CN104980050A - 用于开关模式电源的系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明的实施方式涉及用于开关模式电源的系统和方法。根据一个实施例，一种操作开关模式电源的方法包括在第一周期的第一时间段内接通耦合至变压器的初级绕组的半导体开关，在第一周期的第二时间段内关断半导体开关，检测半导体开关的输出节点处的电压的转换速率的变化，基于对转换速率的变化的检测确定开关接通时间，以及在第二周期的第一时间段内在所确定的开关接通时间接通半导体开关。

Description

用于开关模式电源的系统和方法

技术领域

本公开内容总体上涉及电子设备，尤其涉及用于开关模式电源的系统和方法。

背景技术

电源系统在从计算机到汽车的许多电子应用中都是流行的。通常，电源系统内的电压通过对加载有电感器或变压器的开关进行操作而执行DC/DC、DC/AC和/或AC/DC转换所产生。一种这样的设备包括开关模式电源(SMPS)。SMPS因为功率转换由电感器或变压器的受控充电和放电所执行而通常比其它类型的功率转换系统更为有效，并且由于跨接电阻电源的功率损耗有所下降而减少了能量损失。

SMPS通常包括至少一个开关以及电感器或变压器。除其它之外，一些具体拓扑包括降压转换器、升压转换器和反激式转换器。控制电路一般被用来打开和闭合开关以对电感器进行充电和放电。在一些应用中，提供至负载的电流和/或提供至负载的电压经由反馈回路进行控制。

SMPS的一种应用是用于锂离子电池的充电器。由于锂离子电池在超出电压上限的情况下容易损坏，所以通常利用恒定电流对电池进行充电直至输出电压达到目标电压。结果，这样的电池充电器可以利用被配置为提供恒定电流的SMPS。由于这样的电池充电器可以将来自墙壁插座的AC电流转换为DC电流，所以使用变压器的反激式转换器通常被用来提供AC市电与被充电电池的电流隔离。

有多种不同的方式可以在反激式SMPS的输出保持恒定电流。例如，可以在反激式转换器的输出或次级侧执行电流测量并且将其反馈至对反激式转换器的初级侧开关进行操作的控制器。另一种可以在反激式SMPS中保持恒定电流的方式是通过初级电流调节，其中在SMPS的初级侧间接感生输出电流。

发明内容

根据一个实施例，一种操作开关模式电源的方法包括在第一周期的第一时间段内接通耦合至变压器的初级绕组的半导体开关，在该第一周期的第二时间段内关断该半导体开关，检测该半导体开关的输出节点处的电压的转换速率的变化，基于对该转换速率的变化的检测确定开关接通时间，并且在第二周期的第一时间段内在所确定的开关接通时间接通该半导体开关。

附图说明

为了更为全面地理解本发明及其优势，现在对以下结合附图所进行的描述进行参考，其中：

图1a-b图示了常规反激式开关模式功率转换器的示意图和相关联的波形图；

图2a-d图示了一个实施例的反激式开关模式功率转换器的示意图和相关联的波形图；

图3图示了一个实施例的过零检测器电路的示意图；

图4图示了一个实施例的振铃抑制电路的示意图；

图5图示了一个实施例的延迟电路的示意图；并且

图6图示了一个实施例的方法的流程图。

除非另外有所指示，否则不同附图中相对应的数字和符号指代相对应的部分。附图被绘制为清楚地图示出对优选实施例的相关方面而并非必然依比例进行绘制。为了更为清楚地图示某些实施例，在附图编号后可以跟有指示相同结构、材料或处理步骤的字母。

具体实施方式

以下对目前优选的实施例的形成和使用进行详细讨论。然而，应当意识到的是，本发明提供了能够以在各种具体环境中具体化的许多可应用的发明概念。所讨论的具体实施例仅阐述了形成并使用本发明的具体方式而并非对本发明的范围进行限制。

将参考具体环境中的优选实施例——用于反激式配置的开关模式电源的系统和方法——对本发明进行描述，本发明的实施例还可以应用于其它开关模式电源配置以及包括该开关和其它电路的其它系统和应用，上述其它电路和应用包括但并不局限于电力系统和电机控制系统。

在本发明的实施例中，反激式转换器的初级电流和次级电流通过设置流过初级绕组的峰值电流并且对初级绕组被充电的时间关于一个周期中的总时间的比率进行控制而得到控制。在操作期间，耦合至变压器的初级绕组的开关被接通直至初级绕组中的电流达到峰值电流。当该开关被关断时，电流流过变压器的次级绕组直至次级绕组被消磁。开关在其已经被关断足够长时间而满足了初级绕组被充电的时间关于一个周期中的总时间的比率时在另一周期内被再次接通。例如，通过检测次级线圈被消磁的时间并且通过对该条件的检测中的定时误差进行补偿，实施该比率中的误差有所减少。被初级侧供电电压的变化所影响的这些定时误差的变化也能够得到补偿。

在一个实施例中，通过确定开关的输出节点处的电压的斜度何时发生变化而检测次级线圈被消磁的时间。该斜度或转换速率的检测可以通过将开关的输出节点电容耦合至检测电路来实施。对开关的输出节点处的电压斜度的变化方式产生影响的初级侧供电电压的变化通过引入补偿延迟而得到补偿，该补偿延迟取决于初级侧供电电压。

图1a图示了常规的开关模式反激式转换器100，其包括二极管桥式整流器102、变压器106、开关晶体管122和控制器126。二极管桥式整流器102将例如可以表示AC市电电压的AC电压Vac转换为耦合至变压器106的初级绕组108的DC电压Vin。来自整流操作的残余波纹被输入滤波电容器104所滤波。开关晶体管122的开关动作对变压器106的初级绕组108进行磁化和消磁以从初级绕组108向次级绕组110传输功率。次级绕组110处的输出电流利用输出整流器112进行整流并且利用输出电容器114进行滤波以产生DC输出电压Vout。输出整流器112例如可以利用二极管或者利用诸如同步整流器的另一种电路来实施。

如所示出的，次级绕组110并不具有从变压器106的次级侧耦合至变压器的初级侧的反馈网络。相反，开关模式反激式转换器100通过对磁性耦合至变压器106的辅助绕组116的电压进行监测而得出其反馈电压。来自辅助绕组106的该反馈电压由控制器126在管脚Vfb处进行监测。此外，控制器126通过在管脚CS处监测在耦合至开关晶体管122的电流感生电阻器124两端的电压而执行初级侧电流的测量。基于从管脚Vfb和VS所取得的反馈，控制器126在尝试保持总体上稳定的输出电压和/或输出电流时在耦合至开关晶体管122的栅极的管脚OUT处产生开关模式。

在操作期间，功率经由辅助绕组116、二极管118和电容器120提供至控制器126。在启动期间，控制器126可以经由电阻器128从电压Vin接收功率。

参考图1b，初级绕组电流Ip在节点OUT例如在时间t3和时间t4之间启动开关晶体管122时增大。初级电流Ip在开关晶体管122被启动时斜度增大基本上与输入电压Vin的电压电平成比例并且基本上分别与初级绕组108和变压器的的电感L成反比。也就是说：

dIin/dt＝Vin/L

当开关晶体管122被启动时，在初级绕组108两端的电压基本上对应于电压Vin，并且在次级绕组110两端的电压基本上对应于-N22/N21·Vin，其中N21表示初级绕组108的绕组数量并且N22表示次级绕组110的绕组数量。由于在次级绕组110两端的电压在接通时段为负(这是因为初级绕组108和负绕组110具有相反的绕组感生)，所以通过次级绕组110的电流Is在开关晶体管122被启动时为零。

当开关晶体管122例如在时间t₁和t₄被停用时，在初级绕组108两端的电压并且因此在次级绕组110两端的电压反转极性并且有所增大直至在次级绕组110两端的电压基本上对应于输出电压Vout加上在输出整流器122两端的二极管电压。该二极管电压例如可以对应于二极管122的正向电压。当输出整流器112被停用时，初级绕组108被消磁并且将以电感方式存储在初级绕组108中的能量传送至次级绕组110和输出Vout。如所示出的，当开关晶体管122被关断时，初级电流Ip在时间t₁和t₄下降为零，并且当开关晶体管122活动时通过次级绕组110的电流Is为零，其在时间t₁和t₄跳转至一个电平并随后开始下降。

凭借辅助绕组116和初级绕组108之间的电感耦合，开关晶体管122活动的时间(即，当驱动电压OUT为高时)期间的辅助电压Vfb的电压电平基本上对应于

Vfb＝-N23/N21·Vin

其中N23表示辅助绕组116的绕组数量。当开关晶体管118非活动时(即，节点OUT为低时)，只要通过次级绕组110的电流Is还没有下降为零，辅助电压Vaux的电压电平就基本上对应于

Vw＝-N23/N22·(Vout+Vdiode)

在次级侧电流Is下降为零时，也就是说，当变压器被完全消磁时，次级侧电压以及因此的辅助电压Vfb变为零。如在时间t₂开始的Vfb的图形中所示出的，在变压器106已经被消磁时，例如变压器的寄生电容的寄生效应会导致辅助电压Vfb的振铃或振荡。振铃由于变压器106的次级侧上的输出整流器112反转极性并且针对次级绕组110呈现为开路而出现。这样，开关晶体管122的漏极处的阻抗表现为平行谐振，其包括与耦合至开关晶体管的漏极的电容相并联的初级绕组108的电感。

控制器126可以使用该振铃现象来确定次级侧绕组110何时已经被消磁，以便还行输出电流的初级侧控制。例如，通过控制峰值初级电流Ip以及次级绕组110在期间放电的时间(Tsec)与总周期时间(Tcycle)的比率，能够将去往电源负载的输出电流控制到这些量可以被准确测量和/或控制的程度。

参考图1b，辅助电压Vfb，像初级电压和次级电压那样，在开关晶体管122例如在时间t₁和t₄被关断时改变极性。Vfb还改变极性，并且还在开关晶体管122接通时，例如在时间t₃。在一些情况下，信号Vfb的过零被用来检测次级绕组110被消磁的时间。然而，当基于Vfb的过零检测到消磁时间时，存在时间误差Terr，其表示次级绕组110被消磁的时间与电压Vfb过零的时间之间的延迟。该延迟会导致受控负载电流的误差。此外，该延迟会随着温度、电源变化、电路加载以及其它参数和条件而发生变化。

图2a图示了根据本发明实施例的反激式转换器200。如所示出的，反激式转换器200的实施例包括二极管桥式整流器102和变压器106。实施例的控制器202被配置为对耦合至输出Vout的负载提供初级侧电流控制器并且包括经由共源共栅晶体管204耦合至变压器106的开关晶体管222。在一些实施例中，实施例的控制器可以在单个集成电路上实施。可替换地，控制器202可以以不同方式进行划分。例如，开关晶体管222可以被实施为分立组件。

在各种实施例中，控制器202可以被配置为对负载提供初级侧恒定电流控制。在这样的实施例中，输出电流可以通过在开关周期上对输出整流器112的三角电流进行平均而获得：

I_O＝I_PK(N_p/N_s)(t_DIS/2t_s)

其中I_O是输出电流，I_PK是峰值初级侧电流，N_p/N_s是初级侧和次级侧之间的变压器绕组比，t_DIS是D_R二极管电流放电时间，并且t_s是开关周期。在恒定电流控制中，有两个参数对输出电流关于变压器和AC市电电压的准确性有所影响。它们是峰值初级电流控制和D_R二极管电流放电时间的确定。

关于峰值初级电流控制，峰值次级电流取决于变压器匝数和峰值初级电流。变压器匝数比通常是固定的并且正常情况下并没有扩散。影响峰值次级电流控制的唯一主要因素是峰值初级电流控制。由于系统中的传播延迟，峰值初级电流值可能随着不同AC市电电压而有所变化。该问题例如如在美国专利号6,665,197中所描述的\通过将电压Vcs与可变的依赖于时间的电压基准相比较而得以解决，上述专利通过引用全文结合于此。在一个实施例中，该功能由比较器246来实施，其将电压Vcs与峰值初级电流传播延迟补偿电路244的输出进行比较以减少由于峰值初级电流检测路径中的传播延迟所导致的输出电流变化。比较器246的输出被用来经由SR锁存器238和开关驱动器236关断开关晶体管222。

关于输出整流器112的电流放电时间的确定，例如通过感生开关晶体管222的漏极的电压V_漏极的斜度变化来检测次级绕组110的消磁，而使得次级绕组110的消磁检测中的定时误差最小化。在所图示的实施例中，变压器并不包括辅助绕组。

图2b图示了对应于实施例的反激式转换器200的操作的次级电流Is和V_漏极的波形图。如所示出的，当次级绕组110被消磁时，电压V_漏极具有与输出电压Vout的斜度成比例的第一斜度A。在轻度负载条件下，该斜度A可能很小，而在较为重度的负载条件下，该斜度A可能会更大。然而，当次级绕组110被消磁时，V_漏极的斜度在时间t2变为斜度B。如在图2b中所显见的，时间t2在电压V_漏极的第一振荡周期之前出现，因此在一些实施例中，通过检测斜度变化来检测次级绕组110的消磁比通过检测振荡信号的过零来检测次级绕组110的消磁更快。

返回到图2a，实施例的控制器202使用耦合至开关晶体管222的漏极的过零检测器220来检测斜度变化。振铃抑制电路232滤除过零检测器230的输出的尖峰并且防止在开关晶体管222被关断时对过零的意外检测。振铃抑制电路232的输出被耦合至SR锁存器234，SR锁存器234经由延迟电路250和开关264启动电流源266。

在一个实施例中，次级绕组100的放电时间与总周期时间的比率由利用分别由开关260和264所控制的电流源258和266进行的充电和放电的定时电容器262所控制。可替换地，电流源258和266可以以不同方式进行控制，例如通过使用本领域已知的电流开关电路和方法直接接通和关断电流源258和266。

图2c示出了图示出实施例的初级侧电流控制方法的操作的波形图。在一个实施例中，开关晶体管222在时间t1被接通。从时间t1到t2，初级电流Ip随时间线性增大。在该时间期间，定时电容器262被充电。当如比较器246所检测的、CS管脚的电压Vcs越过由初级电流传播延迟补偿电路244所提供的阈值时，开关晶体管222被关断。管脚CS耦合至电阻器224以便提供与初级侧电流Ip成比例的电压。一旦检测到该阈值，开关晶体管222就经由SR锁存器238和开关驱动器236被关断，由此使得次级绕组110放电并且产生线性下降的电流。比较器246的输出还经由与(AND)门248和延迟电路250启动电流源266。如图2c所示，延迟电路250的效应使得VCAP的电压在时间t2和t3之间保持恒定。在一个实施例中，延迟电路250可以被用来补偿在检测次级绕组110的消磁结束条件过程中的延迟。

在时间t3，定时电容器262利用电流源266进行放电直至过零检测器230检测到V_漏极的斜度变化。在一个实施例中，当过零检测器230检测到斜度变化时，电流源266经由SR锁存器234、与门248、延迟电路250和开关264被关断，并且电流源258经由SR锁存器234、或(OR)门256和开关260被接通。结果，定时电容器262进行充电并且在定时电容器两端的电压在时间t4之后增大。当如比较器252所确定的、VCAP的电压越过阈值VREF(内部生成的基准)时，开关晶体管222经由或门240、SR锁存器238和开关驱动器236被接通，由此开始新的开关周期。在一个实施例中，比较器252所使用的阈值电压与电源电压Vdd成比例以便对次级绕组110的消磁的检测时间中的供电电压变化进行补偿。在一些实施例中，阈值VREF可以是电源电压Vdd的一半。可替换地，可以针对阈值VREF使用其它电压。定时器242耦合至或门240的输入以在加电时提供脉冲来接通开关晶体管222。

在一个实施例中，电源电压Vdd从电压V_漏极取得，电压V_漏极耦合至共源共栅晶体管204的源极，该晶体管的栅极利用齐纳二极管210和电阻器208进行偏置，由此使得共源共栅晶体管204的源极电压被钳位至由齐纳二极管210钳位电压所给出的最大电压减去共源共栅晶体管阈值电压。电压V_漏极进一步利用二极管212进行整流并且利用电容器214进行滤波以形成实施例的控制器202的电源电压。在一些实施例中，较低的AC市电电压导致对次级绕组110的消磁的较为缓慢的检测。然而，开关晶体管222的接通时间与AC市电电压成反比。通过使得比较器252的阈值Vref与Vdd成比例、并且因此与AC市电电压成比例，开关晶体管222针对较低的AC市电电压更早地被接通，由此对较慢的检测时间进行补偿。在一个实施例中，阈值电压254的DC偏移Vref以及其与Vdd的比例关系可以进行调节，以便更为全面地补偿AC市电电压对于次级绕组110的消磁的检测时间的影响。在一些实施例中，由于不同AC市电电压所导致的检测延迟的差异可以使用图2a所示的延迟模块250模块进行补偿。

图2d图示了延迟补偿相对开关晶体管222的接通时间(TON)的图形。如所示出的，针对短的接通时间，添加恒定延迟以考虑消磁检测路径内的恒定传播延迟。该传播延迟补偿例如使用延迟电路250来实施。针对较长的接通时间，添加额外的延迟补偿以补偿AC市电电压在次级绕组110被消磁时对于V_漏极的斜度变化的检测时间的影响。

图3图示了可以被用来实施图2a中所示的过零检测器230的实施例的过零电路301。示出了共源共栅晶体管204、初级绕组108、齐纳二极管210和电阻器208以图示过零电路301如何与开关模式电源的外部电路进行交互。在一个实施例中，比较器306经由电容器302耦合至V_漏极。比较器306的正输入使用电流源304以及二极管310和312而被偏置，然而，可以在可替换实施例中使用任意等效的比较器和偏移结构。在一个实施例中，比较器306将电容器302的电压与基准电压308进行比较。应当理解的是，可以实施比较器308并且可以使用本领域已知的电路和方法来生成基准电压308。在操作期间，电容器302实施对V_漏极的电压斜度的快速变化作出响应的高通滤波器。二极管310和312例如可以被用来确保比较器306的输入处的电压V_感生并不会过多地低于地。在一些实施例中，电容器206耦合在共源共栅晶体管204的漏极和源极之间以便提高检测速度。

图4图示了实施例的振铃抑制电路400，其可以被用来实施图2a所示的振铃抑制电路232。振铃抑制模块232的基本功能是拒绝从开关晶体管的栅极被关断的时间起的特定时间间隔内所检测到的任何过零。管脚ZCD耦合至过零检测器230的输出并且管脚GATE耦合至开关晶体管222的栅极。在一个实施例中，当管脚GATE从高变低由此使得反向器408的输出从低变高时，在与门402和404的输出产生短脉冲。该脉冲的长度例如由延迟模块406所产生的延迟量所确定，该延迟量在所图示的情形中其大约为1μs。在本发明的可替换实施例中，可以使用本领域已知的其它尖峰消除电路和/或在逻辑和功能上相似的其它电路。

图5图示了实施例的延迟电路500，其可以被用来实施图2a所示的延迟电路250。在一个实施例中，延迟电路500对节点GATE处的逻辑输入进行延迟以提供输出信号OUT。该电路的延迟包括由固定延迟电路516所实施的表示图2d的恒定延迟区的固定延迟，并且电流源502和504连同电容器518一起实施了表示图2d的可变延迟区的可变延迟。在操作期间，当输入GATE的电压走高时，电流源502经由开关506被启动。当电容器518两端的电压越过如电压源514所表示的比较器512的阈值时，节点OUT处的输出在固定延迟516之后从低变高。另一方面，当输入GATE处的电压走低时，电流源504经由反向器510和开关508被启动，由此使得电容器518两端的电压下降。节点OUT处的输出随后在比较器512被触发之后在固定延迟516之后走低。在一个实施例中，放电电流源504的电流是可变电流，其可以根据开关晶体管222被接通的时间长度而变化。在一些实施例中，电容器518的电压被使用电压基准522和二极管510钳位至最低电压。

图6图示了实施例的方法600的流程图。在步骤602，耦合至反激式转换器的变压器的初级绕组的开关在第一周期的第一时间段内被接通。在该第一时间段期间，变压器的初级绕组被磁化。接下来，在步骤604，开关在第一周期的第二时间段内被关断。在该时间期间，变压器的次级绕组向反激式转换器的负载提供电流直至次级绕组被消磁。在步骤606中，该消磁通过检测开关的电压的转换速率的变化而进行检测。在步骤608中，接通时间基于检测转换速率的变化而被确定，并且在步骤610中，开关在所确定的接通时间被接通。

依据一个实施例，一种操作开关模式电源的方法包括在第一周期的第一时间段内接通耦合至变压器的初级绕组的半导体开关，在第一周期的第二时间段内关断半导体开关，检测半导体开关的输出节点处的电压的转换速率的变化，基于对转换速率的变化的检测确定开关接通时间，以及在第二周期的第一时间段内在所确定的开关接通时间接通半导体开关。检测转换速率的变化可以包括将半导体开关的输出节点电容地耦合至第一耦合节点，并且确定转换速率在第一耦合节点的电压越过第一阈值时发生变化。半导体开关例如可以通过MOSFET来实施而使得该输出节点是MOSFET的漏极。

在一个实施例中，确定开关接通时间包括在第一周期的第一时间段期间利用第一极性的第一电流对电容器进行充电直至该半导体开关被关断，并且随后在该半导体开关被关断时停止利用该第一电流对该电容器进行充电。在等待第一延迟时段之后，利用与第一极性相反的第二极性的第二电流对该电容器进行充电直至检测到转换速率的变化，并且随后在检测到转换速率的变化之后利用该第一电流对该电容器进行充电。该方法进一步包括确定该电容器的电压在检测到转换速率的变化之后何时越过第一电压阈值。

在一个实施例中，在所确定的开关接通时间接通该半导体开关包括基于该确定而在该电容器的电压越过第一电压阈值时接通该半导体开关。在一些实施例中，第一电压阈值与开关模式电源控制器的电源电压成比例，并且在一些实施例中，第一延迟时段对在检测变压器的次级绕组的消磁过程中的延迟进行补偿。该方法可以进一步包括确定第一周期的第一时间段的时间长度，确定包括将开关电流与第二阈值进行比较。

依据另外的实施例，一种电源控制电路包括转换速率检测电路，耦合至第一端子的耦合至被配置为耦合至开关晶体管的第一输出节点的第一端子。转换速率检测电路被配置为检测第一端子处的转换速率的变化。电源控制电路还包括耦合至转换速率检测电路的输出的定时电路，耦合至被配置为耦合至开关晶体管的第二输出节点的第二端子的电流检测电路，以及耦合至定时电路的输出并且被配置为耦合至开关晶体管的控制节点的开关驱动电路。开关驱动电路被配置为在所检测到的电流超过第一阈值时停用开关晶体管，并且被配置为在定时电路确定第一时间段与开关晶体管的周期时间的比率已经被满足时启动开关晶体管。第一时间段包括从开关晶体管被关断时到转换速率检测电路检测到转换速率变化时的时间长度。

在一个实施例中，电源控制电路进一步包括开关晶体管。开关晶体管例如可以使用MOSFET来实施，而使得开关晶体管的第一输出节点是MOSFET的漏极，开关晶体管的第二输出节点是MOSFET的源极，并且开关晶体管的控制节点是MOSFET的栅极。

在一个实施例中，转换速率检测电路、定时电路、电流检测电路和开关晶体管被部署在同一集成电路上。转换速率检测电路可以包括比较器以及耦合在第一端子和比较器的第一输入节点之间的电容。

在一个实施例中，定时电路包括定时电容器、耦合至定时电容器的第一电流源和第二电流源，以及具有耦合至定时电容器的第一输入的比较器。第一电流源被配置为以第一方向对定时电容器进行充电并且包括耦合至转换速率检测电路的输出的第一启动端子。第二电流源被配置为以与第一方向相反的第二方向对定时电容器进行充电，并且包括耦合至电流检测电路的输出的第二启动端子。

在一个实施例中，电源控制电路进一步包括耦合在第二启动端子和电流检测电路的输出之间的延迟电路。在一些实施例中，比较器包括耦合至电压基准的第二输入，该电源基准与耦合至开关模式电源的初级绕组的电源的电压成比例。

根据另外的实施例，一种开关模式电源电路包括被配置为耦合至开关晶体管的第一输出节点的转换速率检测电路以及被配置为耦合至变压器的初级绕组的控制器。控制器被配置为在第一周期的第一时间段内接通开关晶体管，在第一周期的第二时间段内关断开关晶体管，基于转换速率检测电路的输出确定开关接通时间，以及在开关接通时间接通开关晶体管。在一些实施例中，开关模式电源电路进一步包括开关晶体管和/或变压器。在一个实施例中，权利要求19的开关模式电源进一步包括耦合在变压器的初级绕组和开关晶体管之间的共源共栅晶体管。

在一个实施例中，转换速率检测电路包括第一比较器以及耦合在开关晶体管的第一输出节点和第一比较器的第一输入节点之间的电容。控制器可以包括定时电容器；耦合至定时电容器的第一电流源；耦合至定时电容器的第二电流源；具有耦合至定时电容器的第一输入和耦合至第一阈值电压节点的第二输入的第二比较器；和具有耦合至第一电流源和第二电流源中的至少一个的输出节点的第一延迟电路。第一延迟电路可以被配置为第一延迟时段的延迟。

控制器可以进一步被配置为在第一周期的第一时间段期间启动第一电流源直至开关晶体管在第一周期的第一时间段结束时被关断，并且被配置为在第一周期的第一时间段结束时停止启动第一电流源。在等待第一延迟时段之后，控制器可以启动第二电流源直至转换速率检测电路在第一周期的第二时间段的第一部分结束时检测到转换速率的变化，在第二时间段的第一部分结束时启动第一电流源，以及在定时电容器的电压越过第一阈值电压节点的电压时确定开关接通时间。在一个实施例中，第一阈值电压节点被配置为具有与初级绕组的供电电压成比例的电压。

一些实施例的电源控制器的优势包括能够对负载提供准确的初级侧电流控制。在一些实施例中，该功率控制随着AC市电电压的变化而保持其准确性。在一些实施例中，可以在没有辅助绕组的情况下使用简单的变压器来实施反激式转换器。

虽然已经参考说明性实施例对本发明进行了描述，但是该描述并非意在以限制的含义来理解。说明性实施例的各种修改和组合、以及本发明的其它实施例在参考该描述时对于本领域技术人员将变得清楚。

Claims (24)

1.一种操作开关模式电源的方法，所述方法包括：

在第一周期的第一时间段内接通耦合至变压器的初级绕组的半导体开关；

在所述第一周期的第二时间段内关断所述半导体开关；

检测所述半导体开关的输出节点处的电压的转换速率的变化；

基于对所述转换速率的变化的检测确定开关接通时间；以及

在第二周期的第一时间段内在所确定的开关接通时间接通所述半导体开关。

2.根据权利要求1所述的方法，其中检测转换速率的所述变化包括：

将所述半导体开关的输出节点电容性地耦合至第一耦合节点；以及

确定所述转换速率在所述第一耦合节点的电压越过第一阈值时发生变化。

3.根据权利要求1所述的方法，其中：

所述半导体开关包括MOSFET；并且

所述输出节点是所述MOSFET的漏极。

4.根据权利要求1所述的方法，其中确定所述开关接通时间包括：

在所述第一周期的所述第一时间段期间利用第一极性的第一电流对电容器进行充电直至所述半导体开关被关断；

在所述半导体开关被关断时停止利用所述第一电流对所述电容器进行充电；

在等待第一延迟时段之后，利用与所述第一极性相反的第二极性的第二电流对所述电容器进行充电直至检测到转换速率的所述变化；

在检测到转换速率的所述变化之后利用所述第一电流对所述电容器进行充电；以及

确定所述电容器的电压在检测到转换速率的所述变化之后何时越过第一电压阈值。

5.根据权利要求4所述的方法，其中在所确定的开关接通时间接通所述半导体开关包括基于所述确定而在所述电容器的电压越过所述第一电压阈值时接通所述半导体开关。

6.根据权利要求4所述的方法，其中所述第一电压阈值与开关模式电源控制器的电源电压成比例。

7.根据权利要求4所述的方法，其中所述第一延迟时段对在检测所述变压器的次级绕组的消磁过程中的延迟进行补偿。

8.根据权利要求1所述的方法，进一步包括确定所述第一周期的所述第一时间段的时间长度，确定包括将开关电流与第二阈值进行比较。

9.一种电源控制电路，包括：

转换速率检测电路，耦合至被配置为耦合至开关晶体管的第一输出节点的第一端子，其中所述转换速率检测电路被配置为检测所述第一端子处的转换速率的变化；

定时电路，耦合至所述转换速率检测电路的输出；

电流检测电路，耦合至被配置为耦合至所述开关晶体管的第二输出节点的第二端子；以及

开关驱动电路，耦合至所述定时电路的输出并且配置为耦合至所述开关晶体管的控制节点，其中

所述开关驱动电路被配置为在所检测到的电流超过第一阈值时停用所述开关晶体管，

所述开关驱动电路被配置为在所述定时电路确定第一时间段与所述开关晶体管的周期时间的比率已经被满足时启动所述开关晶体管，并且

所述第一时间段包括从所述开关晶体管被关断时到所述转换速率检测电路检测到转换速率变化时的时间的长度。

10.根据权利要求9所述的电源控制电路，进一步包括所述开关晶体管。

11.根据权利要求10所述的电源控制电路，其中：

所述开关晶体管包括MOSFET；

所述开关晶体管的所述第一输出节点包括所述MOSFET的漏极；

所述开关晶体管的所述第二输出节点包括所述MOSFET的源极；并且

所述开关晶体管的所述控制节点包括所述MOSFET的栅极。

12.根据权利要求10所述的电源控制电路，其中所述转换速率检测电路、所述定时电路、所述电流检测电路和所述开关晶体管被部署在同一集成电路上。

13.根据权利要求9所述的电源控制电路，其中所述转换速率检测电路包括：

比较器；以及

耦合在所述第一端子和所述比较器的第一输入节点之间的电容。

14.根据权利要求9所述的电源控制电路，其中所述定时电路包括：

定时电容器；

耦合至所述定时电容器的第一电流源，所述第一电流源被配置为以第一方向对所述定时电容器进行充电并且包括耦合至所述转换速率检测电路的输出的第一启动端子；

耦合至所述定时电容器的第二电流源，所述第二电流源被配置为以与所述第一方向相反的第二方向对所述定时电容器进行充电，所述第二电流源包括耦合至所述电流检测电路的输出的第二启动端子；以及

具有耦合至所述定时电容器的第一输入的比较器。

15.根据权利要求14所述的电源控制电路，进一步包括耦合在所述第二启动端子和所述电流检测电路的输出之间的延迟电路。

16.根据权利要求14所述的电源控制电路，其中所述比较器包括耦合至电压基准的第二输入，所述电源基准与耦合至开关模式电源的初级绕组的电源的电压成比例。

17.一种开关模式电源电路，包括：

转换速率检测电路，配置为耦合至开关晶体管的第一输出节点；以及

控制器，配置为被耦合至变压器的初级绕组，其中所述控制器被配置为：

在第一周期的第一时间段内接通所述开关晶体管，

在所述第一周期的第二时间段内关断所述开关晶体管，

基于所述转换速率检测电路的输出确定开关接通时间，并且

在所述开关接通时间接通所述开关晶体管。

18.根据权利要求17所述的开关模式电源，进一步包括所述开关晶体管。

19.根据权利要求18所述的开关模式电源，进一步包括所述变压器。

20.根据权利要求19所述的开关模式电源，进一步包括耦合在所述变压器的初级绕组和所述开关晶体管之间的共源共栅晶体管。

21.根据权利要求17所述的开关模式电源，其中所述转换速率检测电路包括：

第一比较器；以及

耦合在所述开关晶体管的所述第一输出节点和所述第一比较器的第一输入节点之间的电容。

22.根据权利要求17所述的开关模式电源，其中所述控制器包括：

定时电容器；

耦合至所述定时电容器的第一电流源；

耦合至所述定时电容器的第二电流源；

具有耦合至所述定时电容器的第一输入和耦合至第一阈值电压节点的第二输入的第二比较器；以及

具有耦合至所述第一电流源和所述第二电流源中的至少一个的输出节点的第一延迟电路，所述第一延迟电路被配置为提供第一延迟时段的延迟。

23.根据权利要求22所述的开关模式电源，其中所述控制器进一步被配置为：

在所述第一周期的所述第一时间段期间启动所述第一电流源直至所述开关晶体管在所述第一周期的所述第一时间段结束时被关断；

在所述第一周期的所述第一时间段结束时停止启动所述第一电流源；

在等待所述第一延迟时段之后，启动所述第二电流源直至所述转换速率检测电路在所述第一周期的所述第二时间段的第一部分结束时检测到转换速率的变化；

在所述第二时间段的所述第一部分结束时启动所述第一电流源；并且

在所述定时电容器的电压越过所述第一阈值电压节点的电压时确定所述开关接通时间。

24.根据权利要求22所述的开关模式电源，其中所述第一阈值电压节点被配置为具有与所述初级绕组的供电电压成比例的电压。