRON_TH。同时，在本实施例中，变化时间信号V△T与所表征的变化时间△T成正比，因此，只需要判断电压V△T是否小于变化阈值V△T_TH，即可判断变化时间△T与下降时间阈值△T_TH的关系。
具体地，开关控制信号生成电路32还可以根据关断控制电路33输出的复位脉冲信号生成控制副边整流开关M2关断的开关控制信号。关断控制电路33可以采用各种方式来实现，在此不再赘述。
容易理解，在采用预定时间内的电压变化幅度作为斜率参数时，利用一个变化幅度检测电路替代所述变化时间检测电路，同时，将开关控制信号生成电路通过比较变化幅度和幅度阈值，在变化幅度大于幅度阈值时，允许副边检测电压VD_SEC与导通阈值VSRON_TH满足预定关系时触发副边整流开关导通。
由此，通过斜率参数检测电路(例如变化时间检测电路或变化幅度检测电路)来检测副边检测电压沿预定方向变化的斜率参数，获取表征所述斜率参数的斜率检测信号。并进而通过开关控制信号生成电路在所述斜率检测信号表征的斜率参数大于斜率参数阈值，且所述副边检测电压与导通阈值满足预定关系时生成控制所述副边整流开关导通的开关控制信号。由此可以有效地区分副边绕组电压的下降是由于原边主功率开关关断导致的还是由于寄生参数导致的，避免副边整流开关误导通。
在图5中，变化时间检测电路31可以包括计时及复位电路31a和信号转换电路31b。
计时及复位电路31a在副边检测电压VD_SEC由第一阈值VD_HTH变化到第二阈值VD_LTH期间输出指示为有效的第一控制信号V1，在副边检测电压小于第二阈值VD_LTH后再次下降到小于第一阈值以前输出具有有效脉冲的第二控制信号V2。第一控制信号V1用于控制信号转换电路31b对其有效电平的期间进行计时，其电平有效区间实际上就是变化时间的时间区间。第二控制信号V2用于对信号转换电路31b进行复位(也即，将变化时间信号V△T重置为初始值，通常为零)。在计时结束后和进行复位前，信号转换电路31b会对计时获得的变化时间信号V△T进行保持。对于信号转换电路31b进行复位的时间节点有多种选择，可以选择在副边检测电压小于第二阈值VD_LTH后(也即计时结束后)延迟预定时延进行复位，或在副边检测电压VD_SEC重新上升到大于第二阈值VD_LTH后进行复位或在所述副边检测电压上升到大于所述第一阈值后进行复位。复位的目的是为了保证下一次计时的准确，防止上一次的计时结果影响下一次的计时结构，因此，在副边检测电压VD_SEC再次下降到第一阈值VD_HTH而需要启动下一次计时前进行复位即可。
信号转换电路31b用于生成与第一控制信号V1的有效时间成比例的电压信号作为变化时间信号V△T，并根据第二控制信号V2的有效脉冲重置所述电压信号。
图6是本发明实施例的副边控制电路的一个优选实施方式的电路示意图。如图6所示，在变化时间检测电路31中，计时及复位电路31a可以包括比较器CMP3-CMP5、脉冲发生器OS1-OS3以及RS触发器RS1。其中，比较器CMP3比较副边检测电压VD_SEC和第一阈值VD_HTH，在副边检测电压VD_SEC低于第一阈值VD_HTH时输出高电平。比较器CMP4比较第二阈值VD_LTH和副边检测电压VD_SEC，在副边检测电压VD_SEC低于第二阈值VD_LTH时输出高电平。脉冲发生器OS1与比较器CMP3的输出端连接，响应于比较信号的上升沿(触发边缘)输出触发脉冲。脉冲发生器OS2与比较器CMP4的输出端连接，响应于比较信号的上升沿(触发边缘)输出触发脉冲。RS触发器RS1的置位端与脉冲发生器OS1连接，复位端与脉冲发生器OS2连接，输出第一控制信号。在副边检测电压VD_SEC下降到低于第一阈值VD_HTH时，比较器CMP3由低电平切换到高电平，从而输出一个具有上升沿的比较信号。脉冲发生器OS1响应于该比较信号的上升沿输出触发脉冲，RS触发器RS1被置位，第一控制信号V1为切换为高电平(有效电平)。在副边检测电压VD_SEC继续下降到低于第二阈值VD_LTH时，比较器CMP4由低电平切换到高电平，从而输出一个具有上升沿的比较信号。脉冲发生器OS2响应于该比较信号的上升沿输出触发脉冲，RS触发器RS1被复位，第一控制信号V1切换为低电平(无效电平)。由此实现对副边检测电压VD_SEC从第一阈值VD_HTH变化到第二阈值VD_LTH的变化时间进行计时，第一控制信号V1可以方便地表征变化时间所在的时间区间。
同时，比较器CMP5比较第二阈值VD_LTH和副边检测电压VD_SEC，在副边检测电压VD_SEC低于第二阈值VD_LTH时输出高电平。脉冲发生器OS3与比较器CMP5连接，响应于比较器CMP5输出信号的上升沿(也即，响应于副边检测电压VD_SEC上升到大于第二阈值VD_LTH)输出具有脉冲形式的第二控制信号V2。由此，可以方便地控制信号转换电路31b在副边检测电压VD_SEC上升到大于第二阈值VD_LTH时对信号转换电路复位。容易理解，在复位时机不同时，脉冲发生电路OS2可以具有不同的输入，根据有效电平的不同，脉冲发生电路OS2的触发电平边沿也可以不同。
在图6中，信号转换电路31b包括电流源A1、控制开关K1、电容C1和控制开关K2以及电压控制电流源U1。其中，电流源A1和控制开关K1串联连接在电源端和中间端m之间。控制开关K1由第一控制信号V1控制。电容C1和控制开关K2并联连接在中间端m和接地端之间。控制开关K2由第二控制信号V2控制。电压控制电流源U输出与电容C1电压成比例的输出电压作为变化时间信号V△T。在第一控制信号V1有效期间，控制开关K1导通，控制开关K2关断，电流源A1向电容C1充电。电容C1的电压随第一控制信号V1保持为有效时间线性上升。在第一控制信号V1切换为无效后，控制开关K1关断，控制开关K2关断，电容C1的电压保持不变。在第二控制信号切换为有效后，控制开关K2导通，从而对电容C1放电，电容C1的电压被归零。中间端m的电压(也即电容C1的电压)通过电压控制电流源U1稳定的复制到输出端作为变化时间信号V△T。
同时，如图5所示，开关控制信号生成电路32包括比较器CMP1、比较器CMP2和逻辑电路LG。其中，比较器CMP1用于比较变化阈值V△T_TH与变化时间信号V△T输出第一比较信号VC1。比较器CMP2用于比较导通阈值VSRON_TH与副边检测电压VD_SEC输出第二比较信号VC2。逻辑电路LG在第一比较信号VC1指示变化时间信号V△T小于变化阈值V△T_TH，且第二比较信号VC2指示副边检测电压VD_SEC小于导通阈值VSRON_TH满足预定关系时，输出控制副边整流开关导通的开关控制信号。在图5中，变化阈值V△T_TH为由外部输入的或由电压源提供的预定电压值。
如图5所示，逻辑电路LG可以包括脉冲发生器OS0、与门AND1和RS触发器RS0。其中，脉冲发生器OS0与比较器CMP2连接，响应于第二比较信号VC2的上升沿(也即，在副边检测电压VD_SEC变化到小于导通阈值VSRON_TH时)生成一个具有预定宽度的脉冲。该脉冲和比较器CMP1输出的第一比较信号VC1输入到与门AND1。与门AND1的输出端与RS触发器RS0的置位端连接。由于第一比较信号VC1可以表征变化时间信号V△T与变化阈值V△T_TH的关系，根据图中的连接关系，在副边绕组电压由于原边主功率开关M1关断而下降时，△T<△T_TH，进而变化时间信号V△T小于变化阈值V△T_TH，第一比较信号VC1为高电平。在副边检测电压VD_SEC变化到小于导通阈值VSRON_TH时，脉冲发生器OS0生成一个脉冲。两者同时作用使得与门AND1输出一个置位脉冲从而将RS触发器RS0置位，输出控制副边整流开关M2导通的开关控制信号VG_SEC。在副边绕组电压由于原边谐振而下降时，△T>△T_TH，进而变化时间信号V△T大于变化阈值V△T_TH，第一比较信号VC1为低电平。即使由于副边谐振幅度较大使得副边检测电压VD_SEC变化到小于导通阈值VSRON_TH。由于第一比较信号VC1保持为低电平，与门AND1输出低电平，使得从而将RS触发器RS0不动作。从而避免了开关控制信号VG_SEC误导通。
本领域技术人员容易理解，图5及图6所示的逻辑电路以及比较器的连接关系仅为示例性说明，通过调整逻辑门的种类和信号的有效电平以及比较器的连接关系，可以以不同的电路形式来实现相同的功能。
容易理解，关断控制电路33可以向逻辑电路LG的RS触发器RS0的复位端R输入复位脉冲，从而控制开关控制信号VG_SEC切换为指示关断。
本实施例利用谐振期间副边绕组电压变化较慢的特点，通过将表征副边检测电压的变化时间的变化时间信号与变化阈值进行比较，仅在副边检测电压的变化时间较小时(也即，变化较快、斜率较大)才允许副边检测电压低于导通阈值触发副边整流开关导通，由此，可以区分副边绕组电压的下降是由于原边主功率开关关断导致的还是由于寄生参数导致的，避免副边整流开关误导通。
图7是本发明另一个实施例的副边控制电路的示意图。如图7所示，本实施例的副边控制电路中，除了变化时间检测电路31和开关控制信号生成电路32外，还包括锁存电路34和增益电路35。其中，变化时间检测电路31和开关信号生成电路32与上一实施例相同，在此不再赘述。本实施例不同之处在于，表征下降时间阈值的变化阈值V△T_TH采用动态锁存并动态更新的方式提供。在本实施例中，变化阈值为在前有效变化时间信号的N倍放大信号，所述N大于1小于5，优选为2至3之间的数，例如2.5。所述在前有效变化时间信号为在前检测到的、有效导致副边整流开关导通的变化时间信号。具体地，锁存电路34与变化时间检测电路31连接，用于锁存在前有效变化时间信号。如图7所示，锁存电路34可以包括电容C2和控制开关K3。电容C2连接在锁存电路输出端a和接地端之间。控制开关K3连接在锁存电路输出端a和变化时间检测电路31的输出端之间，其受控在副边整流开关M2由关断切换为导通时导通预定时间，以使得变化时间信号被转到电容C2中存储。控制开关K3的控制信号可以为副边整流开关M2的开关控制信号VG_SEC的上升沿触发信号。其可以通过一个脉冲触发器获得，也可以如图7所示，直接将逻辑电路LG中的RS触发器RS1的置位端S的信号引出获得。每当RS触发器RS被置位控制开关控制信号VG_SEC切换为高电平时，控制开关K3受控导通预定的时间，使得电容C2的电压被更新为新的变化时间信号V△T。由于此时开关控制信号VG_SEC切换为高电平，对于下一次副边绕组电压下降而言，被锁存的变化时间信号V△T为在前有效变化时间信号。增益电路35与锁存电路34连接，用于输出锁存电路所锁存的信号的N倍放大信号，也就是说，对锁存电路锁存的信号(通常为电压信号)进行N倍放大。这可以通过电压控制电压源U2实现。被锁存的变化时间信号V△T会通过增益电路35被放大数倍，以保证其位于合理的范围内。
由此，可以保证变化阈值随着电路本身的变化自适应调整，这使得本实施例的副边控制电路相对于采用固定阈值的副边控制电路更具准确性和实时性。同时，由于锁存的信号实时保持更新，可以防止由于电容电荷流失导致的变化阈值不准确。
同时，在反激变换器上电时，第一次控制副边整流开关M2导通需要变化阈值具有一个初始值，在本实施例中，该初始值可以设置为上电预定时间TSR_BLANK后进行锁存操作所获得的变化时间信号设定。在此之前，副边控制电路仅获取变化时间信号而不进行锁存。在本实施例中，时间TSR_BLANK被设置为固定值，其可以通过一个延时电路实现。
图8是本发明另一个实施例的副边控制电路的示意图。如图8所示，本实施例的副边控制电路中，除了变化时间检测电路31和开关控制信号生成电路32、锁存电路34和增益电路35外，还包括锁存控制电路36，其控制锁存电路34进行锁存操作的时机，以进一步提高副边控制的准确性。具体地，锁存控制电路36在上电后第一次检测到的续流持续时间大于基准时间时控制所述锁存电路进行锁存操作。续流持续时间TDIS为所述晶体管的漏极电压小于续流阈值的持续时间。锁存控制电路36还在每次副边整流开关由关断切换为导通时控制锁存电路34进行锁存操作。在本实施例中，锁存控制电路36可以基于逻辑电路LG中的RS触发器RS1的置位端S的信号控制锁存电路进行锁存操作。同时，对于反激式变换器上电后的第一次锁存操作，锁存控制电路36根据副边检测电压VD_SEC小于续流阈值的持续时间来确定之前的下降是否是由于原边主功率开关M1关断导致的。根据图3容易得知，在副边绕组电压下降是由于原边谐振导致时，副边整流开关M2的漏极电压VD_SEC只会短暂地小于零伏，并很快振荡回到零伏以上。而如果副边绕组电压下降是由于原边主功率开关关断导致的，则副边整流开关M2的漏极电压VD_SEC会在较长时间内小于零。基于这一特点可以控制锁存电路进行锁存的时机。
本实施例的锁存控制电路36可以包括比较器CMP6、或门OR1、控制开关K4、电流源A2、电容C3、比较器CMP7、脉冲发生器OS4、或门OR2以及RS触发器RS2。比较器CMP6用于比较副边检测电压VD_SEC和续流阈值VDIS_TH输出第三比较信号。在本实施例中续流阈值VDIS_TH为零。或门OR1分别输入比较信号和输入状态信号VST输出第三控制信号V3。状态信号VST表征变化阈值的初始值是否已被锁存。控制开关K4、电流源A2和电容C3并联连接在计时输出端b和接地端之间。比较器CMP7用于比较计时输出端b的电压(其用于表征续流时间TDIS)和用于表征基准时间TSR_REF的电压VSR_REF输出第四比较信号。脉冲发生器OS2用于响应于第四比较信号的上升沿或下降沿输出脉冲信号(选择上升沿或下降沿由比较器CMP6的输入信号连接关系确定)。或门OR2的一个输入端与脉冲发生器OS2连接，另一个输入端输入开关控制信号的置位信号。
图9是图8所示的副边控制电路的工作波形图。
在上电后，变压器开始通电，变压器电流IT随原边主功率开关的导通和关断上升和下降。在图9中，变压器电流的曲线图由主功率开关的导通期间的原边电流和主功率开关关断期间的经由换算的副边电流组成。RS触发器RS2输出的状态信号VST初始信号为低电平，比较器CMP6在副边检测电压VD_SEC小于续流阈值VDIS_TH期间输出低电平。由此，或门OR2在此期间也保持输出低电平，控制开关K4保持关断。由此，电流源A2持续为电容C3充电，从而使得计时输出端b的电压随副边检测电压VD_SEC小于续流阈值VDIS_TH的持续时间上升。在副边检测电压VD_SEC变化到大于续流阈值VDIS_TH时，比较器CMP6输出高电平，或门OR2输出高电平，控制开关K4导通，电容C3被重置。在上电后，锁存控制电路重复上述操作，直到某一次副边检测电压VD_SEC小于续流阈值VDIS_TH(在图9中为零伏)的持续时间足够大使得计时输出端b的电压大于表征基准时间TSR_REF的电压VSR_REF。比较器CMP7切换为高电平。脉冲发生器OS4响应于该上升沿输出一个脉冲V4，使得或门OR3输出高电平脉冲驱动锁存电路34进行上电后的第一次锁存，从而可以设定变化阈值的初始值。与此同时，RS触发器RS2的置位端与脉冲发生器OS4连接，复位端连接接地端，输出端输出状态信号VST。在脉冲发生器OS4第一次输出脉冲后，RS触发器RS2被置位，并一直保持置位状态，状态信号VST由低电平切换为高电平，从而提示第一次锁存操作已经完成。由于状态信号VST持续为高电平，控制开关K4保持导通，使得脉冲发生器OS2的输出保持为低电平。或门OR2的输出只与另一路输入(开关控制信号的置位信号)相关。由此，在上电后第一次锁存操作完成后，锁存控制电路36在每次副边整流开关M2导通时控制锁存电路34进行锁存操作，为下一次导通判断提供变化阈值。
图10是图8所示的副边控制电路的工作流程图。如图10所示，上电后，在步骤S1000、副边控制电路3禁止副边整流开关M2导通，并在副边检测电压VD_SEC的下降沿检测变化时间△T，同时，在下降沿后检测副边检测电压VD_SEC持续小于续流阈值的续流时间TDIS。
在这段时间里，副边的整流靠的是副边整流开关的体二极管。当副边开始续流的时候，体二极管导通，使其漏极电压VD_SEC变为负值。
在步骤S2000、判断续流时间TDIS是否大于基准时间TSR_REF，如果是转步骤S1000，如果否转步骤S3000
如果副边检测电压VD_SEC变为负值并持续的时间超过基准时间TSR_REF，则在基准时间TSR_REF结束时，锁存控制电路产生一个脉冲信号将检测到的变化时间信号V△T锁存并进而生成变化阈值信号。否则，如果副边检测电压VD_SEC变为负值并持续的时间很短，小于基准时间TSR_REF，则控制电路将忽略之前检测到的变化时间信号。
在步骤S3000、将当期周期的变化时间△T锁存为△TREF，并同时控制副边整流开关M2导通。
在步骤S4000、在电压VD_SEC的下降沿检测变化时间△T。
在步骤S5000、判断变化时间△T是否小于下降时间阈值△T_TH＝N*△TREF，如果是转步骤S6000，如果否转步骤S7000。
步骤S6000、在副边检测电压VD_SEC低于导通阈值VSRON_TH时，返回步骤S3000。
步骤S7000、在副边电压VD_SEC低于导通阈值VSRON_TH时，禁止副边整流开关M2导通，返回步骤S4000。
由此，通过在上电后先基于副边整流开关的体二极管进行整流，并在此期间基于副边检测电压的续流时间来判断当前检测下降沿是否是由于原边主功率开关关断导致的且电路是否进入稳态，只有电路进入稳态，并可以确定当前检测下降沿是由于原边主功率开关关断导致的才进行第一次锁存获取变化阈值的初始值，从而可以提高电路控制的精确性，确保电路上电后稳定运行。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (21)

1.一种副边控制电路，用于控制反激式变换器的副边整流开关，所述副边控制电路包括：
斜率参数检测电路，用于检测副边检测电压沿预定方向变化的斜率参数，获取表征所述斜率参数的斜率检测信号，所述副边检测电压用于表征所述反激式变换器的副边绕组电压；
开关控制信号生成电路，在所述斜率检测信号表征的斜率参数大于斜率参数阈值，且所述副边检测电压与导通阈值满足预定关系时生成控制所述副边整流开关导通的开关控制信号。
2.根据权利要求1所述的副边控制电路，其特征在于，所述斜率参数为所述副边检测电压在预定时间内的变化幅度，所述斜率检测信号为变化幅度信号，所述斜率参数阈值为幅度阈值；所述斜率参数检测电路为变化幅度检测电路；
所述开关控制信号生成电路用于在所述变化幅度信号大于所述幅度阈值，且所述副边检测电压与导通阈值满足预定关系时生成控制所述副边整流开关导通的开关控制信号。
3.根据权利要求1所述的副边控制电路，其特征在于，所述斜率参数为所述副边检测电压由第一阈值变化到第二阈值所经历的变化时间，所述斜率检测信号为表征所述变化时间的变化时间信号，所述斜率参数阈值为下降时间阈值；所述斜率参数检测电路为变化时间检测电路；
所述开关控制信号生成电路，在所述变化时间信号表征的变化时间小于变化阈值表征的下降时间阈值，且所述副边检测电压与导通阈值满足预定关系时生成控制所述副边整流开关导通的开关控制信号。
4.根据权利要求3所述的副边控制电路，其特征在于，开关控制信号生成电路包括：
第一比较器，用于比较变化阈值与所述变化时间信号输出第一比较信号；
第二比较器，用于比较导通阈值与所述副边检测电压输出第二比较信号；以及，
逻辑电路，在所述第一比较信号指示所述变化时间信号小于所述变化阈值，且所述第二比较信号指示所述副边检测电压与所述导通阈值满足预定关系时，输出控制所述副边整流开关导通的开关控制信号。
5.根据权利要求3所述的副边控制电路，其特征在于，所述变化阈值为预设固定值。
6.根据权利要求3所述的副边控制电路，其特征在于，所述变化阈值为在前有效变化时间信号的N倍放大信号，所述N大于1小于5，所述在前有效变化时间信号为在前检测到的、有效导致副边整流开关导通的变化时间信号。
7.根据权利要求3所述的副边控制电路，其特征在于，所述副边整流开关为晶体管，所述副边检测电压为所述晶体管的漏极电压；
所述变化时间检测电路包括：
计时及复位电路，在所述副边检测电压从第一阈值下降到第二阈值期间输出指示为有效的第一控制信号，在所述副边检测电压再次变化到下降到第一阈值以前输出具有有效脉冲的第二控制信号；
信号转换电路，生成与所述第一控制信号的有效时间成比例的电压信号作为所述变化时间信号，并根据第二控制信号的有效脉冲重置所述电压信号。
8.根据权利要求7所述的副边控制电路，其特征在于，所述计时及复位电路在所述副边检测电压小于第二阈值后延迟预定时延、或所述副边检测电压小于第二阈值后再次上升到大于所述第二阈值时、或在所述副边检测电压小于第二阈值后再次上升到大于所述第一阈值时输出具有有效脉冲的第二控制信号。
9.根据权利要求7所述的副边控制电路，其特征在于，所述信号转换电路包括：
第一电流源和第一控制开关，串联连接在电源端和中间端之间；
第一电容和第二控制开关，并联连接在所述中间端和接地端之间；
电压控制电流源，输出与所述第一电容的电压成比例的输出电压；
其中，所述第一控制开关受控于第一控制信号，所述第二控制开关受控于所述第二控制信号。
10.根据权利要求8所述的副边控制电路，其特征在于，所述计时及复位电路包括：
第三比较器，在所述副边检测电压变化到小于所述第一阈值时输出具有触发边缘的第三比较信号；
第一脉冲发生器，根据所述第三比较信号的触发边缘输出第一触发脉冲；
第四比较器，在所述副边检测电压变化到小于所述第二阈值时输出具有触发边缘的第四比较信号；
第二脉冲发生器，根据所述第四比较信号的触发边缘输出第二触发脉冲；
第一RS触发器，置位端与所述第一脉冲发生器连接，复位端与所述第二脉冲发生器连接，用于输出第一控制信号；
第五比较器，在所述副边检测电压上升到大于所述第二阈值时输出具有触发边缘的第五比较信号；以及，
第三脉冲发生器，根据所述第五比较信号的触发边缘输出具有有效脉冲的第二控制信号。
11.根据权利要求6所述的副边控制电路，其特征在于，所述副边控制电路还包括：
锁存电路，与所述变化时间检测电路连接，用于锁存在前有效变化时间信号；以及，
增益电路，与所述锁存电路连接，用于输出锁存电路所锁存的信号的N倍放大信号。
12.根据权利要求11所述的副边控制电路，其特征在于，所述锁存电路包括：
第二电容，连接在所述锁存电路输出端和接地端之间；
第三控制开关，连接在所述锁存电路输出端和所述变化时间检测电路的输出端之间，受控在所述副边整流开关由关断切换为导通时导通。
13.根据权利要求11所述的副边控制电路，其特征在于，所述副边控制电路还包括：
锁存控制电路，在上电后第一次检测到的续流持续时间大于基准时间时控制所述锁存电路进行锁存操作，并在每次所述副边整流开关由关断切换为导通时控制所述锁存电路进行锁存操作；
其中，所述续流持续时间为所述副边检测电压小于续流阈值的持续时间。
14.根据权利要求13所述的副边控制电路，其特征在于，所述锁存控制电路包括：
第三比较器，用于比较所述副边检测电压和所述续流阈值输出第三比较信号；
第一或门，分别输入所述第三比较信号和输入状态信号输出第三控制信号，所述状态信号表征所述变化阈值的初始值是否已被锁存；
第四控制开关、电流源和第三电容，并联连接在计时输出端和接地端之间；
第四比较器，用于比较所述计时输出端电压和用于表征基准时间的电压输出第四比较信号；
第四脉冲发生器，用于响应于所述第四比较信号的上升沿或下降沿输出脉冲信号；
第二或门，一个输入端与所述第四脉冲发生器连接，另一个输入端输入所述开关控制信号的置位信号；以及，
第二RS触发器，置位端与所述第四脉冲发生器连接，复位端连接接地端，输出端输出所述状态信号。
15.一种反激式变换器，包括：
功率级电路，包括连接在原边绕组和接地端之间的主功率开关和连接在副边绕组和接地端之间的副边整流开关；
原边控制电路，用于控制所述主功率开关；以及
如权利要求1-14中任一项所述的副边控制电路。
16.一种控制方法，用于控制反激式变换器的副边整流开关，所述控制方法包括：
检测副边检测电压沿预定方向变化的斜率参数，所述副边检测电压用于表征所述反激式变换器的副边绕组电压；
在所述斜率参数大于斜率参数阈值，且所述副边检测电压与导通阈值满足预定关系时控制所述副边整流开关导通。
17.根据权利要求16所述的控制方法，其特征在于，所述斜率参数为所述副边检测电压在预定时间内的变化幅度，所述斜率参数阈值为幅度阈值。
18.根据权利要求16所述的控制方法，其特征在于，所述斜率参数为所述副边检测电压由第一阈值变化到第二阈值所经历的变化时间，所述斜率参数阈值为下降时间阈值。
19.根据权利要求18所述的控制方法，其特征在于，用于表征下降时间阈值的变化阈值为预设固定值。
20.根据权利要求18所述的控制方法，其特征在于，用于表征下降时间阈值的变化阈值为在前有效变化时间信号的N倍放大信号，所述N大于1小于5，所述在前有效变化时间信号为在前检测到的、有效导致副边整流开关导通的变化时间信号，所述变化时间信号用于表征所述变化时间。
21.根据权利要求20所述的控制方法，其特征在于，所述副边整流开关为晶体管，所述副边检测电压为所述晶体管的漏极电压；
所述变化阈值的初始值根据对应的续流持续时间大于基准时间的变化时间信号获得，其中，所述续流持续时间为所述晶体管的漏极电压小于续流阈值的持续时间。
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Application publication date: 20160928

Assignee: Silergy Corp.

Assignor: Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd.

Contract record no.: X2021990000823

Denomination of invention: Secondary side control circuit, control method and flyback converter using it

Granted publication date: 20190319

License type: Common License

Record date: 20211227