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Die vorliegende Offenbarung bezieht sich im Allgemeinen auf eine elektronische Einrichtung und insbesondere auf ein System und ein Verfahren für einen getakteten Leistungswandler.
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Leistungsversorgungssysteme sind überall, in vielen elektronischen Anwendungen von Computern bis zu Kraftfahrzeugen, vorhanden. Im Allgemeinen werden Spannungen in einem Leistungsversorgungssystem erzeugt, indem eine Gleichstrom-Gleichtrom-(DC/DC)-, eine Gleichstrom-Wechselstrom-(DC/AC)- und/oder eine Wechselstrom-Gleichstrom-(AC/DC)-Wandlung durchgeführt wird, indem ein mit einer Induktivität oder einem Transformator belasteter Schalter betätigt wird. Zu einer Klasse solcher Systeme zählen getaktete Leistungswandler (SMPS, Switched Mode Power Supplies). Ein SMPS ist normalerweise effizienter als andere Typen von Leistungswandlersystemen, weil Leistungswandlung durch gesteuertes Aufladen und Entladen der Induktivität oder des Transformators durchgeführt wird, und die Energie, die aufgrund von Leistungsverlust über ohmschen Spannungsabfällen verloren geht, reduziert.
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Ein SMPS enthält normalerweise wenigstens einen Schalter und einen Induktor oder Transformator. Einige spezielle Topologien enthalten unter anderem Tiefsetzsteller, Hochsteller Sperrwandler. Eine Steuerschaltung wird üblicherweise verwendet, um den Schalter zu öffnen und zu schließen, um den Induktor zu laden und zu entladen. In einigen Anwendungen wird der Strom, der der Last zugeführt wird, und/oder die Spannung, die der Last zugeführt wird, über eine Rückkopplungsschleife gesteuert.
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Eine Anwendung eines SMPS ist ein Ladegerät für eine Lithiumionen-Batterie. Weil Lithiumionen-Batterien anfällig für Beschädigungen sind, falls eine obere Spannungsbegrenzung überschritten wird, ist es üblich, die Batterie mit einem konstanten Strom zu laden, bis die Ausgangsspannung eine Sollspannung erreicht. Im Ergebnis kann solch ein Batterieladegerät ein SMPS nutzen, das dazu ausgelegt ist, einen konstanten Strom bereitzustellen. Weil solche Batterieladegeräte Wechselstrom aus einer Wandsteckdose in einen Gleichstrom umwandeln können, werden üblicherweise Sperrwandler verwendet, die einen Transformator verwenden, um galvanische Trennung zwischen dem Wechselstromnetz und der Batterie, die geladen wird, bereitzustellen.
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Es gibt eine Reihe unterschiedlicher Wege, wie am Ausgang eines Sperrwandler-SMPS ein konstanter Strom aufrechterhalten werden kann. Zum Beispiel kann eine Strommessung am Ausgang oder der Sekundärseite des Sperrwandlers durchgeführt und zurück zu einer Steuerung geführt werden, die die primärseitigen Schalter des Sperrwandlers betätigt. Ein anderer Weg, wie ein konstanter Strom in einem Sperrwandler-SMPS aufrechterhalten werden kann, ist durch Primärstromregelung, bei der ein Ausgangsstrom indirekt an der Primärseite des SMPS abgetastet wird.
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Gemäß einer Ausführungsform beinhaltet ein Verfahren zum Betrieb eines getakteten Leistungswandlers das Einschalten eines Halbleiterschalters, der mit einer Primärwicklung eines Transformators für eine erste Zeitdauer eines ersten Zyklus gekoppelt ist, das Ausschalten des Halbleiterschalters für eine zweite Zeitdauer des ersten Zyklus, das Detektieren einer Änderung in der Flankensteilheit einer Spannung an einem Ausgangsknoten des Halbleiterschalters, das Bestimmen einer Schaltereinschaltzeit auf Basis des Detektierens der Änderung in der Flankensteilheit und das Einschalten des Halbleiterschalters zur bestimmten Schaltereinschaltzeit für eine erste Zeitdauer eines zweiten Zyklus.
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Für ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird jetzt Bezug auf die folgenden Beschreibungen in Verbindung mit den zugehörigen Zeichnungen genommen:
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1a–b veranschaulichen eine schematische Darstellung eines herkömmlichen getakteten Leistungssperrwandlers (engl.: flyback switched-mode power converter) und ein zugehöriges Signalverlaufsdiagramm;
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2a–d veranschaulichen eine schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels eines getakteten Leistungssperrwandlers und zugehörige Signalverlaufsdiagramme;
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3 veranschaulicht ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Nulldurchgangs-Detektorschaltung;
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4 veranschaulicht ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Nachschwingunterdrückungsschaltung;
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5 veranschaulicht ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Verzögerungsschaltung; und
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6 veranschaulicht ein Flussdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines Verfahrens.
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Entsprechende Nummerierungen und Symbole in unterschiedlichen Figuren beziehen sich im Allgemeinen auf entsprechende Teile, es sei denn, es ist anders angegeben. Die Figuren sind gezeichnet, um die maßgeblichen Aspekte der bevorzugten Ausführungsformen klar zu veranschaulichen, und sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu gezeichnet. Um gewisse Ausführungsformen klarer zu veranschaulichen, kann ein Buchstabe auf eine Figurennummer folgen, der Varianten der gleichen Struktur, des gleichen Materials oder Prozessschrittes veranschaulicht.
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Die Herstellung und die Verwendung von gegenwärtig bevorzugten Ausführungsformen werden unten ausführlich erörtert. Es versteht sich jedoch, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfindungsgemäße Konzepte bereitstellt, welche in einer großen Vielzahl spezifischer Zusammenhänge umgesetzt werden können. Die erörterten spezifischen Ausführungsformen dienen lediglich der Veranschaulichung spezifischer Wege, die Erfindung herzustellen und zu verwenden, und schränken nicht den Schutzbereich der Erfindung ein.
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Die vorliegende Erfindung wird in Hinsicht auf die bevorzugten Ausführungsformen in einem speziellen Kontext beschrieben, nämlich einem System und einem Verfahren für einen getakteten Leistungswandler in einer Sperrwandler-Konfiguration. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können auch auf andere Konfigurationen von getakteten Leistungswandlern und andere Systeme und Anwendungen angewandt werden, einschließlich auf andere schaltende Schaltungen, einschließlich, aber nicht darauf beschränkt, Leistungsversorgungssysteme und Motorsteuerungssysteme.
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In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden der Primär- und der Sekundärstrom eines Sperrwandlers durch Einstellen des Spitzenstroms, der durch die Primärwicklung fließt, und durch Steuern des Verhältnisses der Zeit, in der die Primärwicklung aufgeladen wird, zur Gesamtzeit in einem Zyklus gesteuert. Während des Betriebs wird ein Schalter, der mit einer Primärwicklung eines Transformators gekoppelt ist, eingeschaltet, bis der Strom in der Primärwicklung einen Spitzenstrom erreicht. Wenn der Schalter ausgeschaltet wird, fließt Strom durch die Sekundärwicklung des Transformators, bis die Sekundärwicklung entmagnetisiert ist. Der Schalter wird wieder für einen weiteren Zyklus eingeschaltet, sobald der Schalter lange genug ausgeschaltet worden ist, um das Verhältnis der Zeit, in der die Primärwicklung aufgeladen wird, zur Gesamtzeit in einem Zyklus einzuhalten. Fehler bei der Umsetzung dieses Verhältnisses werden zum Beispiel durch Detektieren der Zeit reduziert, zu der die sekundärseitige Spule entmagnetisiert ist, und durch Kompensation von Zeitfehlern in der Detektion dieser Bedingung. Schwankungen dieser Zeitfehler, die durch Änderungen in der primärseitigen Versorgungsspannung beeinflusst werden, können ebenfalls kompensiert werden.
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In einer Ausführungsform wird die Zeit, zu der die sekundärseitige Spule entmagnetisiert ist, durch Bestimmen des Zeitpunkts detektiert, zu dem sich eine Steilheit der Spannung an einem Ausgangsknoten des Schalters ändert. Diese Steilheits- oder Flankensteilheitsdetektion kann durch kapazitive Kopplung des Ausgangsknotens des Schalters mit einer Detektionsschaltung umgesetzt werden. Änderungen der primärseitigen Versorgungsspannung, die die Art und Weise beeinflussen, in der sich die Steilheit der Spannung an einem Ausgangsknoten des Schalters ändert, werden durch Einführung einer kompensierenden Verzögerung kompensiert, die von der primärseitigen Versorgungsspannung abhängt.
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1a veranschaulicht einen herkömmlichen getakteten Leistungssperrwandler 100, der einen Diodenbrückengleichrichter 102, einen Transformator 106, einen Schalttransistor 122 und eine Steuerung (Controller) 126 enthält. Der Diodenbrückengleichrichter 102 wandelt Wechselspannung Vac um, die zum Beispiel eine Netzwechselspannung sein kann, in eine Gleichspannung Vin, die mit der Primärwicklung 108 des Transformators 106 gekoppelt ist. Restwelligkeit aus dem Gleichrichterbetrieb wird durch den Eingangsfilterkondensator 104 gefiltert. Die Schalthandlung des Schalttransistors 122 magnetisiert und entmagnetisiert die Primärwicklung 108 des Transformators 106, um Leistung von der Primärwicklung 108 zur Sekundärwicklung 110 zu übertragen. Der Ausgangsstrom der Sekundärwicklung 110 wird mit dem Ausgangsgleichrichter 112 gleichgerichtet und mit dem Ausgangskondensator 114 gefiltert, um die Ausgangsgleichspannung Vout zu produzieren. Der Ausgangsgleichrichter 112 kann zum Beispiel mit einer Diode oder mit einer anderen Schaltung, wie zum Beispiel einem Synchrongleichrichter, umgesetzt werden.
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Wie gezeigt ist, weist die Sekundärwicklung 110 kein Rückkopplungsnetz auf, das von der Sekundärseite des Transformators 106 zur Primärseite des Transformators 106 gekoppelt ist. Stattdessen leitet der getaktete Sperrwandler 100 seine Rückkopplungsspannung durch Überwachen der Spannung der Hilfswicklung 116 ab, die magnetisch mit dem Transformator 106 gekoppelt ist. Diese Rückkopplungsspannung aus der Hilfswicklung 116 wird von der Steuerung 126 am Pin Vfb überwacht. Zusätzlich führt die Steuerung 126 eine Messung des primärseitigen Stroms durch, indem die Spannung über dem Stromerfassungswiderstand 124 überwacht wird, der mit der Quelle des Schalttransistors 122 am Pin CS gekoppelt ist. Auf Basis der Rückkopplung an den Pins Vfb und VS produziert die Steuerung 126 ein Schaltmuster am Pin OUT, der mit dem Gate des Schalttransistors 122 gekoppelt ist, um zu versuchen, eine im Allgemeinen stabile Ausgangsspannung und/oder Ausgangsstrom aufrechtzuerhalten.
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Während des Betriebs wird der Steuerung 126 Leistung über die Hilfswicklung 116, die Diode 118 und den Kondensator 120 bereitgestellt. Während des Anlaufens kann die Steuerung 126 Leistung aus der Spannung Vin über den Widerstand 128 aufnehmen.
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Bezugnehmend auf 1b erhöht sich der Primärwicklungsstrom, wenn der Knoten OUT den Schalttransistor 122 aktiviert, zum Beispiel während des Zeitraums t3 und des Zeitraums t4. Die Steilheit der Erhöhung des Primärstroms Ip bei Aktivierung des Schalttransistors 122 ist im Wesentlichen proportional zum Spannungspegel der Eingangsspannung Vin bzw. im Wesentlichen umgekehrt proportional zur Induktivität L der Primärwicklung 108 des Transformators. Das heißt: dIin/dt = Vin/L.
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Wenn der Schalttransistor 122 aktiviert wird, entspricht eine Spannung über der Primärwicklung 108 im Wesentlichen der Spannung Vin, und eine Spannung über der Sekundärwicklung 110 entspricht im Wesentlichen –N22/N21·Vin, wobei N21 die Anzahl der Windungen der Primärwicklung 108 darstellt und N22 die Anzahl der Windungen der Sekundärwicklung 110 darstellt. Weil die Spannung über der Sekundärwicklung 110 während der Einschaltdauer negativ ist (was darauf zurückzuführen ist, dass die Primärwicklung 108 und die Sekundärwicklung 110 entgegengesetzte Wicklungsrichtungen aufweisen), ist der Strom Is durch die Sekundärwicklung 110 null, wenn der Schalttransistor 122 aktiviert ist.
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Wenn der Schalttransistor 122 deaktiviert wird, zum Beispiel zu den Zeitpunkten t1 und t4, kehrt die Spannung über der Primärwicklung 108 und folglich die Spannung über der Sekundärwicklung 110 ihre Polarität um und erhöht sich, bis die Spannung über der Sekundärwicklung 110 im Wesentlichen der Ausgangsspannung Vout plus einer Diodenspannung über dem Ausgangsgleichrichter 112 entspricht. Diese Diodenspannung kann zum Beispiel der Vorwärtsspannung der Diode 112 entsprechen. Wenn der Ausgangsgleichrichter 112 deaktiviert wird, wird die Primärwicklung 108 entmagnetisiert und überträgt die Energie, die induktiv in der Primärwicklung 108 gespeichert war, an die Sekundärwicklung 110 und an den Ausgang Vout. Wie gezeigt wird, verringert sich ein Primärstrom Ip zu den Zeitpunkten t1 und t4 auf null, wenn der Schalttransistor 122 ausgeschaltet ist, und der Strom Is durch die Sekundärwicklung 110, der null war als der Schalttransistor 122 aktiv war, springt zu den Zeitpunkten t1 und t4 auf einen Pegel und beginnt dann, sich zu verringern.
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Aufgrund der induktiven Kopplung zwischen der Hilfswicklung 116 und der Primärwicklung 108 entspricht der Spannungspegel der Hilfsspannung Vfb während der Zeit, in der der Schalttransistor 122 aktiv ist (d. h. wenn die Ansteuerspannung OUT high ist), im Wesentlichen: Vfb = –N23/N21·Vin wobei N23 die Anzahl der Windungen der Hilfswicklung 116 darstellt. Wenn der Schalttransistor 122 inaktiv ist (d. h. wenn der Knoten OUT low ist), entspricht der Spannungspegel der Hilfsspannung Vaux im Wesentlichen: Vaux = N23/N22·(Vout + Vdiode) solange der Strom Is durch die Sekundärwicklung 110 sich nicht auf null verringert hat. Wenn sich der Sekundärstrom Is auf null verringert, das heißt, wenn der Transformator vollständig entmagnetisiert ist, wird die Sekundärspannung und demzufolge die Hilfsspannung Vfb null. Parasitäre Effekte, wie zum Beispiel parasitäre Kapazitäten des Transformators, können Nachschwingen oder Schwingungen der Hilfsspannung Vfb zu dem Zeitpunkt bewirken, zu dem der Transformator 106 entmagnetisiert worden ist, wie im Kurvenbild von Vfb beginnend zum Zeitpunkt t2 gezeigt wird. Dieses Nachschwingen tritt auf, weil der Ausgangsgleichrichter 112 auf der Sekundärseite des Transformators 106 die Polarität umkehrt und für die Sekundärwicklung 110 eine Leerlaufschaltung darstellt. Von daher erscheint der Drain des Schalttransistors 122 als eine Parallelresonanz, die die Induktanz der Primärwicklung 108 parallel zur mit dem Drain des Schalttransistors gekoppelten Kapazität beinhaltet.
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Die Steuerung 126 kann dieses Nachschwingphänomen nutzen, um zu bestimmen, wann die Sekundärwicklung 110 entmagnetisiert worden ist, um ein primärseitiges Steuern des Ausgangsstroms durchzuführen. Durch Steuern des Spitzenprimärstroms Ip und des Verhältnisses der Zeit, in der die Sekundärwicklung 110 entlädt (Tsec), zur Gesamtzykluszeit (Tcycle), ist zum Beispiel der Ausgangsstrom zur Leistungsversorgungslast insoweit steuerbar, dass diese Größen genau gemessen und/oder gesteuert werden können.
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Bezugnehmend auf 1b ändert die Hilfsspannung Vfb, genau wie die Primärspannung und die Sekundärspannung, ihre Polarität, wenn der Schalttransistor 122 ausgeschaltet wird, zum Beispiel zu den Zeitpunkten t1 und t4. Vfb ändert ebenfalls ihre Polarität, und ebenso, wenn der Schalttransistor 122 eingeschaltet wird, zum Beispiel zum Zeitpunkt t3. In einigen Fällen wird der Nulldurchgang des Signals Vfb verwendet, um den Zeitpunkt zu detektieren, an dem die Sekundärwicklung 110 entmagnetisiert ist. Wenn der Entmagnetisierungszeitpunkt allerdings auf Basis des Nulldurchgangs von Vfb detektiert wird, ist dies der Zeitfehler Terr, der die Verzögerung zwischen dem Zeitpunkt, zu dem die Sekundärwicklung 110 entmagnetisiert ist, und dem Zeitpunkt, zu dem die Spannung Vfb durch Null geht, darstellt. Diese Verzögerung kann Fehler im gesteuerten Laststrom bewirken. Zusätzlich kann diese Verzögerung mit der Temperatur, Leistungsversorgungsschwankungen, Schaltungsbelastung und anderen Parametern und Bedingungen variieren.
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2a veranschaulicht den Sperrwandler 200 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie gezeigt wird, enthält der ausführungsgemäße Sperrwandler 200 den Diodenbrückengleichrichter 102 und den Transformator 106. Die ausführungsgemäße Steuerung 202 ist dazu ausgelegt, primärseitige Stromsteuerung für mit dem Ausgang Vout gekoppelte Lasten bereitzustellen, und enthält den Schalttransistor 222, der mit dem Transformator 106 über den Kaskodentransistor 204 gekoppelt ist. In einigen Ausführungsformen kann die ausführungsgemäße Steuerung in einer einzigen integrierten Schaltung umgesetzt sein. Alternativ kann die Steuerung 202 anders aufgeteilt sein. Zum Beispiel kann der Schalttransistor 222 als eine diskrete Komponente umgesetzt sein.
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In verschiedenen Ausführungsformen kann die Steuerung 202 dazu ausgelegt sein, primärseitige Konstantstromsteuerung für eine Last bereitzustellen. In solchen Ausführungsformen kann der Ausgangsstrom durch Mitteln des Dreieckstroms des Ausgangsgleichrichters 112 über einem Schaltzyklus erreicht werden: IO = IPK(NP/NS)(tDIS/2tS), wobei gilt: IO ist der Ausgangsstrom, IPK ist der Spitzenprimärstrom, NP/NS ist das Transformatorwicklungsverhältnis zwischen der Primär- und der Sekundärseite, tDIS ist die Stromentladezeit der Diode DR, und tS ist die Schaltdauer. Bei der Konstantstromsteuerung gibt es zwei Parameter, die die Ausgangsstromgenauigkeit in Bezug auf die Transformator- und die Netzwechselspannung beeinflussen. Dies sind die Spitzenprimärstromsteuerung und die Bestimmung der Stromentladezeit der Diode DR.
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Bezüglich der Spitzenprimärstromsteuerung gilt, dass der Spitzensekundärstrom von der Transformatorwindungszahl und dem Spitzenprimärstrom abhängt. Das Transformatorwindungsverhältnis liegt im Allgemeinen fest und weist normalerweise keine Streuung auf. Der einzige Hauptfaktor, der die Spitzensekundärstromsteuerung beeinflusst, ist die Spitzenprimärstromsteuerung. Aufgrund der Ausbreitungsverzögerungen im System kann sich der Spitzenprimärstromwert bei einer anderen Netzwechselspannung ändern. Dieses Problem kann zum Beispiel gelöst werden, indem die Spannung Vcs mit einer variablen, zeitabhängigen Referenzspannung verglichen wird, wie im
US-Patent 6,665,197 beschrieben wird, das hier durch Bezugnahme in seiner Gänze aufgenommen worden ist. In einer Ausführungsform wird die Funktionalität durch den Komparator
246 umgesetzt, der die Spannung Vcs mit dem Ausgang der Kompensationsschaltung
244 für die Spitzenprimärstromausbreitungsverzögerung vergleicht, um die Ausgangsstromschwankungen aufgrund der Ausbreitungsverzögerung im Spitzenprimärstromdetektionspfad zu reduzieren. Der Ausgang des Komparators
246 wird verwendet, um den Schalttransistor
222 über das SR-Latch
238 und den Schalttreiber
236 auszuschalten.
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Bezüglich der Stromentladezeit des Ausgangsgleichrichters 112 gilt, dass Zeitfehler bei der Detektion der Entmagnetisierung der Sekundärwicklung 110 minimiert werden, indem zum Beispiel die Entmagnetisierung der Sekundärwicklung 110 durch Abtasten einer Änderung in der Steilheit der Spannung Vdrain am Drain des Schalttransistors 222 detektiert wird. In der veranschaulichten Ausführungsform enthält der Transformator keine Hilfswicklung.
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2b veranschaulicht ein Signalverlaufsdiagramm des Sekundärstroms Is und von Vdrain, das dem Betrieb des ausführungsgemäßen Sperrwandlers 200 entspricht. Wenn die Sekundärwicklung 110 entmagnetisiert wird, weist die Spannung Vdrain, wie gezeigt wird, eine erste Steilheit A auf, die proportional zur Steilheit der Ausgangsspannung Vout ist. Unter leicht belasteten Bedingungen kann diese Steilheit A gering sein, während die Steilheit A bei stärker belasteten Bedingungen größer sein kann. Wenn die Sekundärwicklung 110 entmagnetisiert ist, ändert sich allerdings die Steilheit von Vdrain zum Zeitpunkt t2 in die Steilheit B. Wie aus 2b ersichtlich ist, liegt der Zeitpunkt t2 vor dem ersten Schwingungszyklus der Spannung Vdrain, somit ist in einigen Ausführungsformen das Detektieren der Entmagnetisierung der Sekundärwicklung 110 durch Detektieren der Änderung der Steilheit schneller als das Detektieren der Entmagnetisierung der Sekundärwicklung 110 durch Detektieren von Nulldurchgängen oszillierender Signale.
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Bezugnehmend auf 2a detektiert die ausführungsgemäße Steuerung 202 die Änderung in der Steilheit unter Verwendung des Nulldurchgangsdetektors 230, der mit dem Drain des Schalttransistors 222 gekoppelt ist. Die Nachschwingunterdrückungsschaltung 232 beseitigt Störspitzen im Ausgang des Nulldurchgangsdetektors 230 und verhindert eine versehentliche Detektion eines Nulldurchgangs, wenn der Schalttransistor 222 ausgeschaltet wird. Der Ausgang der Nachschwingunterdrückungsschaltung 232 ist mit dem SR-Latch 234 gekoppelt, das die Stromquelle 266 über die Verzögerungsschaltung 250 und den Schalter 264 aktiviert.
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In einer Ausführungsform wird das Verhältnis der Entladezeit der Sekundärwicklung 110 zur Gesamtzykluszeit durch Laden und Entladen des Zeitsteuerungskondensators 262 mit den Stromquellen 258 und 266 gesteuert, die von den Schaltern 260 bzw. 264 gesteuert werden. Alternativ können die Stromquellen 258 und 266 in einer anderen Art und Weise gesteuert werden, zum Beispiel durch direktes Ein- und Ausschalten der Stromquellen 258 und 266 unter Verwendung von Strom schaltenden Schaltungen und im Fachgebiet bekannten Verfahren.
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2c zeigt Signalverlaufsdiagramme, die den Betrieb eines ausführungsgemäßen primärseitigen Stromsteuerverfahrens veranschaulichen. In einer Ausführungsform wird der Schalttransistor 222 zum Zeitpunkt t1 eingeschaltet. Vom Zeitpunkt t1 bis t2 erhöht sich der Primärstrom Ip linear mit der Zeit. Während dieser Zeit wird der Zeitsteuerungskondensator 262 aufgeladen. Wenn die Spannung Vcs des CS-Pins den Schwellenwert schneidet, der von der Kompensationsschaltung 244 für die Spitzenprimärstromausbreitungsverzögerung bereitgestellt wird, wenn er vom Komparator 246 detektiert wird, wird der Schalttransistor 222 ausgeschaltet. Der Pin CS ist mit dem Widerstand 224 gekoppelt, um eine Spannung bereitzustellen, die proportional zum primärseitigen Strom Ip ist. Sobald dieser Schwellenwert detektiert wird, wird der Schalttransistor 222 über das SR-Latch 238 und den Schaltertreiber 236 ausgeschaltet, wodurch bewirkt wird, dass die Sekundärwicklung 110 entlädt und einen linear sich verringernden Strom produziert. Der Ausgang des Komparators 246 aktiviert auch die Stromquelle 266 über das UND-Gatter 248 und die Verzögerungsschaltung 250. Wie in 2c gezeigt wird, bewirkt die Wirkung der Verzögerungsschaltung 250, dass die Spannung von VCAP zwischen den Zeitpunkten t2 und t3 konstant bleibt. In einer Ausführungsform kann die Verzögerungsschaltung 250 verwendet werden, um Verzögerungen beim Detektieren der Endebedingung der Entmagnetisierung der Sekundärwicklung 110 zu kompensieren.
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Zum Zeitpunkt t3 wird der Zeitsteuerungskondensator 262 mit der Stromquelle 266 entladen, bis der Nulldurchgangsdetektor 230 eine Änderung in der Steilheit von Vdrain detektiert. Wenn der Nulldurchgangsdetektor 230 die Änderung der Steilheit detektiert, wird in einer Ausführungsform die Stromquelle 266 über das SR-Latch 234, das UND-Gatter 248, die Verzögerungsschaltung 250 und den Schalter 264 ausgeschaltet, und die Stromquelle 258 wird über das SR-Latch 234, das ODER-Gatter 256 und den Schalter 260 eingeschaltet. Im Ergebnis wird der Zeitsteuerungskondensator 262 aufgeladen, und die Spannung über dem Zeitsteuerungskondensator erhöht sich nach dem Zeitpunkt t4. Wenn die Spannung von VCAP den Schwellenwert VREF schneidet (eine intern erzeugte Referenz), wie durch den Komparator 252 bestimmt wird, wird der Schalttransistor 222 über das ODER-Gatter 240, den SR-Latch 238 und den Schaltertreiber 236 eingeschaltet, wodurch ein neuer Schaltzyklus gestartet wird. In einer Ausführungsform ist die vom Komparator 252 verwendete Schwellenspannung proportional zur Leistungsversorgungsspannung Vdd, um Versorgungsspannungsschwankungen in der Detektionszeit für die Entmagnetisierung der Sekundärwicklung 110 zu kompensieren. In einigen Ausführungsformen kann der Schwellenwert VREF lediglich die Hälfte der Leistungsversorgungsspannung Vdd betragen. Alternativ können andere Spannungen als Schwellenwert VREF verwendet werden. Der Zeitgeber 242 ist mit dem Eingang des ODER-Gatters 240 gekoppelt, um einen Impuls zum Einschalten des Schalttransistors 222 beim Hochfahren bereitzustellen.
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In einer Ausführungsform wird die Leistungsversorgungsspannung Vdd von der Spannung Vdrain genommen, die mit der Source des Kaskodentransistors 204 gekoppelt ist, dessen Gate mit der Zenerdiode 210 und dem Widerstand 208 vorgespannt ist, wodurch die Source-Spannung des Kaskodentransistors 204 auf eine Maximalspannung geklemmt wird, die von der Klemmspannung der Zenerdiode 210 minus der Schwellenspannung des Kaskodentransistors vorgegeben wird. Die Spannung Vdrain wird weiterhin mit der Diode 212 gleichgerichtet und mit dem Kondensator 214 gefiltert, um die Leistungsversorgungsspannung der ausführungsgemäßen Steuerung 202 zu bilden. In einigen Ausführungsformen führt eine niedrigere Netzwechselspannung zu einer langsameren Detektion der Entmagnetisierung der Sekundärwicklung 110. Allerdings ist die Einschaltzeit des Schalttransistors 222 umgekehrt proportional zur Netzwechselspannung. Indem der Schwellenwert Vref des Komparators 252 proportional zu Vdd, und damit ebenfalls proportional zur Netzwechselspannung, gemacht wird, wird der Schalttransistor 222 für niedrigere Netzwechselspannungen früher eingeschaltet, wodurch die langsamere Detektionszeit kompensiert wird. In einer Ausführungsform kann der Gleichspannungs-Offset Vref der Schwellenspannung 254 eingestellt werden, ebenso sein proportionales Verhältnis zu Vdd, um die Auswirkung der Netzwechselspannung auf die Detektionszeit für die Entmagnetisierung der Sekundärwicklung 110 besser zu kompensieren. In einigen Ausführungsformen kann der Unterschied in den Detektionsverzögerungen aufgrund unterschiedlicher Netzwechselspannungen unter Verwendung des in 2a gezeigten Verzögerungsblocks 250 kompensiert werden.
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2d veranschaulicht eine Kurve von Verzögerungskompensation gegenüber Einschaltzeit des Schalttransistors 222. Wie gezeigt wird, wird für kurze Einschaltzeiten eine konstante Verzögerung hinzugefügt, um konstante Ausbreitungsverzögerungen innerhalb des Entmagnetisierungs-Detektionspfades zu berücksichtigen. Diese Ausbreitungsverzögerungskompensation wird zum Beispiel unter Verwendung der Verzögerungsschaltung 250 umgesetzt. Für längere Einschaltzeiten wird zusätzliche Verzögerungskompensation hinzugefügt, um die Auswirkung der Netzwechselspannung auf die Detektionszeit für die Änderungen der Steilheit von Vdrain zu kompensieren, wenn die Sekundärwicklung 110 entmagnetisiert wird.
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3 veranschaulicht eine ausführungsgemäße Nulldurchgangsschaltung 301, die verwendet werden kann, um den in 2a gezeigten Nulldurchgangsdetektor 230 umzusetzen. Der Kaskodentransistor 204, die Primärwicklung 108, die Zenerdiode 210 und der Widerstand 208 werden gezeigt, um zu veranschaulichen, wie die Nulldurchgangsschaltung 301 an externe Schaltkreise des getakteten Leistungswandlers ankoppelt. In einer Ausführungsform ist der Komparator 306 mit Vdrain über den Kondensator 302 gekoppelt. Der positive Eingang des Komparators 306 wird unter Verwendung der Stromquelle 304 und der Dioden 310 und 312 vorgespannt, allerdings kann irgendeine äquivalente Komparator- und Vorspannstruktur in alternativen Ausführungsformen verwendet werden. In einer Ausführungsform vergleicht der Komparator 306 die Spannung des Kondensators 302 mit der Referenzspannung 308. Es versteht sich, dass der Komparator 308 und die Referenzspannung 308 unter Verwendung von im Fachgebiet bekannten Schaltungen und Verfahren umgesetzt bzw. erzeugt werden können. Während des Betriebs wird mit dem Kondensator 302 ein Hochpassfilter umgesetzt, der auf schnelle Änderungen in Spannungssteilheiten bei Vdrain reagieren kann. Die Dioden 310 und 312 können verwendet werden, um zum Beispiel sicherzustellen, dass die Spannung Vsense am Eingang des Komparators 306 nicht zu weit unter Masse fällt. In einigen Ausführungsformen ist der Kondensator 206 zwischen dem Drain und der Source des Kaskodentransistors 204 gekoppelt, um die Detektionsgeschwindigkeit zu erhöhen.
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4 veranschaulicht eine ausführungsgemäße Nachschwingunterdrückungsschaltung 400, die verwendet werden kann, um die in 2a gezeigte Nachschwingunterdrückungsschaltung 232 umzusetzen. Die Basisfunktion des Nachschwingunterdrückungsblocks 232 ist es, jeden Nulldurchgang zu verwerfen, der innerhalb eines gewissen Zeitintervalls nach dem Zeitpunkt detektiert wird, zu dem das Gate des Schalttransistors eingeschaltet wird. Der Pin ZCD ist mit dem Ausgang des Nulldurchgangsdetektors 230 gekoppelt, und der Pin GATE ist mit dem Gate des Schalttransistors 222 gekoppelt. Wenn der Pin GATE von high nach low übergeht, wodurch bewirkt wird, dass der Ausgang des Inverters 408 von low nach high übergeht, wird in einer Ausführungsform ein kurzer Impuls am Ausgang der UND-Gatter 402 und 404 produziert. Die Länge dieses Impulses wird zum Beispiel durch die Höhe der vom Verzögerungsblock 406 produzierten Verzögerung bestimmt, die im veranschaulichten Fall etwa 1 μs beträgt. In alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können andere im Fachgebiet bekannte Schaltungen, die Störspitzen beseitigen, und/oder andere logisch und funktional ähnliche Schaltungen verwendet werden.
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5 veranschaulicht die ausführungsgemäße Verzögerungsschaltung 500, die verwendet werden kann, um die in 2a gezeigte Verzögerungsschaltung 250 umzusetzen. In einer Ausführungsform verzögert die Verzögerungsschaltung 500 einen logischen Eingang am Knoten GATE, um das Ausgangssignal OUT bereitzustellen. Die Verzögerung dieser Schaltung beinhaltet eine feste Verzögerung, die durch die Schaltung 516 für feste Verzögerung umgesetzt wird, die den konstanten Verzögerungsbereich in 2d darstellt, und die Stromsensoren 502 und 504 setzen zusammen mit dem Kondensator 518 eine variable Verzögerung um, die den variablen Verzögerungsbereich von 2d darstellt. Wenn während des Betriebs die Spannung am Eingang GATE high wird, wird die Stromquelle 502 über den Schalter 506 aktiviert. Wenn die Spannung über dem Kondensator 518 den Schwellenwert des Komparators 512 schneidet, wie durch die Spannungsquelle 514 dargestellt wird, ändert sich der Ausgang am Knoten OUT nach einer festen Verzögerung 516 von low nach high. Wenn auf der anderen Seite die Spannung am Eingang GATE low wird, wird die Stromquelle 504 über den Inverter 510 und den Schalter 508 aktiviert, wodurch bewirkt wird, dass sich die Spannung über dem Kondensator 518 verringert. Der Ausgang am Knoten OUT wird dann low, nachdem der Komparator 512 nach einer festen Verzögerung 516 ausgelöst worden ist. In einer Ausführungsform ist der Strom der Entladestromquelle 504 ein variabler Strom, der gemäß der zeitlichen Dauer variiert wird, die der Schalttransistor 222 eingeschaltet ist. In einigen Ausführungsformen wird die Spannung des Kondensators 518 auf eine Minimalspannung unter Verwendung der Referenzspannung 522 und der Diode 510 geklemmt.
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6 veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens 600. Im Schritt 602 wird für eine erste Zeitdauer eines ersten Zyklus ein Schalter eingeschaltet, der mit einer Primärwicklung eines Transformators eines Sperrwandlers gekoppelt ist. Während dieser ersten Zeitdauer wird die Primärwicklung des Transformators magnetisiert. Als Nächstes wird im Schritt 604 der Schalter für eine zweite Zeitdauer im ersten Zyklus ausgeschaltet. Während dieser Zeit stellt die Sekundärwicklung des Transformators Strom für die Last des Sperrwandlers bereit, bis die Sekundärwicklung entmagnetisiert ist. Diese Entmagnetisierung wird durch Detektieren einer Änderung der Flankensteilheit einer Spannung des Schalters im Schritt 606 detektiert. Eine Einschaltzeit wird auf Basis des Detektierens der Änderung der Flankensteilheit im Schritt 608 bestimmt, und der Schalter wird beim bestimmten Einschaltzeitpunkt im Schritt 610 eingeschaltet.
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Gemäß einer Ausführungsform beinhaltet ein Verfahren zum Betrieb eines getakteten Leistungswandlers das Einschalten eines Halbleiterschalters, der mit einer Primärwicklung eines Transformators für eine erste Zeitdauer eines ersten Zyklus gekoppelt ist, das Ausschalten des Halbleiterschalters für eine zweite Zeitdauer des ersten Zyklus, das Detektieren einer Änderung in der Flankensteilheit einer Spannung an einem Ausgangsknoten des Halbleiterschalters, das Bestimmen einer Schaltereinschaltzeit auf Basis des Detektierens der Änderung in der Flankensteilheit und das Einschalten des Halbleiterschalters zur bestimmten Schaltereinschaltzeit für eine erste Zeitdauer eines zweiten Zyklus. Das Detektieren der Änderung der Flankensteilheit kann das kapazitive Koppeln eines Ausgangsknotens des Halbleiterschalters mit einem ersten gekoppelten Knoten und das Bestimmen, dass die Flankensteilheit sich geändert hat, wenn die Spannung des ersten gekoppelten Knotens einen ersten Schwellenwert schneidet, beinhalten. Der Halbleiterschalter kann zum Beispiel durch einen MOSFET umgesetzt werden, so dass der Ausgangsknoten ein Drain des MOSFET ist.
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In einer Ausführungsform beinhaltet das Bestimmen der Schaltereinschaltzeit das Aufladen eines Kondensators mit einem ersten Strom einer ersten Polarität während der ersten Zeitdauer des ersten Zyklus, bis der Halbleiterschalter ausgeschaltet wird, und dann das Beenden des Aufladens des Kondensators mit dem ersten Strom, wenn der Halbleiterschalter ausgeschaltet wird. Nachdem eine erste Verzögerungsdauer gewartet worden ist, wird der Kondensator mit einem zweiten Strom einer zweiten Polarität, die der ersten Polarität entgegensetzt ist, aufgeladen, bis die Änderung der Flankensteilheit detektiert wird, und dann wird der Kondensator mit dem ersten Strom aufgeladen, nachdem die Änderung der Flankensteilheit detektiert worden ist. Das Verfahren beinhaltet das Bestimmen, wann eine Spannung des Kondensators eine erste Schwellenspannung schneidet, nachdem die Änderung der Flankensteilheit detektiert worden ist.
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In einer Ausführungsform beinhaltet das Einschalten des Halbleiterschalters zur bestimmten Einschaltzeit das Einschalten des Halbleiterschalters auf Basis der Bestimmung, wenn die Spannung des Kondensators die erste Schwellenspannung schneidet. In einigen Ausführungsformen ist die erste Schwellenspannung proportional zu einer Leistungsversorgungsspannung einer Steuerung eines getakteten Leistungswandlers, und in einigen Ausführungsformen kompensiert die erste Verzögerungsdauer eine Verzögerung beim Detektieren einer Entmagnetisierung einer Sekundärwicklung des Transformators. Das Verfahren kann weiterhin das Bestimmen einer zeitlichen Dauer der ersten Zeitdauer des ersten Zyklus beinhalten, wobei das Bestimmen das Vergleichen eines Schalterstroms mit einem zweiten Schwellenwert umfasst.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform enthält eine Leistungsversorgungssteuerschaltung eine Flankensteilheitsdetektionsschaltung, die mit einem ersten Anschluss gekoppelt ist, der dazu ausgelegt ist, mit einem ersten Ausgangsknoten eines Schalttransistors gekoppelt zu werden. Die Flankensteilheitsdetektionsschaltung ist dazu ausgelegt, eine Änderung der Flankensteilheit am ersten Anschluss zu detektieren. Die Leistungsversorgungssteuerschaltung enthält auch eine Zeitsteuerungsschaltung, die mit einem Ausgang der Flankensteilheitsdetektionsschaltung gekoppelt ist, eine Stromdetektionsschaltung, die mit einem zweiten Anschluss gekoppelt ist, der dazu ausgelegt ist, mit einem zweiten Ausgangsknoten des Schalttransistors gekoppelt zu werden, und eine Schaltertreiberschaltung, die mit einem Ausgang der Zeitsteuerungsschaltung gekoppelt ist und die dazu ausgelegt ist, mit einem Steuerknoten des Schalttransistors gekoppelt zu werden. Die Schaltertreiberschaltung ist dazu ausgelegt, den Schalttransistor zu deaktivieren, wenn ein detektierter Strom einen ersten Schwellenwert überschreitet, und sie ist dazu ausgelegt, den Schalttransistor zu aktivieren, wenn die Zeitsteuerungsschaltung bestimmt, dass ein Verhältnis einer ersten Zeitdauer zu einer Zykluszeit des Schalttransistors eingehalten worden ist. Die erste Zeitdauer beinhaltet eine zeitliche Dauer vom Ausschalten des Schalttransistors bis zum Detektieren einer Änderung der Flankensteilheit durch die Flankensteilheitsdetektionsschaltung.
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In einer Ausführungsform enthält die Leistungsversorgungssteuerschaltung weiterhin den Schalttransistor. Der Schalttransistor kann zum Beispiel unter Verwendung eines MOSFET umgesetzt werden, so dass der erste Ausgangsknoten des Schalttransistors ein Drain des MOSFET, der zweite Ausgangsknoten des Schalttransistors eine Source des MOSFET und der Steuerknoten des Schalttransistors ein Gate des MOSFET ist.
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In einer Ausführungsform sind die Flankensteilheitsdetektionsschaltung, die Zeitsteuerungsschaltung, die Stromdetektionsschaltung und der Schalttransistor auf einer gleichen integrierten Schaltung angeordnet. Die Flankensteilheitsdetektionsschaltung kann einen Komparator und eine Kapazität enthalten, die zwischen dem ersten Anschluss und einem ersten Eingangsknoten des Komparators gekoppelt sind.
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In einer Ausführungsform enthält die Zeitsteuerungsschaltung einen Zeitsteuerungskondensator, eine erste Stromquelle und eine zweite Stromquelle, die mit dem Zeitsteuerungskondensator gekoppelt ist, und einen Komparator, der einen ersten Eingang aufweist, der mit dem Zeitsteuerungskondensator gekoppelt ist. Die erste Stromquelle ist dazu ausgelegt, den Zeitsteuerungskondensator in einer ersten Richtung aufzuladen, und enthält einen ersten Aktivierungsanschluss, der mit einem Ausgang der Flankensteilheitsdetektionsschaltung gekoppelt ist. Die zweite Stromquelle ist dazu ausgelegt, den Zeitsteuerungskondensator in einer zweiten Richtung aufzuladen, die der ersten Richtung entgegengesetzt ist, und enthält einen zweiten Aktivierungsanschluss, der mit einem Ausgang der Stromdetektionsschaltung gekoppelt ist.
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In einer Ausführungsform enthält die Leistungsversorgungssteuerschaltung weiterhin eine Verzögerungsschaltung, die zwischen dem zweiten Aktivierungsanschluss und dem Ausgang der Stromdetektionsschaltung gekoppelt ist. In einigen Ausführungsformen enthält der Komparator einen zweiten Eingang, der mit einer Referenzspannung gekoppelt ist, die proportional zu einer Spannung der Leistungsversorgung gekoppelt ist, die mit einer Primärwicklung eines getakteten Leistungswandlers gekoppelt ist.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform enthält ein getakteter Leistungswandler eine Flankensteilheitsdetektionsschaltung, die dazu ausgelegt ist, mit einem ersten Ausgangsknoten eines Schalttransistors gekoppelt zu werden, und eine Steuerung, die dazu ausgelegt ist, mit einer Primärwicklung eines Transformators gekoppelt zu werden. Die Steuerung ist dazu ausgelegt, den Schalttransistor für eine erste Zeitdauer eines ersten Zyklus einzuschalten, den Schalttransistor für eine zweite Zeitdauer des ersten Zyklus auszuschalten, eine Schaltereinschaltzeit auf Basis eines Ausgangs der Flankensteilheitsdetektionsschaltung zu bestimmen und den Schalttransistor zur Schaltereinschaltzeit einzuschalten. In einigen Ausführungsformen enthält die getaktete Leistungswandlerschaltung weiterhin den Schalttransistor und/oder den Transformator. In einer Ausführungsform enthält der getaktete Leistungswandler nach Anspruch 19 weiterhin einen Kaskodentransistor, der zwischen der Primärwicklung des Transformators und dem Schalttransistor gekoppelt ist.
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In einer Ausführungsform enthält die Flankensteilheitsdetektionsschaltung einen ersten Komparator und eine Kapazität, die zwischen dem ersten Ausgangsknoten des Schalttransistors und einem ersten Eingangsknoten des ersten Komparators gekoppelt sind. Die Steuerung kann Folgendes enthalten: einen Zeitsteuerungskondensator, eine erste, mit dem Zeitsteuerungskondensator gekoppelte Stromquelle, eine zweite, mit dem Zeitsteuerungskondensator gekoppelte Stromquelle, einen zweiten Komparator, der einen ersten, mit dem Zeitsteuerungskondensator gekoppelten Eingang und einen zweiten, mit dem ersten Schwellenspannungsknoten gekoppelten Eingang aufweist, und eine erste Verzögerungsschaltung, die einen, mit wenigstens einer der beiden Stromquellen, der ersten oder der zweiten, gekoppelten Ausgangsknoten aufweist. Die erste Verzögerungsschaltung kann dazu ausgelegt sein, eine Verzögerung mit einer ersten Verzögerungsdauer bereitzustellen.
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Die Steuerung kann weiterhin dazu ausgelegt sein, die erste Stromquelle während der ersten Zeitdauer des ersten Zyklus zu aktivieren, bis der Schalttransistor am Ende der ersten Zeitdauer des ersten Zyklus ausgeschaltet wird, und sie kann dazu ausgelegt sein, das Aktivieren der ersten Stromquelle am Ende der ersten Zeitdauer des ersten Zyklus zu beenden. Nach dem Warten für die erste Verzögerungsdauer kann die Steuerung die zweite Stromquelle aktivieren, bis die Flankensteilheitsdetektionsschaltung eine Änderung der Flankensteilheit am Ende eines ersten Abschnitts der zweiten Zeitdauer des ersten Zyklus detektiert, die erste Stromquelle am Ende des ersten Abschnitts der zweiten Zeitdauer aktivieren und die Schaltereinschaltzeit bestimmen, wenn eine Spannung des Zeitsteuerungskondensators eine Spannung des ersten Schwellenspannungsknotens schneidet. In einer Ausführungsform ist der erste Schwellenspannungsknoten dazu ausgelegt, eine Spannung aufzuweisen, die proportional zu einer Versorgungsspannung der Primärwicklung ist.
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Zu Vorteilen einiger ausführungsgemäßer Leistungsversorgungssteuerungen zählt die Fähigkeit, genaue primärseitige Stromsteuerung einer Last bereitzustellen. In einigen Ausführungsformen behält diese Leistungssteuerung ihre Genauigkeit bei Schwankungen der Netzwechselspannung bei. In einigen Ausführungsformen kann ein einfacher Transformator verwendet werden, um einen Sperrwandler ohne Hilfswicklung umzusetzen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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