DE102015104608A1 - System und Verfahren für ein Schaltnetzteil - Google Patents

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Abstract

Gemäß einer Ausführungsform enthält ein Verfahren zum Betrieb eines Schaltnetzteils das Detektieren einer Spannungsverringerung in einer Sekundärwicklung eines Transformators durch Detektieren einer ersten Spannungstransienten unter Verwendung eines Sensors, der kapazitiv mit der Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist. Ein sekundärseitiger Schalter, der mit der Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist, wird auf Basis davon eingeschaltet, wann die erste Spannungstransiente detektiert wird.

Description

  • Die vorliegende Offenbarung bezieht sich im Allgemeinen auf eine elektronische Einrichtung und insbesondere auf ein System und ein Verfahren für ein Schaltnetzteil.
  • Leistungsversorgungssysteme sind allgegenwärtig in vielen elektronischen Anwendungen von Computern bis zu Kraftfahrzeugen. Im Allgemeinen werden Spannungen in einem Leistungsversorgungssystem erzeugt, indem eine DC/DC, DC/AC-, DC/AC- und/oder eine AC/DC-Gleichstrom-Wandlung durchgeführt wird, indem ein mit einer Induktivität oder einem Transformator belasteter Schalter betätigt wird. Zu einer Klasse solcher Systeme zählen Schaltnetzteile (SMPS, Switched Mode Power Supplies). Ein SMPS ist normalerweise effizienter als andere Typen von Leistungswandlersystemen, weil Leistungswandlung durch gesteuertes Aufladen und Entladen der Induktivität oder des Transformators durchgeführt wird, und es reduziert die Energie, die aufgrund von Leistungsverlust über ohmschen Spannungsabfällen verloren geht.
  • Ein SMPS enthält normalerweise wenigstens einen Schalter und einen Induktor oder Transformator. Einige spezielle Topologien enthalten unter anderem Abwärtswandler, Aufwärtswandler und Flyback-Wandler. Eine Steuerschaltung wird üblicherweise verwendet, um den Schalter zu öffnen und zu schließen, um den Induktor zu laden und zu entladen. In einigen Anwendungen wird der Strom, der der Last zugeführt wird, und/oder die Spannung, die der Last zugeführt wird, über eine Rückkopplungsschleife gesteuert.
  • Eine Anwendung eines SMPS ist ein Ladegerät für eine Lithiumionen-Batterie. Weil Lithiumionen-Batterien anfällig für Beschädigungen sind, falls eine obere Spannungsbegrenzung überschritten wird, ist es üblich, die Batterie mit einem konstanten Strom zu laden, bis die Ausgangsspannung eine Sollspannung erreicht. Im Ergebnis kann solch ein Batterieladegerät ein SMPS nutzen, das dazu ausgelegt ist, einen konstanten Strom bereitzustellen. Weil solche Batterieladegeräte Wechselstrom aus einer Wandsteckdose in einen Gleichstrom umwandeln können, werden üblicherweise Flyback-Wandler verwendet, die einen Transformator verwenden, um galvanische Trennung zwischen dem Wechselstromnetz und der Batterie, die geladen wird, bereitzustellen.
  • Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zum Betrieb eines Schaltnetzteils ebenso wie eine entsprechende Schaltung und einen Synchrongleichrichter bereitzustellen, die für die erwähnten Ladezwecke tauglich sind. Dieses Ziel wird durch das Verfahren nach Anspruch 1, die Schaltung nach Anspruch 13 und die integrierte Synchrongleichrichterschaltung nach Anspruch 24 erreicht. Verschiedene Ausführungsformen und weitere Entwicklungen werden durch die abhängigen Ansprüche abgedeckt.
  • Gemäß einer Ausführungsform enthält ein Verfahren zum Betrieb eines Schaltnetzteils das Detektieren einer Spannungsverringerung in einer Sekundärwicklung eines Transformators durch Detektieren einer ersten Spannungstransienten unter Verwendung eines Sensors, der kapazitiv mit der Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist. Ein sekundärseitiger Schalter, der mit der Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist, wird auf Basis davon eingeschaltet, wann die erste Spannungstransiente detektiert wird.
  • Für ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird jetzt Bezug auf die folgenden Beschreibungen in Verbindung mit den zugehörigen Zeichnungen genommen:
  • Die 1a–c veranschaulichen eine schematische Darstellung eines ausführungsgemäßen Flyback-Schaltleistungswandlers im Schaltbetrieb und zugehöriger Signalverlaufsdiagramme;
  • 2 veranschaulicht einen Schaltplan einer ausführungsgemäßen Sensorschaltung;
  • Die 3a–c veranschaulichen ein Signalverlaufsdiagramm, das den Betrieb einer ausführungsgemäßen Synchrongleichrichtersteuerung zeigt;
  • 4 veranschaulicht eine ausführungsgemäße integrierte Synchrongleichrichtersteuerungsschaltung;
  • Die 5a–b veranschaulichen einen ausführungsgemäßen resonanten Leistungswandler und ein zugehöriges Signalverlaufsdiagramm; und
  • 6 veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens.
  • Entsprechende Nummerierungen und Symbole in unterschiedlichen Figuren beziehen sich im Allgemeinen auf entsprechende Teile, es sei denn, es ist anders angegeben. Die Figuren sind gezeichnet, um die maßgeblichen Aspekte der bevorzugten Ausführungsformen klar zu veranschaulichen, und sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu gezeichnet. Um gewisse Ausführungsformen klarer zu veranschaulichen, kann ein Buchstabe auf eine Figurennummer folgen, der Varianten der gleichen Struktur, des gleichen Materials oder Prozessschrittes veranschaulicht.
  • Die Herstellung und die Verwendung von gegenwärtig bevorzugten Ausführungsformen werden unten ausführlich erörtert. Es versteht sich jedoch, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfindungsgemäße Konzepte bereitstellt, welche in einer großen Vielzahl spezifischer Zusammenhänge umgesetzt werden können. Die erörterten spezifischen Ausführungsformen dienen lediglich der Veranschaulichung spezifischer Wege, die Erfindung herzustellen und zu verwenden, und schränken nicht den Schutzbereich der Erfindung ein.
  • Die vorliegende Erfindung wird in Hinsicht auf die bevorzugten Ausführungsformen in einem speziellen Kontext, einem System und einem Verfahren für ein Schaltnetzteil in einer Flyback-Konfiguration, beschrieben. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können auch auf andere Schaltnetzteilkonfigurationen und andere Systeme und Anwendungen angewandt werden, einschließlich auf andere schaltende Schaltungen, einschließlich, aber nicht darauf beschränkt, Leistungsversorgungssysteme und Motorsteuerungssysteme.
  • In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine sekundärseitige Synchrongleichrichtersteuerung unter Verwendung eines Sensors umgesetzt, der kapazitiv mit der Sekundärwicklung eines Transformators in einem Schaltnetzteil gekoppelt ist. Ein sekundärseitiger, mit der Sekundärwicklung gekoppelter Schalter wird aktiviert, wenn vom Sensor eine Transiente detektiert wird. Diese Transiente kann einer Transienten entsprechen, die durch einen mit der Primärseite des Transformators gekoppelten Schalter verursacht wird, wenn der Schalter geöffnet wird.
  • In einer Ausführungsform ist eine Klemmschaltung mit einem Eingang des Sensors gekoppelt. Somit kann eine Aktivierung des sekundärseitigen Schalters als ein Ergebnis des Einschaltens des primärseitigen Schalters verhindert werden, falls ein Strom durch die Klemmschaltung zum gleichen Zeitpunkt abgetastet wird, in dem der Sensor eine Spannungstransiente an der Sekundärwicklung detektiert. In einigen Ausführungsformen wird eine Abschaltzeit des sekundärseitigen Schalters gemessen, indem eine Entmagnetisierungszeit der Sekundärwicklung bestimmt wird und indem der sekundärseitige Schalter auf Basis einer Entmagnetisierungszeit eines vorherigen Zyklus abgeschaltet wird. In einigen Fällen kann die Zeitsteuerung des sekundärseitigen Schalters Totzonen beinhalten, die verhindern, dass der sekundärseitige Schalter zum gleichen Zeitpunkt eingeschaltet wird wie der primärseitige Schalter. Diese Totzonen können unter Verwendung von Verzögerungsschaltungen und Zählern umgesetzt werden.
  • 1 veranschaulicht einen ausführungsgemäßen Flyback-Schaltwandler 100, der einen Diodenbrückengleichrichter 102, einen Transformator 106, einen primärseitigen Schalttransistor 122, der von der Steuerung 126 auf der Primärseite gesteuert wird, und einen Schalttransistor 112, der von der integrierten Schaltung (IC) 140 der sekundärseitigen Steuerung auf der Sekundärseite gesteuert wird, enthält. Der Diodenbrückengleichrichter 102 wandelt Wechselspannung Vac um, die zum Beispiel eine Netzwechselspannung darstellen kann, in eine Gleichspannung Vin, die mit der Primärwicklung 108 des Transformators 106 gekoppelt ist. Restwelligkeit aus dem Gleichrichterbetrieb wird durch den Eingangsfilterkondensator 104 gefiltert. Die Schalthandlung des primärseitigen Schalttransistors 122 magnetisiert und entmagnetisiert die Primärwicklung 108 des Transformators 106, um Leistung von der Primärwicklung 108 zur Sekundärwicklung 110 mit einem Gleichspannungsausgang Vout zu übertragen. Der Ausgangsstrom an der Sekundärwicklung 110 wird mit dem sekundärseitigen Schalttransistor 112 gleichgerichtet, der vom sekundärseitigen Steuerungs-IC 140 gesteuert wird, die zusammen als ein Synchrongleichrichter funktionieren.
  • Wie gezeigt wird, weist die Sekundärwicklung 110 kein Rückkopplungsnetz auf, das von der Sekundärseite des Transformators 106 zur Primärseite des Transformators 106 gekoppelt ist. Stattdessen leitet der Flyback-Schaltwandler 100 seine Rückkopplungsspannung durch Überwachen der Spannung der Hilfswicklung 116 ab, die magnetisch mit dem Transformator 106 gekoppelt ist. Diese Rückkopplungsspannung aus der Hilfswicklung 116 wird durch die Steuerung 126 am Pin ZCD über einen Spannungsteiler, der unter Verwendung der Widerstände 132 und 134 umgesetzt wird, überwacht. Zusätzlich kann die Steuerung 126 eine Messung des primärseitigen Stroms durchführen, indem die Spannung über dem Stromerfassungswiderstand 124 überwacht wird, der mit der Quelle des primärseitigen Schalttransistors 122 am Pin CS gekoppelt ist. Auf Basis der Rückkopplung an den Pins ZCD und CS produziert die Steuerung 126 ein Schaltmuster am Pin GD, der mit dem Gate des primärseitigen Schalttransistors 122 über den Gate-Widerstand 148 gekoppelt ist, um eine im Allgemeinen stabile Ausgangsspannung und/oder Ausgangsstrom aufrechtzuerhalten. Während des Betriebs wird der Steuerung 126 Leistung über die Hilfswicklung 116, die Diode 118 und den Kondensator 120 bereitgestellt. Während des Anlaufens kann die Steuerung 126 Leistung aus der Spannung Vin über den Widerstand 128 und die Diode 130 aufnehmen. In einer Ausführungsform wird die Ausgangsspannung des ausführungsgemäßen Flyback-Schaltwandlers 100 unter Verwendung eines Tiefpassfilters gefiltert, der den Induktor 114 und den Ausgangskondensator 114 enthält.
  • Das sekundärseitige Steuerungs-IC 140 stellt dem sekundärseitigen Schalttransistor 112 ein Schaltsignal über den PIN GD bereit, um Synchrongleichrichtung bereitzustellen und um Kopplung von der Sekundärseite des Transformators 106 zur Steuerung 126 bereitzustellen. In einer Ausführungsform wird der Zustand der Sekundärwicklung 110 in das sekundärseitige Steuerungs-IC 140 über den Pin PC eingegeben, der mit der Sekundärwicklung 110 über den Kondensator 136 gekoppelt ist.
  • Mit Bezug auf 1b: Der Primärwicklungsstrom Ip erhöht sich, wenn der Knoten GD den primärseitigen Schalttransistor 122 aktiviert, zum Beispiel während des Zeitraums ton. Die Steilheit der Erhöhung des Primärstroms Ip bei Aktivierung des primärseitigen Schalttransistors 122 ist im Wesentlichen proportional zum Spannungspegel der Eingangsspannung Vin bzw. im Wesentlichen umgekehrt proportional zur Induktivität L der Primärwicklung 108 des Transformators. Das heißt: dIin/dt = Vin/L.
  • Wenn der primärseitige Schalttransistor 122 aktiviert wird, entspricht eine Spannung über der Primärwicklung 108 im Wesentlichen der Spannung Vin, und eine Spannung über der Sekundärwicklung 110 entspricht im Wesentlichen –N22/N21·Vin, wobei N21 die Anzahl der Windungen der Primärwicklung 108 darstellt und N22 die Anzahl der Windungen der Sekundärwicklung 110 darstellt. Weil die Spannung Vw über der Sekundärwicklung 110 während der Einschaltdauer ton negativ ist, was darauf zurückzuführen ist, dass die Primärwicklung 108 und die Sekundärwicklung 110 entgegengesetzte Wicklungsrichtungen aufweisen, ist der Strom Is durch die Sekundärwicklung 110 null, wenn der primärseitige Schalttransistor 122 aktiviert ist.
  • Wenn der Schalttransistor 122 deaktiviert wird, zum Beispiel zum Zeitpunkt t1, kehrt die Spannung über der Primärwicklung 108 und die Spannung über der Sekundärwicklung 110 ihre Polarität um und erhöht sich, bis die Spannung über der Sekundärwicklung 110 im Wesentlichen der Ausgangsspannung Vout entspricht. Wenn der primärseitige Schalttransistor 122 deaktiviert wird, wird die Primärwicklung 108 entmagnetisiert und überträgt die Energie, die induktiv in der Primärwicklung 108 gespeichert war, an die Sekundärwicklung 110 und an den Ausgang Vout. Wie gezeigt wird, verringert sich der Primärstrom Ip auf null zum Zeitpunkt t1, wenn der primärseitige Schalttransistor 122 abgeschaltet wird. Der Strom Is durch die Sekundärwicklung 110, der null war, als der primärseitige Schalttransistor 122 aktiviert war, erhöht sich zum Zeitpunkt t1 stark und beginnt sich dann zu verringern.
  • Aufgrund der induktiven Kopplung zwischen der Hilfswicklung 116 und der Primärwicklung 108 entspricht der Spannungspegel der Hilfsspannung Vw während der Zeit, in der der primärseitige Schalttransistor 122 aktiv ist (d. h. wenn die Ansteuerspannung GD high ist), im Wesentlichen Vw = N23/N21·Vin, wobei N23 die Anzahl der Windungen der Hilfswicklung 116 darstellt. Wenn der primärseitige Schalttransistor 122 inaktiv ist (d. h. wenn der Knoten GD low ist), entspricht der Spannungspegel der Hilfsspannung Vaux im Wesentlichen Vaux = N23/N 22·Vout solange der Strom Is durch die Sekundärwicklung 110 sich nicht auf null verringert hat. Wenn sich der Sekundärstrom Is auf null verringert, das heißt, wenn der Transformator vollständig entmagnetisiert wird, wird die Sekundärspannung und demzufolge die Hilfswicklungsspannung Vw null. Parasitäre Effekte, wie zum Beispiel parasitäre Kapazitäten des Transformators, können Nachschwingen oder Schwingungen der Hilfsspannung Vw zu dem Zeitpunkt bewirken, zu dem der Transformator 106 entmagnetisiert worden ist, wie im Kurvenbild von Vw beginnend zum Zeitpunkt t2 gezeigt wird. Dieses Nachschwingen tritt auf, weil der Synchrongleichrichter auf der Sekundärseite des Transformators 106 die Polarität umkehrt und für die Sekundärwicklung 110 eine Leerlaufschaltung darstellt. Von daher erscheint die Impedanz am Drain des primärseitigen Schalttransistors 122 als eine Parallelresonanz, die die Induktanz der Primärwicklung 108 parallel zur mit dem Drain des Schalttransistors gekoppelten Kapazität beinhaltet.
  • Die Steuerung 126 kann dieses Nachschwingphänomen nutzen, um zu bestimmen, wann die Sekundärwicklung 110 entmagnetisiert worden ist, um ein primärseitiges Steuern des Ausgangsstroms durchzuführen. Indem zum Beispiel der Spitzenprimärstrom Ip und das Verhältnis der Zeit, während der die Sekundärwicklung 110 entlädt, (tD) zur Gesamtzykluszeit (ts) gesteuert werden, ist der Ausgangsstrom und/oder die Ausgangsspannung zur Netzgerätelast steuerbar. Das Einsetzen dieses Nachschwingens kann detektiert werden, indem zum Beispiel ein Nulldurchgang der Hilfswicklungsspannung Vw detektiert wird oder indem der Kniepunkt 156 der Hilfswicklungsspannung Vw detektiert wird.
  • In Systemen, die keine Synchrongleichrichtung nutzen, wird häufig eine Diode verwendet, um den Sekundärstrom Is gleichzurichten. In solchen Fällen ist die Ausgangsleistung der Sekundärseite: Psecondary = (VFR + Vout)·Is, wobei gilt: Psecondary ist die Ausgangsleistung der Sekundärseite, VFR ist die Diodenvorwärtsspannung der gleichrichtenden Diode. Diese Vorwärtsspannung der gleichrichtenden Diode stellt einen Leistungsverlust dar, der zu einem Wirkungsgradverlust führt. Indem der sekundärseitige Schalttransistor 112 synchron mit dem primärseitigen Schalttransistor 122 ein- und ausgeschaltet wird, kann die effektive Vorwärtsspannung des Gleichrichters sehr klein gemacht werden, zum Beispiel kleiner als 0,1 V, wodurch der Wirkungsgrad des entstehenden Leistungswandlers erhöht wird. In Ausführungsformen können die Schalttransistoren 112 und 122 unter Verwendung eines Halbleiterschalters umgesetzt werden, wie zum Beispiel eines Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistors (MOSFET), eines Bipolartransistors mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT), eines Leistungs-MOSFETs oder Ähnlichen.
  • 1c veranschaulicht ein beispielhaftes Signalverlaufsdiagramm einer sekundärseitigen Wicklungsspannung beim Ein- und Ausschalten des primärseitigen Schalttransistors 122. Wenn der primärseitige Schalttransistor 122 zum Zeitpunkt t0 eingeschaltet wird, steigt die sekundärseitige Wicklungsspannung auf eine höhere Spannung. Wenn auf der anderen Seite der primärseitige Schalttransistor 122 zum Zeitpunkt t1 ausgeschaltet wird, kann die Sekundärwicklungsspannung abfallen, ihre Polarität umkehren und eine Spannung unter 0 V annehmen, während die Sekundärwicklung entmagnetisiert wird. Sobald die Sekundärwicklung entmagnetisiert worden ist, zum Beispiel zum Zeitpunkt t2, kann an der sekundärseitigen Wicklungsspannung etwas Nachschwingen auftreten.
  • 2 veranschaulicht einen Schaltplan einer ausführungsgemäßen Sensorschaltung 200, die verwendet wird, um ansteigende und abfallende Flanken der sekundärseitigen Wicklungsspannung zu detektieren. Wie gezeigt wird, enthält die Sensorschaltung 200 den Komparator 202, der einen Eingang aufweist, der zum Koppeln mit der Sekundärwicklung 110 über den Kondensator C0 ausgelegt ist. In einer Ausführungsform ist der Kondensator C0 ein externer Kondensator, der mit dem Komparator 202 über den Pin PC am mit „sense“ bezeichneten Knoten gekoppelt ist. Alternativ kann der Kondensator C0 auf der gleichen integrierten Schaltung wie der Komparator 202 angeordnet sein. Der positive Eingang des Komparators 202 ist mit der Stromquelle 204 und den Dioden D2 und D3 vorgespannt, die eine Vorspannung über zwei Diodenspannungsabfälle oder etwa 1,4 V bei Zimmertemperatur produzieren, und der negative Eingang des Komparators 202 ist mit der Spannungsreferenz Vref gekoppelt. Die Dioden D2 und D3 funktionieren auch als Klemmschaltung, die den Abtastknoten auf ungefähr 1,4 V bei transienten Bedingungen klemmt. Die Diode D1 kann verwendet werden, um den Abtastknoten so zu klemmen, dass er über einem Diodenspannungsabfall oder bei ungefähr –0,7 V liegt. Es versteht sich, dass in alternativen Ausführungsformen andere im Fachgebiet bekannte Vorspannungs- oder Klemmnetze anstelle der Stromquelle 204 und der Dioden D1, D2 und D3 verwendet werden können. Zum Beispiel können in einigen Ausführungsformen größere oder weniger als zwei in Reihe geschaltete Dioden anstelle der Dioden D2 und D3 verwendet werden und/oder mehrere Dioden können anstelle der Diode D1 in Reihe geschaltet werden.
  • Während des Betriebs verringert sich die sekundärseitige Wicklungsspannung Vdet, was bewirkt, dass der externe Kondensator C0 entladen wird, wodurch bewirkt wird, dass die Spannung am Abtastknoten fällt. Daher kann der Störeinfluss am Abtastknoten dazu verwendet werden, zu entscheiden, wann in einigen Ausführungsformen der sekundärseitige Schalttransistor 112 eingeschaltet und ausgeschaltet wird.
  • Die 3a–c veranschaulichen Signalverlaufsdiagramme, die den Betrieb einer ausführungsgemäßen Synchrongleichrichtersteuerung zeigen. Wie in 3a gezeigt wird, in der Signalverläufe gezeigt werden, die die Sekundärwicklungsspannung und die Abtastspannung am Eingang des Komparators 202 darstellen, kommt es zu einem Glitch 302 an der Abtastspannung aufgrund des Nachschwingens auf der Primärseite, wenn der primärseitige Schalttransistor 122 zum Zeitpunkt A eingeschaltet wird. Wenn der primärseitige Schalttransistor 122 zum Zeitpunkt B ausgeschaltet wird, kommt es zu einem weiteren Glitch 304 an der Abtastspannung aufgrund der schnellen Entladung der sekundärseitigen Wicklungsspannung. Wenn der sekundärseitige Strom zum Zeitpunkt C auf null entladen wird (d. h. wenn die Sekundärwicklung vollständig entmagnetisiert ist), ist das Nachschwingen 306 der Abtastspannung zu beobachten. Dies geschieht aufgrund des Nachschwingens an der sekundärseitigen Wicklung. Somit kann in einer Ausführungsform der Komparator 202 verwendet werden, um die Abtastspannung mit einer festen Referenzspannung Vref zu vergleichen, um zu bestimmen, wann der primärseitige Schalttransistor 122 ein- und ausgeschaltet wird und wann der sekundärseitige Strom auf Nullstrom entladen ist.
  • In einer Ausführungsform können diese vom Komparator 202 detektierten Glitches verwendet werden, um zu bestimmen, wann der sekundärseitige Schalttransistor 122 ein- und auszuschalten ist, wie im Signalverlaufsdiagramm in 3b gezeigt wird, das die Abtastspannung am Eingang des Komparators und die sekundärseitige Wicklungsspannung zeigt. Zum Beispiel kann eine ausführungsgemäße Steuerung den sekundärseitigen Schalttransistor 112 nach dem Zeitpunkt B aktivieren, wenn sich die Spannung der sekundärseitigen Wicklung verringert, und den sekundärseitigen Schalttransistor 112 vor dem Zeitpunkt C abschalten, wenn die Sekundärwicklung entmagnetisiert worden ist. In einigen Ausführungsformen kann der sekundärseitige Schalttransistor 112 zum Zeitpunkt B0 nach einer festen Verzögerung Tdelay nach dem Zeitpunkt B eingeschaltet werden und zum Zeitpunkt B1 zu einer festen Totzeit Tdead vor dem Zeitpunkt C ausgeschaltet werden. Die Zeitspanne während der der sekundärseitige Schalttransistor 112 eingeschaltet ist, wird als TSR_on(n) bezeichnet.
  • Um zu bestimmen, wann der sekundärseitige Schalttransistor 112 auszuschalten ist, misst eine ausführungsgemäße Synchrongleichrichtersteuerung die Zeitspanne Toff(n – 1) eines vorherigen Zyklus, die die Entmagnetisierungszeit für die Sekundärwicklung vom Zeitpunkt B zum Zeitpunkt C ist. Beim nächsten Schaltzyklus wird der sekundärseitige Schalter zum Zeitpunkt B0 eingeschaltet, was zu einer Zeit Tdelay nach dem Zeitpunkt B geschieht, und dann zu einem Zeitintervall Tdead vor dem Ende der vorher gemessenen Entmagnetisierungszeit ausgeschaltet. Somit beträgt die Länge der Zeit, in der der sekundärseitige Schalttransistor 112 aktiv ist, für den n-ten Zyklus: TSR_on(n – 1) = Toff(n – 1) – Tdelay – Tdead.
  • 3c veranschaulicht ein weiteres Signalverlaufsdiagramm, das den Strom durch die Dioden D2 und D3, die Abtastspannung am Eingang des Komparators 202 und die Sekundärwicklungsspannung darstellt. Wie gezeigt wird, erscheinen die Glitches 302 und 304 beide, wenn abfallende Spannungen sowohl zum Zeitpunkt A, wenn der primärseitige Schalttransistor 122 eingeschaltet wird, als auch zum Zeitpunkt B, wenn der primärseitige Schalttransistor 122 ausgeschaltet wird. In einer Ausführungsform wird der Strom durch die Dioden D2 und D3 der Klemmschaltung verwendet, um den Glitch 302, der vom Einschalten des primärseitigen Schalttransistors 122 herrührt, vom Glitch 304, der vom Ausschalten des primärseitigen Schalttransistors 122 herrührt, zu unterscheiden. Wie gezeigt wird, gibt es eine Störspitze im Strom durch die Dioden D2 und D3 der Klemmschaltung zum Zeitpunkt A, wenn der primärseitige Schalttransistor 122 eingeschaltet wird, während es keine Störspitze im Strom durch die Dioden D2 und D3 der Klemmschaltung zum Zeitpunkt B gibt, wenn der primärseitige Schalttransistor 122 ausgeschaltet wird. Während der ansteigenden Flanke der sekundärseitigen Wicklungsspannung bewirkt das Koppeln der Spannungstransienten aus der sekundärseitigen Wicklungsspannung, dass die Abtastspannung ansteigt. Um zu vermeiden, dass die Abtastspannung zu sehr ansteigt, wird der Abtastknoten über die Dioden D2 und D3 auf eine gewisse Spannung geklemmt. Aufgrund dieses Klemmeffekts kann ein hoher Strom zum Zeitpunkt A durch die Dioden D2 und D3 fließen.
  • Während der abfallenden Flanke der sekundärseitigen Wicklungsspannung bewirkt das Koppeln der Spannungstransienten aus der sekundärseitigen Wicklungsspannung allerdings, dass die Abtastspannung abfällt. Im Ergebnis gibt es einen kleinen oder keinen Strom, der zum Zeitpunkt B durch die Dioden D2 und D3 fließt. Daher wird in einer Ausführungsform der Strom durch die Dioden D2 und D3 verwendet, um die Glitches 302 und 304 zu unterscheiden. Zum Beispiel kann der Strom durch die Dioden D2 und D3 in eine Spannung gewandelt werden und dann mit einer festen Referenzspannung verglichen werden. Alternativ kann der Strom durch die Dioden D2 und D3 gespiegelt werden und mit einem festen Strom verglichen werden. Dadurch ist es möglich, zu detektieren, dass der Punkt A die ansteigende Flanke der sekundärseitigen Wicklungsspannung und dass der Punkt B die abfallende Flanke ist. In einigen Ausführungsformen wird das Steuersignal am Gate des sekundärseitigen Schalttransistors 112 gesperrt, wenn eine Stromspitze im Klemmnetz detektiert wird, somit kann der sekundärseitige Schalttransistor 122 eine Verzögerung Tdelay nach dem Zeitpunkt B eingeschaltet werden.
  • 4 veranschaulicht die integrierte Schaltung (IC) 400 der Synchrongleichrichtersteuerung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die zum Beispiel verwendet werden kann, um das sekundärseitige Steuerungs-IC 140 umzusetzen, das in 1a gezeigt wird. Das ausführungsgemäße Synchrongleichrichtersteuerungs-IC 400 enthält den Anschluss PC, der ausgelegt ist, mit einer Sekundärwicklung eines Transformators über einen Kondensator gekoppelt zu werden, und den Anschluss GD, der dazu ausgelegt ist, mit einem Gate eines Schalttransistors gekoppelt zu werden, der mit der Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist. Leistung für das Synchrongleichrichtersteuerungs-IC 400 wird über die Anschlüsse VCC und GND bereitgestellt. In einer Ausführungsform ist der Komparator 402 mit dem Anschluss PC, dessen positiver Eingang über den Widerstand 422 vorgespannt ist, und der Diode 414 und dem mit der Diode verbundenen NMOS-Bauelement 416 innerhalb der Klemmschaltung 410 gekoppelt. Zusätzlich zum Bereitstellen einer Vorspannung dienen die Diode 414 und das mit der Diode verbundene NMOS-Bauelement 416 in einigen Ausführungsformen auch dazu, eine positiv werdende Spannung von etwa 1,4 V zu klemmen, was Bauelementedurchbruch und -beschädigung verhindert. Die Diode 412 ist enthalten, um den PC-Anschluss auf eine negative Spannung von etwa 0,7 V zu klemmen. Es versteht sich allerdings, dass die genauen Klemmspannungen von der Temperatur und den jeweiligen Bauelementeparametern der Diode 412 und des NMOS-Bauelements 416 abhängen.
  • Glitches der Sekundärwicklungsspannung werden vom Komparator 402 detektiert, der die Spannung am Pin PC mit der durch die Referenzspannung 406 produzierten Spannung vergleicht. In einer Ausführungsform beträgt die Referenzspannung 406 etwa 1 V, allerdings können andere Referenzspannungen verwendet werden. Um die ansteigende Flanke der Sekundärwicklungsspannung von der abfallenden Flanke der sekundärseitigen Wicklungsspannung zu unterscheiden, wird der Strom durch die Diode 414 und das NMOS-Bauelement 416 durch Spiegeln des Stroms durch das NMOS-Bauelement 416 zum NMOS-Bauelement 418 detektiert, dessen Drain durch den Widerstand 420 und den positiven Eingang des Komparators 404 belastet wird. Der Komparator 404 vergleicht die Spannung am Widerstand 420 mit der Referenzspannung 408, um zu bestimmen, ob die Klemmschaltung 410 Strom führt. In einer Ausführungsform beträgt die Referenzspannung 408 etwa 0,3 V weniger als VCC. Alternativ können andere Referenzspannungen verwendet werden. Falls ein Strom detektiert wird, wird die Gate-Ansteuerspannung am Pin GD über den Gate-Treiber 442 durch Rücksetzen des SR-Latches 440 über das UND-Gatter 430 und das ODER-Gatter 4343 auf Low gesetzt, was verhindert, dass der Synchrongleichrichter leitet, während die Primärwicklung magnetisiert wird.
  • Wenn der Komparator 402 einen Abfall der Spannung am PC-Pin detektiert und der Strom durch die Diode 414 niedrig ist, wird die Spannung am Gate-Treiberanschluss GD nach einer Verzögerungszeit auf High gesetzt, die von der Verzögerungsschaltung 424 und der Ausbreitungsverzögerung des UND-Gatters 436, dem Zeitgeber 452, dem Setzpfad des SR-Latches 440 und dem Gate-Treiber 442 bestimmt wird. In einer Ausführungsform wird die Verzögerung der Verzögerungsschaltung 424 gesetzt, um sicherzustellen, dass der sekundärseitige Schalttransistor nicht einschaltet, wenn der primärseitige Schalttransistor noch Ein ist. Zusätzlich zum Detektieren der abfallenden Flanke der Sekundärwicklungsspannung, die eine ansteigende Flanke am Anschluss GD bewirkt, beginnt die Zeitaufzeichnungsschaltung 444 die Zeit aufzuzeichnen, die der Strom der Sekundärwicklung benötigt, um auf null zu gehen (d. h. die Entmagnetisierungszeit). Das Aufzeichnen endet, wenn vom Komparator 402 ein weiterer Spannungsabfall am Anschluss PC detektiert wird. Der Aufzeichnungsausgang der Zeitaufzeichnungsschaltung 444 wird dann an das Register 446 übertragen, und ein konstanter Wert 450 wird vom Subtrahierer 448 vom Aufzeichnungswert abgezogen, um einen Endzählwert für den Zeitgeber 452 zu bilden. Wenn somit der Zeitgeber 452 vom Komparator 402 über den Pin Start aktiviert wird, wird der Zeitgeber 452 bis zum durch den subtrahierten Wert gebildeten Endzählwert zählen. Dieser subtrahierte Wert kann zum Beispiel der in Bezug auf 3b beschriebenen Totzeit Tdead entsprechen, die in einigen Ausführungsformen verhindert, dass der sekundärseitige Schalttransistor zu spät ausgeschaltet wird. Wenn der Zeitgeber 452 seinen Endzählwert erreicht, wird der Ausgang des Zeitgebers 452 Low und setzt den SR-Latch 440 über den Inverter 432 und das ODER-Gatter 424 zurück und schaltet den sekundärseitigen Schalttransistor über den Gate-Treiber 442 aus.
  • In einer Ausführungsform können die Zeitaufzeichnungsschaltung 444 und der Zeitgeber 452 unter Verwendung von digitalen Zählern gemäß im Fachgebiet bekannten Schaltungen und Verfahren umgesetzt werden. In einer Ausführungsform produziert der Taktgenerator 438 einen Takt für die Zeitaufzeichnungsschaltung 444 und den Zeitgeber 452. In einer Ausführungsform wird der Takt auf etwa 33 MHz eingestellt, allerdings kann jede geeignete Frequenz verwendet werden, abhängig von der jeweiligen Ausführungsform und ihrer Spezifikation.
  • Es versteht sich, dass die in 4 gezeigten Schaltungen unter Verwendung von im Fachgebiet bekannten Schaltungen und Verfahren umgesetzt werden können. In alternativen Ausführungsformen können andere logische und/oder funktional ähnliche Schaltungen anstelle der in 4 gezeigten verwendet werden. In Ausführungsformen können alle der innerhalb des ausführungsgemäßen Synchrongleichrichtersteuerungs-ICs 400 gezeigten Komponenten auf einer einzigen integrierten Schaltung angeordnet werden, oder sie können auf mehreren integrierten Schaltungen angeordnet werden. Zum Beispiel kann der Gate-Treiber 442 auf der gleichen integrierten Schaltung wie der Rest der Steuerung angeordnet werden, oder er kann unter Verwendung eines externen Treibers umgesetzt werden.
  • 5a veranschaulicht einen ausführungsgemäßen resonanten Wandler 500 gemäß einer resonanten LLC-Topologie, die die Synchrongleichrichtersteuerung 502 gekoppelt mit den Synchrongleichrichter-Schalttransistoren Q1 und Q2 enthält. Die externen Kondensatoren C1 und C2 werden verwendet, um zu bestimmen, wann der Synchrongleichrichter die Transistoren Q1 und Q2 schaltet.
  • 5b veranschaulicht ein Signalverlaufsdiagramm, das eine sekundärseitige Wicklungsspannung, den Strom in der Primärwicklung und den Strom durch den Schalttransistor Q1 zeigt. Aus den Signalverläufen in 5b ergibt sich, dass der Signalverlauf der sekundärseitigen Wicklungsspannung für die LLC-Topologie ähnlich dem Signalverlauf der sekundärseitigen Wicklungsspannung für die oben erörterte Flyback-Topologie ist. Ein Unterschied besteht allerdings darin, dass die sekundärseitige Wicklungsspannung auf High geschaltet wird, wenn der sekundärseitige Strom auf null entladen ist. Somit können einige allgemeine Verfahren und Techniken, die oben in Bezug auf die Flyback-Topologien beschrieben worden sind, auch auf die resonanten Topologien angewandt werden.
  • 6 veranschaulicht ein Flussdiagramm eines ausführungsgemäßen Verfahrens 600. Im Schritt 602 wird eine Spannungsverringerung in einer Sekundärwicklung eines Transformators in einem Schaltleistungswandler durch Detektieren einer ersten Spannungstransienten detektiert. In einer Ausführungsform wird diese Spannungstransiente unter Verwendung eines Sensors, wie zum Beispiel eines Komparators, detektiert, der kapazitiv mit der Sekundärwicklung eines Transformators gekoppelt ist. Als Nächstes wird im Schritt 604 ein sekundärseitiger Schalter, der mit der Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist, auf Basis davon eingeschaltet, wann die erste Spannungstransiente detektiert wird.
  • Gemäß einer Ausführungsform enthält ein Verfahren zum Betrieb eines Schaltnetzteils das Detektieren einer Spannungsverringerung in einer Sekundärwicklung eines Transformators durch Detektieren einer ersten Spannungstransienten unter Verwendung eines Sensors, der kapazitiv mit der Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist, und das Einschalten eines sekundärseitigen Schalters, der mit der Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist, auf Basis davon, wann die erste Spannungstransiente detektiert wird.
  • Das Verfahren kann weiterhin das Detektieren einer Spannungserhöhung in der Sekundärwicklung beinhalten, indem eine zweite Spannungstransiente unter Verwendung des Sensors detektiert wird und indem eine Stromtransiente durch eine mit einem Eingang des Sensors gekoppelte Klemmschaltung detektiert wird. Der sekundärseitige Schalter wird gesperrt, wenn die zweite Spannungstransiente und die Stromtransiente detektiert werden. Das Detektieren der ersten Spannungstransienten kann das Überwachen eines Ausgangs eines Komparators beinhalten, der mit einem Kondensator gekoppelt ist, der mit der Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist.
  • In einer Ausführungsform beinhaltet das Verfahren weiterhin das Detektieren einer Entmagnetisierung der Sekundärwicklung, das das Detektieren einer dritten Spannungstransienten unter Verwendung des Sensors umfasst. Das Verfahren kann weiterhin das Bestimmen einer Entmagnetisierungszeit der Sekundärwicklung durch Messen einer ersten Zeitspanne zwischen der ersten Spannungstransienten und der dritten Spannungstransienten beinhalten. Außerdem kann das Messen der ersten Zeitspanne das Starten eines Zählers, wenn die erste Spannungstransiente detektiert wird, und das Stoppen des Zählers, wenn die dritte Spannungstransiente detektiert wird, beinhalten. Das Verfahren kann weiterhin das Bestimmen einer Ausschaltzeit des sekundärseitigen Schalters auf Basis der ersten Zeitspanne beinhalten. Insbesondere beinhaltet das Bestimmen der Ausschaltzeit des sekundärseitigen Schalters auf Basis der ersten Zeitspanne in einigen Ausführungsformen das Subtrahieren einer zweiten Zeitspanne von der ersten Zeitspanne. Die zweite Zeitspanne kann eine Totzone zwischen dem Zeitpunkt beinhalten, zu dem der sekundärseitige Schalter ausgeschaltet wird, und dem Zeitpunkt, zu dem ein primärseitiger Schalter, der mit einer Primärwicklung des Transformators gekoppelt ist, eingeschaltet wird.
  • In einer Ausführungsform beinhaltet das Verfahren weiterhin das Einschalten des sekundärseitigen Schalters, nachdem eine erste Verzögerung nach dem Detektieren der ersten Spannungstransienten gewartet worden ist. Das Verfahren kann weiterhin Folgendes beinhalten: das Detektieren einer Entmagnetisierung der Sekundärwicklung durch Detektieren einer dritten Spannungstransienten unter Verwendung des Sensors, das Detektieren einer Entmagnetisierungszeit der Sekundärwicklung durch Messen einer ersten Zeitspanne zwischen der ersten Spannungstransienten und der dritten Spannungstransienten und das Bestimmen einer Ausschaltzeit des sekundärseitigen Schalters auf Basis der ersten Zeitspanne durch Subtrahieren einer zweiten Zeitspanne von der ersten Zeitspanne. In einer Ausführungsform umfasst das Messen der ersten Zeitspanne das Starten eines Zählers, wenn die erste Spannungstransiente detektiert wird, und das Stoppen des Zählers, wenn die dritte Spannungstransiente detektiert wird, und das Subtrahieren der zweiten Zeitspanne von der ersten Zeitspanne umfasst das Subtrahieren einer festen Zahl vom Zähler.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform enthält eine Schaltung eine Synchrongleichrichtersteuerung. Die Synchrongleichrichtersteuerung enthält eine Sensorschaltung mit einem Eingangsanschluss, der dazu ausgelegt ist, kapazitiv mit einer Sekundärwicklung eines Transformators gekoppelt zu werden, und der dazu ausgelegt ist, eine erste Spannungstransiente zu detektieren. Die Synchrongleichrichtersteuerung enthält auch eine Logikschaltung, die mit einem Ausgang der Sensorschaltung gekoppelt ist, die dazu ausgelegt ist, ein Schalteraktivierungssignal auf Basis davon zu aktivieren, wann die erste Spannungstransiente detektiert wird, und eine Schaltertreiberschaltung, die dazu ausgelegt ist, mit einem sekundärseitigen, mit der Sekundärwicklung verbundenen Schalter gekoppelt zu werden.
  • In einer Ausführungsform enthält die Schaltung weiterhin einen Kondensator zwischen der Sekundärwicklung und dem Eingangsanschluss. Die Schaltung kann auch den Transformator und den sekundärseitigen Schalter enthalten, der mit der Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist. Die Schaltung kann wenigstens entweder als ein Flyback-Wandler oder ein resonanter Wandler umgesetzt werden.
  • Der Synchrongleichrichter kann weiterhin eine mit dem Eingangsanschluss gekoppelte Spannungsklemmschaltung und einen mit der Spannungsklemmschaltung gekoppelten Stromdetektor enthalten. Die Steuerlogikschaltung ist dazu ausgelegt, das Schalteraktivierungssignal zu sperren, wenn der Sensor eine zweite Spannungstransiente zu einem gleichen Zeitpunkt detektiert, zu dem der Stromdetektor eine Stromtransiente detektiert. Die Steuerlogik ist weiterhin dazu ausgelegt, eine Entmagnetisierungszeit der Sekundärwicklung durch Messen einer ersten Zeitspanne zwischen der ersten Spannungstransienten und einer dritten Spannungstransienten zu bestimmen, die von der Sensorschaltung detektiert werden. Die Steuerlogik kann einen ersten Zähler enthalten, der dazu ausgelegt ist, gestartet zu werden, wenn die erste Spannungstransiente detektiert wird, und der dazu ausgelegt ist, gestoppt zu werden, wenn die dritte Spannungstransiente detektiert wird. In einigen Ausführungsformen enthält die Steuerlogik weiterhin einen zweiten Zähler, der mit dem ersten Zähler gekoppelt ist, wobei der zweite Zähler dazu ausgelegt ist, einen ersten Wert zu laden, der auf einem Endzählwert des ersten Zählers aus einem vorherigen Zyklus basiert, und wobei der zweite Zähler dazu ausgelegt ist, gestartet zu werden, wenn die erste Spannungstransiente detektiert wird, und gestoppt zu werden, wenn der zweite Zähler den ersten Wert zählt. In einer Ausführungsform enthält die Schaltung weiterhin eine Subtrahierschaltung, die zwischen dem ersten Zähler und dem zweiten Zähler gekoppelt ist. Die Subtrahierschaltung ist dazu ausgelegt, den ersten Wert durch Subtrahieren eines zweiten Werts von einem Ausgang des ersten Zählers bereitzustellen.
  • In einer Ausführungsform ist die Steuerlogik dazu ausgelegt, das Schalteraktivierungssignal eine erste Verzögerungszeit, nachdem die erste Spannungstransiente detektiert worden ist, zu aktivieren, eine Entmagnetisierungszeit der Sekundärwicklung eines vorherigen Zyklus zu messen und das Schalteraktivierungssignal vor einer ersten Zeitspanne zu deaktivieren, nachdem das Schalteraktivierungssignal aktiviert worden ist, so dass die erste Zeitspanne kleiner als die gemessene Entmagnetisierungszeit der Sekundärwicklung eines vorherigen Zyklus ist. In einigen Ausführungsformen sind die Sensorschaltung, die Steuerlogikschaltung und die Schaltertreiberschaltung auf einer integrierten Schaltung angeordnet.
  • Gemäß einer anderen Ausführungsform enthält eine integrierte Synchrongleichrichterschaltung einen ersten Komparator mit einem mit einem Abtastanschluss gekoppelten Eingang, eine mit einem Ausgang des ersten Komparators gekoppelte Zeitsteuerungsschaltung und eine Schalteraktivierungsschaltung mit einem mit einem Ausgang der Zeitsteuerungsschaltung gekoppelten Eingang. Der Abtastanschluss ist dazu ausgelegt, kapazitiv mit einer Sekundärwicklung eines Transformators gekoppelt zu werden, und die Zeitsteuerungsschaltung ist dazu ausgelegt, eine erste Zeitspanne zwischen einer ersten, vom ersten Komparator detektierten Spannungstransienten und einer zweiten, vom ersten Komparator detektierten Spannungstransienten zu messen. Die Schalteraktivierungsschaltung weist einen Ausgang auf, der mit einem Schalteraktivierungsanschluss gekoppelt ist, der dazu ausgelegt ist, mit einem Steuerknoten eines Schalters gekoppelt zu werden, der mit der Sekundärwicklung gekoppelt ist. In einer Ausführungsform ist die Schalteraktivierungsschaltung dazu ausgelegt, den Schalter auf Basis davon zu schließen, wann die erste Spannungstransiente vom ersten Komparator detektiert wird, und den Schalter auf Basis der ersten Zeitspanne zu öffnen.
  • Die integrierte Synchrongleichrichterschaltung kann weiterhin eine mit dem Abtastanschluss gekoppelte Klemmschaltung und einen mit der Klemmschaltung und der Schalteraktivierungsschaltung gekoppelten Stromsensor enthalten. Die Schalteraktivierungsschaltung ist dazu ausgelegt, den Schalter zu deaktivieren, wenn der Stromsensor einen Strom zu einem gleichen Zeitpunkt detektiert, zu dem der erste Komparator eine Spannungstransiente detektiert. Die Klemmschaltung kann eine Diode enthalten, und der Stromsensor kann einen Stromspiegel mit einem Eingangsanschluss enthalten, der mit der Diode gekoppelt ist, und einen Komparator mit einem Eingangsknoten, der mit einem Ausgang des Stromspiegels gekoppelt ist.
  • In einigen Ausführungsformen enthält die Schalteraktivierungsschaltung einen Latch, der mit einem Ausgang der Zeitsteuerungsschaltung gekoppelt ist. Die Zeitsteuerungsschaltung kann Folgendes enthalten: einen ersten Zähler, der mit einem Ausgang des ersten Komparators gekoppelt ist, und einen zweiten Zähler mit einem Eingang, der mit einem Ausgang des ersten Zählers gekoppelt ist, und einen Ausgang, der mit der Schalteraktivierungsschaltung gekoppelt ist. Die Zeitsteuerungsschaltung kann weiterhin eine Subtrahierschaltung enthalten, die zwischen dem ersten Zähler und dem zweiten Zähler gekoppelt ist, wobei die Subtrahierschaltung dazu ausgelegt ist, einen konstanten Wert vom ersten Zähler zu subtrahieren.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform enthält ein Schaltnetzteil Folgendes: einen Transformator, einen sekundärseitigen Schalter, der mit einer Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist, und eine sekundärseitige Steuerung, die einen Aktivierungsanschluss enthält, der mit einem Steuerknoten des sekundärseitigen Schalters gekoppelt ist, eine Sensorschaltung, die mit einem Abtastanschluss gekoppelt ist, und eine Steuerschaltung, die dazu ausgelegt ist, ein Aktivierungssignal am Aktivierungsanschluss als Reaktion darauf zu aktivieren, dass eine erste Transiente am Aktivierungsanschluss detektiert wird. Das Schaltnetzteil enthält weiterhin einen Kondensator, der zwischen der Sekundärwicklung des Transformators und einem Abtastanschluss der sekundärseitigen Steuerung gekoppelt ist.
  • In einer Ausführungsform umfasst die sekundärseitige Steuerung weiterhin eine Klemmschaltung, die mit dem Abtastanschluss gekoppelt ist, und einen Stromsensor, der dazu ausgelegt ist, einen Strom durch die Klemmschaltung zu detektieren, und die Steuerschaltung ist weiterhin dazu ausgelegt, das Aktivierungssignal zu sperren, wenn der Sensor eine zweite Transiente detektiert und der Stromsensor eine Stromtransiente zu einem gleichem Zeitpunkt detektiert. Das Schaltnetzteil kann zum Beispiel einen Flyback-Wandler und/oder einen resonanten Wandler enthalten.
  • Zu Vorteilen einiger Ausführungsformen zählt die Fähigkeit, sekundärseitige Synchrongleichrichtung unter Verwendung einer einzigen kapazitiven Komponente durchzuführen, die im Fall eines Flyback-Wandlers zwischen der Sekundärwicklung und der sekundärseitigen Steuerung gekoppelt ist, oder unter Verwendung von zwei Kondensatoren im Fall der resonanten LLC-Schaltung. Die Verwendung eines einzigen Kondensators ist insofern vorteilhaft, dass er weniger Leiterplattenplatz einnimmt und eine kleinere Stückliste (BOM, Bill Of Materials) als Synchrongleichrichterschaltungen aufweisen kann, die mehrere externe Komponenten zum Koppeln der Sekundärwicklung und der Synchrongleichrichtersteuerung verwenden. Außerdem wird mit einer reduzierten Anzahl von Schnittstellenkomponenten auch die Pinanzahl der Synchrongleichrichtersteuerung reduziert, und dies kann die Herstellungskosten der Synchrongleichrichtersteuerung reduzieren. Weitere Kosteneinsparungen und erhöhte Zuverlässigkeit können erreicht werden, weil ein kapazitiv gekoppelter Sensor ohne Bauelemente für höhere Spannungen umgesetzt werden kann.
  • Während diese Erfindung unter Bezugnahme auf veranschaulichende Ausführungsformen beschrieben worden ist, soll diese Beschreibung nicht in einem einschränkenden Sinn ausgelegt werden. Verschiedene Modifikationen und Kombinationen der veranschaulichenden Ausführungsformen, wie auch anderer Ausführungsformen der Erfindung, werden sich für Fachleute unter Bezugnahme auf die Beschreibung ergeben.

Claims (27)

  1. Verfahren zum Betrieb eines Schaltnetzteils, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Detektieren einer Spannungsverringerung in einer Sekundärwicklung eines Transformators, das das Detektieren einer ersten Spannungstransienten unter Verwendung eines Sensors, der kapazitiv mit der Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist, umfasst; und Einschalten eines sekundärseitigen Schalters, der mit der Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist, auf Basis davon, wann die erste Spannungstransiente detektiert wird.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin Folgendes umfasst: Detektieren einer Spannungserhöhung in der Sekundärwicklung, die das Detektieren einer zweiten Spannungstransienten unter Verwendung eines Sensors umfasst, und Detektieren einer Stromtransienten durch eine Klemmschaltung, die mit einem Eingang des Sensors gekoppelt ist; und Sperren des sekundärseitigen Schalters, wenn die zweite Spannungstransiente und die Stromtransiente detektiert werden.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Detektieren der ersten Spannungstransienten das Überwachen eines Ausgangs eines Komparators beinhaltet, der mit einem Kondensator gekoppelt ist, der mit der Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist.
  4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, das weiterhin das Detektieren einer Entmagnetisierung der Sekundärwicklung umfasst, das das Detektieren einer dritten Spannungstransienten unter Verwendung des Sensors umfasst.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, das weiterhin das Bestimmen einer Entmagnetisierungszeit der Sekundärwicklung umfasst, das das Messen einer ersten Zeitspanne zwischen der ersten Spannungstransienten und der dritten Spannungstransienten umfasst.
  6. Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Messen der ersten Zeitspanne das Starten eines Zählers, wenn die erste Spannungstransiente detektiert wird, und das Stoppen des Zählers, wenn die dritte Spannungstransiente detektiert wird, umfasst.
  7. Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Verfahren weiterhin das Bestimmen einer Ausschaltzeit des sekundärseitigen Schalters auf Basis der ersten Zeitspanne umfasst.
  8. Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Bestimmen der Ausschaltzeit des sekundärseitigen Schalters auf Basis der ersten Zeitspanne das Subtrahieren einer zweiten Zeitspanne von der ersten Zeitspanne umfasst.
  9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei die zweite Zeitspanne eine Totzone zwischen dem Zeitpunkt, zu dem der sekundärseitige Schalter ausgeschaltet wird, und dem Zeitpunkt, zu dem ein primärseitiger Schalter, der mit einer Primärwicklung des Transformators gekoppelt ist, eingeschaltet wird, umfasst.
  10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei das Einschalten des sekundärseitigen Schalters das Einschalten des sekundärseitigen Schalters umfasst, nachdem eine erste Verzögerung nach dem Detektieren der ersten Spannungstransienten gewartet worden ist.
  11. Verfahren nach Anspruch 10, das weiterhin Folgendes umfasst: Detektieren einer Entmagnetisierung der Sekundärwicklung, das Detektieren einer dritten Spannungstransienten unter Verwendung des Sensors umfasst; Detektieren einer Entmagnetisierungszeit der Sekundärwicklung, das Messen einer ersten Zeitspanne zwischen der ersten Spannungstransienten und der dritten Spannungstransienten umfasst; und Bestimmen einer Ausschaltzeit des sekundärseitigen Schalters auf Basis der ersten Zeitspanne, wobei das Bestimmen der Ausschaltzeit des sekundärseitigen Schalters auf Basis der ersten Zeitspanne das Subtrahieren einer zweiten Zeitspanne von der ersten Zeitspanne umfasst.
  12. Verfahren nach Anspruch 11, wobei: das Messen der ersten Zeitspanne das Starten eines Zählers umfasst, wenn die erste Spannungstransiente detektiert wird, und das Stoppen des Zählers, wenn die dritte Spannungstransiente detektiert wird; und das Subtrahieren der zweiten Zeitspanne von der ersten Zeitspanne das Subtrahieren einer festen Zahl vom Zähler umfasst.
  13. Schaltung, die Folgendes umfasst: eine Synchrongleichrichtersteuerung, die Folgendes enthält: eine Sensorschaltung, die einen Eingangsanschluss umfasst, der dazu ausgelegt ist, kapazitiv mit einer Sekundärwicklung eines Transformators gekoppelt zu werden, und die dazu ausgelegt ist, eine erste Spannungstransiente zu detektieren, eine Steuerlogikschaltung, die mit einem Ausgang der Sensorschaltung gekoppelt ist, wobei die Steuerlogikschaltung dazu ausgelegt ist, ein Schalteraktivierungssignal auf Basis davon zu aktivieren, wann die erste Spannungstransiente detektiert wird, und eine Schaltertreiberschaltung, die dazu ausgelegt ist, mit einem sekundärseitigen, mit der Sekundärwicklung verbundenen Schalter gekoppelt zu werden.
  14. Schaltung nach Anspruch 13, die weiterhin einen Kondensator umfasst, der zwischen der Sekundärwicklung und dem Eingangsanschluss gekoppelt ist.
  15. Schaltung nach Anspruch 14, die weiterhin den Transformator und den sekundärseitigen Schalter umfasst, der mit der Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist.
  16. Schaltung nach Anspruch 15, wobei die Schaltung wenigstens einen Flyback-Wandler oder einen resonanten Wandler umfasst.
  17. Schaltung nach einem der Ansprüche 13 bis 16, wobei der Synchrongleichrichter weiterhin Folgendes umfasst: eine Spannungsklemmschaltung, die mit dem Eingangsanschluss gekoppelt ist; und einen Stromdetektor, der mit der Spannungsklemmschaltung gekoppelt ist, wobei die Steuerlogikschaltung dazu ausgelegt ist, das Schalteraktivierungssignal zu sperren, wenn der Sensor eine zweite Spannungstransiente zu einem gleichen Zeitpunkt detektiert, zu dem der Stromdetektor eine Stromtransiente detektiert.
  18. Schaltung nach einem der Ansprüche 13 bis 17, wobei die Steuerlogik weiterhin dazu ausgelegt ist, eine Entmagnetisierungszeit der Sekundärwicklung durch Messen einer ersten Zeitspanne zwischen der ersten Spannungstransienten und einer dritten Spannungstransienten zu bestimmen, die von der Sensorschaltung detektiert werden.
  19. Schaltung nach Anspruch 18, wobei die Steuerlogik einen ersten Zähler umfasst, der dazu ausgelegt ist, gestartet zu werden, wenn die erste Spannungstransiente detektiert wird, und der dazu ausgelegt ist, gestoppt zu werden, wenn die dritte Spannungstransiente detektiert wird.
  20. Schaltung nach Anspruch 19, wobei: die Steuerlogik weiterhin einen zweiten Zähler umfasst, der mit dem ersten Zähler gekoppelt ist; der zweite Zähler dazu ausgelegt ist, einen ersten Wert zu laden, der auf einem Endzählwert des ersten Zählers aus einem vorherigen Zyklus basiert; und der zweite Zähler dazu ausgelegt ist, gestartet zu werden, wenn die erste Spannungstransiente detektiert wird, und gestoppt zu werden, wenn der zweite Zähler den ersten Wert zählt.
  21. Schaltung nach Anspruch 20, die weiterhin eine Subtrahierschaltung umfasst, die zwischen dem ersten Zähler und dem zweiten Zähler gekoppelt ist, wobei die Subtrahierschaltung dazu ausgelegt ist, den ersten Wert durch Subtrahieren eines zweiten Werts von einer Ausgabe des ersten Zählers bereitzustellen.
  22. Schaltung nach einem der Ansprüche 13 bis 21, wobei die Steuerlogik zu Folgendem ausgelegt ist: Aktivieren des Schalteraktivierungssignals eine erste Verzögerungszeit, nachdem die erste Spannungstransiente detektiert worden ist; Messen einer Entmagnetisierungszeit der Sekundärwicklung eines vorherigen Zyklus; und Deaktivieren des Schalteraktivierungssignals vor einer ersten Zeitspanne, nachdem das Schalteraktivierungssignal aktiviert worden ist, wobei die erste Zeitspanne kleiner als die gemessene Entmagnetisierungszeit der Sekundärwicklung eines vorherigen Zyklus ist.
  23. Schaltung nach einem der Ansprüche 13 bis 22, wobei die Sensorschaltung, die Steuerlogikschaltung und die Schaltertreiberschaltung auf einer integrierten Schaltung angeordnet sind.
  24. Integrierte Synchrongleichrichterschaltung, die Folgendes umfasst: einen ersten Komparator mit einem Eingang, der mit einem Abtastanschluss gekoppelt ist, wobei der Abtastanschluss dazu ausgelegt ist, kapazitiv mit einer Sekundärwicklung eines Transformators gekoppelt zu werden; eine Zeitsteuerungsschaltung, die mit einem Ausgang des ersten Komparators gekoppelt ist, wobei die Zeitsteuerungsschaltung dazu ausgelegt ist, eine erste Zeitspanne zwischen einer ersten Spannungstransienten, die vom ersten Komparator detektiert wird, und einer zweiten Spannungstransienten, die vom ersten Komparator detektiert wird, zu messen; und eine Schalteraktivierungsschaltung mit einem Eingang, der mit einem Ausgang der Zeitsteuerungsschaltung gekoppelt ist, und einem Ausgang, der mit einem Schalteraktivierungsanschluss gekoppelt ist, der dazu ausgelegt ist, mit einem Steuerknoten eines Schalters gekoppelt zu werden, der mit der Sekundärwicklung gekoppelt ist.
  25. Integrierte Synchrongleichrichterschaltung nach Anspruch 24, wobei die Schalteraktivierungsschaltung dazu ausgelegt, den Schalter auf Basis davon zu schließen, wann die erste Spannungstransiente vom ersten Komparator detektiert wird, und den Schalter auf Basis der ersten Zeitspanne zu öffnen.
  26. Integrierte Synchrongleichrichterschaltung nach Anspruch 24 oder 25, die weiterhin Folgendes umfasst: eine Klemmschaltung, die mit dem Abtastanschluss gekoppelt ist; und einen Stromsensor, der mit der Klemmschaltung und mit der Schalteraktivierungsschaltung gekoppelt ist, wobei die Schalteraktivierungsschaltung dazu ausgelegt ist, den Schalter zu deaktivieren, wenn der Stromsensor einen Strom zu einem gleichen Zeitpunkt detektiert, zu dem der erste Komparator eine Spannungstransiente detektiert.
  27. Integrierte Synchrongleichrichterschaltung nach Anspruch 26, wobei: die Klemmschaltung eine Diode umfasst; und der Stromsensor einen Stromspiegel mit einem Eingangsanschluss, der mit der Diode gekoppelt ist, und einen Komparator mit einem Eingangsknoten, der mit einem Ausgang des Stromspiegels gekoppelt ist, umfasst.
DE102015104608.3A 2014-04-01 2015-03-26 System und Verfahren für ein Schaltnetzteil Ceased DE102015104608A1 (de)

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Families Citing this family (53)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2490918B (en) * 2011-05-18 2013-05-15 Ikon Semiconductor Ltd A switched mode power supply
US10622902B2 (en) 2012-04-12 2020-04-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
US9595874B2 (en) 2012-04-12 2017-03-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
US9397517B2 (en) * 2014-01-08 2016-07-19 Infineon Technologies Austria Ag Cable compensation by zero-crossing compensation current and resistor
US9543844B2 (en) * 2014-04-01 2017-01-10 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switched-mode power supply
US9742288B2 (en) 2014-10-21 2017-08-22 Power Integrations, Inc. Output-side controller with switching request at relaxation ring extremum
US9819274B2 (en) 2014-11-20 2017-11-14 Microchip Technology Incorporated Start-up controller for a power converter
JP6424605B2 (ja) * 2014-12-15 2018-11-21 ミツミ電機株式会社 絶縁型直流電源装置および制御方法
GB2534234A (en) * 2015-01-16 2016-07-20 Tridonic Gmbh & Co Kg Driving circuit for a provision of an operating current for at least one lighting means and respective method
US10075083B2 (en) * 2015-04-02 2018-09-11 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Multi-step simplified optimal trajectory control (SOTC) based on only Vo and I load
US9584027B2 (en) * 2015-04-10 2017-02-28 Power Integrations, Inc. Power converter with winding communication
US10277130B2 (en) 2015-06-01 2019-04-30 Microchip Technolgoy Incorporated Primary-side start-up method and circuit arrangement for a series-parallel resonant power converter
US9912243B2 (en) 2015-06-01 2018-03-06 Microchip Technology Incorporated Reducing power in a power converter when in a standby mode
TWI599157B (zh) * 2015-07-23 2017-09-11 台灣快捷國際股份有限公司 電源轉換器以及其控制方法
US9705408B2 (en) * 2015-08-21 2017-07-11 Microchip Technology Incorporated Power converter with sleep/wake mode
ITUB20154121A1 (it) 2015-10-01 2017-04-01 St Microelectronics Srl Procedimento per il pilotaggio di un convertitore risonante, relativo dispositivo e prodotto informatico
ITUB20154179A1 (it) 2015-10-01 2017-04-01 St Microelectronics Srl Procedimento per il pilotaggio di un convertitore risonante, relativo convertitore e prodotto informatico
US9837915B2 (en) * 2015-10-23 2017-12-05 Infineon Technologies Austria Ag Controlling components of power converters using delta-sigma modulation on analog inputs
US20170187200A1 (en) * 2015-12-28 2017-06-29 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Charger Communication by Load Modulation
US9912245B2 (en) * 2016-02-29 2018-03-06 Toyota Motor Engineering & Manufacturing North America, Inc. Synchronous rectifier control method for a non-isolated DC/DC converter having a transformer with cross connected capacitors
US10014796B2 (en) * 2016-03-25 2018-07-03 Gardenia Industrial Limited Power transformer
US9825546B2 (en) * 2016-03-30 2017-11-21 Infineon Technologies Austria Ag Circuits and methods for auxiliary secondary supply generation with self-starting primary side driver in isolated power converters
CN106026703B (zh) * 2016-05-23 2018-07-13 昂宝电子（上海）有限公司 具有用于同步整流控制器的预测机制的系统和方法
US10333415B2 (en) * 2016-07-01 2019-06-25 Rohm Co., Ltd. Insulated synchronous rectification DC/DC converter including synchronous rectification controller controlling synchronous rectification transistor
US10756881B2 (en) 2016-08-01 2020-08-25 Nxp B.V. Method and system for operating a communications device that communicates via inductive coupling
TWI623184B (zh) * 2016-09-29 2018-05-01 登豐微電子股份有限公司 電源轉換裝置
CN106817031B (zh) 2017-02-24 2019-05-28 昂宝电子（上海）有限公司 具有对于同步整流控制器的定时控制的系统和方法
US10567092B2 (en) 2017-09-01 2020-02-18 Nxp B.V. System to calibrate phase using system information
CN109995236B (zh) * 2017-12-29 2021-04-23 东南大学 一种llc变换器同步整流管的控制系统
JP7028653B2 (ja) * 2018-01-17 2022-03-02 ローム株式会社 絶縁同期整流型ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN110972514B (zh) 2018-07-31 2024-04-02 雅达电子国际有限公司 在低压输出条件期间对于同步整流器控制器的电压供应
US10554136B1 (en) * 2018-08-03 2020-02-04 Power Integrations, Inc. Control of secondary switches based on secondary winding voltage in a power converter
CN108964426B (zh) * 2018-08-27 2020-09-15 深圳市稳先微电子有限公司 一种同步整流管的控制芯片及ac-dc系统
US10516341B1 (en) * 2018-12-18 2019-12-24 Semiconductor Components Industries, Llc Synchronous rectifier gate voltage boost method and system
CN111953211B (zh) * 2019-05-16 2022-03-11 东南大学 准谐振反激变换器的同步整流控制系统及方法
TWI774980B (zh) * 2019-08-29 2022-08-21 偉詮電子股份有限公司 同步整流控制器、自適應設定一斜率臨界值的方法、以及相關之控制方法
US10971990B1 (en) * 2019-09-19 2021-04-06 Cypress Semiconductor Corporation Avoiding false NSN detection in flyback converters
TWI711244B (zh) * 2019-09-27 2020-11-21 通嘉科技股份有限公司 電源供應器
CN113179006B (zh) * 2019-11-08 2023-10-27 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 零电压开通控制电路、方法及应用其的开关电源
US11283343B2 (en) 2019-12-12 2022-03-22 Power Integrations, Inc. Extremum locator with measurement enable circuit
CN111146961B (zh) 2020-01-20 2022-04-12 昂宝电子（上海）有限公司 用于控制同步整流系统的控制电路及方法
CN111697838B (zh) 2020-05-29 2023-09-26 昂宝电子（上海）有限公司 同步整流控制电路、方法和开关电源系统
US11736022B2 (en) * 2020-07-29 2023-08-22 Infineon Technologies Austria Ag Power supply and winding switch control via an integrator voltage
CN112134453B (zh) * 2020-09-08 2021-10-29 台达电子企业管理（上海）有限公司 启动控制方法及系统、尖峰电压检测电路及方法
US11632051B2 (en) 2020-09-30 2023-04-18 Innoscience (Suzhou) Technology Co., Ltd. Flyback converter and method of operating the same
TWI771830B (zh) * 2020-12-17 2022-07-21 通嘉科技股份有限公司 返馳式電源轉換器與相關之控制方法
US11532991B2 (en) * 2021-01-05 2022-12-20 Dialog Semiconductor Inc. Flyback converter with auxiliary winding voltage sensing referring to capacitor voltage
CN113507215B (zh) * 2021-06-21 2022-09-20 艾科微电子(深圳)有限公司 同步整流控制装置、电源供应器以及同步整流控制方法
US11546011B1 (en) * 2021-09-15 2023-01-03 Harris Global Communications, Inc. RF device with biasing circuit for PIN diode and related methods
KR20230050841A (ko) * 2021-10-08 2023-04-17 주식회사 파워엘에스아이 전원 공급 장치를 위한 동기 정류기 제어 방법 및 이를 위한 장치
US20230127837A1 (en) * 2021-10-26 2023-04-27 Infineon Technologies Austria Ag Method and apparatus for period detection-based control of regulation control parameter
US20230155516A1 (en) * 2021-11-18 2023-05-18 Microchip Technology Incorporated Secondary-side flyback converter controller
US11870363B2 (en) * 2022-01-14 2024-01-09 Cypress Semiconductor Corporation High-speed, accurate peak and valley sensing for secondary-controlled flyback converter

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7630218B2 (en) 2007-04-02 2009-12-08 Silicon Touch Technology Inc. Voltage converter capable of correctly enabling secondary converting module coupled to output port of voltage converter by utilizing slope indication signal having different pulse amplitudes representative of different slope values
JP2009027886A (ja) * 2007-07-23 2009-02-05 Sanken Electric Co Ltd Ａｃ−ｄｃコンバータ
US7859868B2 (en) 2008-03-26 2010-12-28 Hipro Electronics Co., Ltd. Synchronous rectifier control circuit with deadtime adjustment to prevent crossover conduction
CN101572485B (zh) * 2008-04-30 2012-06-06 杭州茂力半导体技术有限公司 用于副边同步整流管的智能驱动控制方法及装置
TWI401866B (zh) 2010-07-20 2013-07-11 Niko Semiconductor Co Ltd 預測式同步整流控制器、具有該預測式同步整流控制器之交換式電源轉換電路以及其控制方法
US8611109B2 (en) 2010-09-30 2013-12-17 Infineon Technologies Ag Flyback converter with an adaptively controlled rectifier arrangement
CN102195492B (zh) * 2011-05-24 2014-04-16 成都芯源系统有限公司 同步整流开关电源及其控制电路和控制方法
US8570772B2 (en) * 2012-01-26 2013-10-29 Linear Technology Corporation Isolated flyback converter with efficient light load operation
CN102882377B (zh) * 2012-09-20 2014-11-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种同步整流控制方法及其同步整流控制电路
US9001532B2 (en) * 2013-01-09 2015-04-07 Semiconductor Components Industries, Llc Method of forming a synchronous rectifier controller and structure therefor
US9331587B2 (en) * 2013-01-22 2016-05-03 Power Integrations, Inc. Power converter controller with multiple power sources
US9166575B2 (en) * 2013-03-08 2015-10-20 Power Integrations, Inc. Low threshold voltage comparator
US8964421B2 (en) * 2013-03-14 2015-02-24 Dialog Semiconductor Inc. Powering a synchronous rectifier controller

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