CN106026703B - 具有用于同步整流控制器的预测机制的系统和方法 - Google Patents

具有用于同步整流控制器的预测机制的系统和方法 Download PDF

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Abstract

本文公开了具有用于同步整流控制器的预测机制的系统和方法。用于调节电源变换器的系统控制器和方法。例如，系统控制器包括第一控制器端子以及第二控制器端子。系统控制器被配置为：在第一控制器端子处接收输入信号；至少部分地基于输入信号，生成驱动信号；以及在第二控制器端子处向开关输出驱动信号以影响与电源变换器的次级绕组相关联的电流。系统控制器还被配置为：至少部分地基于输入信号，检测与次级绕组相关联的退磁时段的第一持续时间；至少部分地基于第一持续时间，确定用于驱动信号的时段的第二持续时间；以及在整个时段期间保持驱动信号处于第一逻辑电平。

Description

具有用于同步整流控制器的预测机制的系统和方法
技术领域
本发明的某些实施例涉及集成电路。更具体地，本发明的一些实施例提供了具有用于同步整流控制器的预测机制的系统和方法。仅通过示例的方式，本发明的一些实施例已被应用于在连续导通模式下运行的电源变换器。但应认识到，本发明具有更广泛的适用范围。
背景技术
常规的次级侧同步整流(SR)控制器常常被用作电源变换系统的一部分。这些常规的电源变换系统一般需要支持多种操作模式。操作模式包括断续导通模式(DCM)、准谐振模式(QR)和连续导通模式(CCM)。
图1是示出了具有常规次级侧同步整流(SR)控制器的常规反激式电源变换系统的简图。电源变换系统100(例如，电源变换器)包括电磁干扰(EMI)滤波器101、整流桥102、电容器103和107、电阻器105和106、二极管109、初级绕组112、次级绕组114、初级侧脉宽调制(PWM)控制器120、次级侧同步整流(SR)控制器130、初级侧开关142(例如，晶体管)、次级侧开关144(例如，晶体管)、输出阻性负载152、和输出容性负载154。
初级侧PWM控制器120生成驱动信号121。驱动信号121由开关142(例如，晶体管)接收并且被用于闭合或断开开关142(例如，接通或关断晶体管)以影响流经初级绕组112的电流141。此外，次级侧SR控制器130包括控制器端子138和139。次级侧SR控制器130在控制器端子138处接收来自晶体管144(例如，MOSFET晶体管)的漏极端子的信号131(例如，Vd)，生成驱动信号137(例如，Vg)，并且在控制器端子139处向晶体管144输出驱动信号137。驱动信号137被晶体管144的栅极端子接收并且被用于接通或关断晶体管144以影响流经次级绕组114的电流146。
如图1中所示，次级侧SR控制器130包括漏极电压检测器132、逻辑控制器134、和栅极驱动器136。漏极电压检测器132从晶体管144的漏极端子接收信号131(例如，Vd)，检测接收到的信号131，并且生成检测信号133。检测信号133被逻辑控制器134接收，作为响应，该逻辑控制器134生成控制信号135。栅极驱动器136接收控制信号135并输出驱动信号137(例如，Vg)到晶体管144的栅极端子。驱动信号137(例如，Vg)是至少部分地基于检测到的信号131(例如，Vd)而生成的，并且被用于接通或关断晶体管144。如果驱动信号137处于逻辑高电平，则晶体管144被接通，而如果驱动信号137处于逻辑低电平，则晶体管144被关断。
图2是示出了电源变换系统100的次级侧同步整流控制器130的某些常规组件的简图。漏极电压检测器132包括比较器210和220。比较器210接收信号131(例如，Vd)和阈值信号212(例如，Vth_on)并生成比较信号214。比较器220接收信号131(例如，Vd)和阈值信号222(例如，Vth_off)并生成比较信号224。检测信号133包括比较信号214和224。
如图1和图2中所示，当电源变换系统100在DCM模式或者QR模式下操作时，如果检测到的信号131(例如，Vd)降至低于阈值信号212(例如，Vth_on)并且比较信号214从逻辑低电平变为逻辑高电平，则驱动信号137从逻辑低电平变为逻辑高电平并且晶体管144从被关断变为被接通。另外，当电源变换系统100在DCM模式或者QR模式下操作时，如果检测到的信号131(例如，Vd)升至高于阈值信号222(例如，Vth_off)并且比较信号224从逻辑高电平变为逻辑低电平，则驱动信号137从逻辑高电平变为逻辑低电平并且晶体管144从被接通变为被关断。
例如，阈值信号222(例如，Vth_off)接近0V(例如，等于-15mV)，所以在退磁时段的结尾处当流经次级绕组114的次级电流116在量值上变得足够小时，检测到的信号131(例如，Vd)升至高于阈值信号222(例如，Vth_off)并且比较信号224从逻辑高电平变为逻辑低电平。在另一示例中，当电源变换系统100在DCM模式或者QR模式下操作时，在晶体管142变得被接通之前，晶体管144变得被关断。
然而，常规的具有次级侧同步整流控制器的电源变换系统会经历显著的可靠性问题。因而，高度期望改进与次级侧同步整流控制器有关的技术。
发明内容
本发明的某些实施例涉及集成电路。更具体地，本发明的一些实施例提供了具有用于同步整流控制器的预测机制的系统和方法。仅通过示例的方式，本发明的一些实施例已被应用于在连续导通模式下运行的电源变换器。但应认识到，本发明具有更广泛的适用范围。
根据一个实施例，一种用于调节电源变换器的系统控制器，系统控制器包括：第一控制器端子；以及第二控制器端子。系统控制器被配置为：在第一控制器端子处接收输入信号；至少部分地基于输入信号，生成驱动信号；以及在第二控制器端子处向开关输出驱动信号以影响与电源变换器的次级绕组相关联的电流。系统控制器还被配置为：至少部分地基于输入信号，检测与次级绕组相关联的退磁时段的第一持续时间；至少部分地基于第一持续时间，确定用于驱动信号的时段的第二持续时间；以及在整个时段期间保持驱动信号处于第一逻辑电平以保持开关在整个时段期间是闭合的。退磁时段包括第一开始和第一结束，并且时段包括第二开始和第二结束。第二结束在第一结束之后。
根据另一实施例，一种用于调节电源变换器的系统控制器，系统控制器包括：第一控制器端子；以及第二控制器端子。系统控制器被配置为：在第一控制器端子处接收输入信号；至少部分地基于输入信号，生成第一驱动信号；以及在第二控制器端子处向第一开关输出第一驱动信号以影响与电源变换器的次级绕组相关联的第一电流。系统控制器还被配置为：至少部分地基于输入信号，检测用于第二驱动信号的第一时段的第一持续时间；至少部分地基于输入信号，检测与次级绕组相关联的退磁时段的退磁持续时间；至少部分地基于输入信号，检测用于第二驱动信号的第二时段的第二持续时间；至少部分地基于第一持续时间、退磁持续时间和第二持续时间，确定用于第一驱动信号的第三时段的第三持续时间；以及在整个第三时段期间保持第一驱动信号处于第一逻辑电平以保持第一开关在整个第三时段期间是闭合的。第二驱动信号被输出至第二开关以影响与电源变换器的初级绕组相关联的第二电流。初级绕组被耦合至次级绕组。第一时段包括第一开始和第一结束，退磁时段包括第二开始和第二结束，第二时段包括第三开始和第三结束，并且第三时段包括第四开始和第四结束。第四结束在第一结束、第二结束和第三结束之后。第二开关从第一开始到第一结束是闭合的，第二开关从第一结束到第三开始是断开的，并且第二开关从第三开始到第三结束是闭合的。
根据又一实施例，一种用于调节电源变换器的方法包括：接收输入信号；至少部分地基于输入信号，生成驱动信号；以及向开关输出驱动信号以影响与电源变换器的次级绕组相关联的电流。中至少部分地基于输入信号生成驱动信号包括：至少部分地基于输入信号，检测与次级绕组相关联的退磁时段的第一持续时间；至少部分地基于第一持续时间，确定用于驱动信号的时段的第二持续时间；以及在整个时段期间保持驱动信号处于第一逻辑电平以保持开关在整个时段期间是闭合的。退磁时段包括第一开始和第一结束，并且时段包括第二开始和第二结束。第二结束在第一结束之后。
根据又一实施例，一种用于调节电源变换器的方法包括：接收输入信号；至少部分地基于输入信号，生成第一驱动信号；以及向第一开关输出第一驱动信号以影响与电源变换器的次级绕组相关联的第一电流。至少部分地基于输入信号来生成第一驱动信号包括：至少部分地基于输入信号，检测用于第二驱动信号的第一时段的第一持续时间；至少部分地基于输入信号，检测与次级绕组相关联的退磁时段的退磁持续时间；至少部分地基于输入信号，检测用于第二驱动信号的第二时段的第二持续时间；至少部分地基于第一持续时间、退磁持续时间和第二持续时间，确定用于第一驱动信号的第三时段的第三持续时间；以及在整个第三时段期间保持第一驱动信号处于第一逻辑电平以保持第一开关在整个第三时段期间是闭合的。第二驱动信号被输出至第二开关以影响与电源变换器的初级绕组相关联的第二电流。第一时段包括第一开始和第一结束，退磁时段包括第二开始和第二结束，第二时段包括第三开始和第三结束，并且第三时段包括第四开始和第四结束。第四结束在第一结束、第二结束和第三结束之后。第二开关从第一开始到第一结束是闭合的，第二开关从第一结束到第三开始是断开的，并且第二开关从第三开始到第三结束是闭合的。
依据实施例，可以实现一个或多个有益效果。参考下面的具体描述和附图能够全面地领会本发明的这些有益效果和各种附加的目的、特征以及优点。
附图说明
图1是示出了具有常规次级侧同步整流(SR)控制器的常规反激式电源变换系统的简图。
图2是示出了图1中所示的电源变换系统的次级侧同步整流控制器的某些常规组件的简图。
图3是根据本发明的实施例示出了具有同步整流(SR)控制器的电源变换系统的简图。
图4是根据本发明的实施例的、针对如图3中所示的在连续导通模式(CCM)下操作的电源变换系统的简化时序图。
图5是根据本发明的实施例示出了具有同步整流(SR)控制器的电源变换系统的简图。
图6是根据本发明的实施例的、针对如图5中所示的在连续导通模式(CCM)下操作的电源变换系统的简化时序图。
具体实施方式
本发明的某些实施例涉及集成电路。更具体地，本发明的一些实施例提供了具有用于同步整流控制器的预测机制的系统和方法。仅通过示例的方式，本发明的一些实施例已被应用于在连续导通模式下运行的电源变换器。但应认识到，本发明具有更广泛的适用范围。
参考图1和图2，如果阈值信号222(例如，Vth_off)接近0V(例如，等于-15mV)，则当电源变换系统100在CCM模式下操作时，次级电流116在退磁时段的结尾处一般不会在量值上变得足够小，所以在退磁时段的结尾处检测到的信号131(例如，Vd)常常不能够升至高于阈值信号222并且比较信号224经常不能够从逻辑高电平变为逻辑低电平；因此根据某些实施例，在晶体管142变得被接通之前，晶体管144未变得被关断。例如，如果电源变换系统100在CCM模式下操作，则次级电流116没有在量值上变得足够小并且检测到的信号131(例如，Vd)没有升至高于阈值信号222，直到晶体管142变得被接通之后。在另一示例中，如果电源变换系统100在CCM模式下操作，当晶体管142变得被接通时，晶体管144仍保持被接通，并且包括初级绕组112和次级绕组114的变压器的直通(shoot-through)损坏电源变换系统100，这导致了可靠性的问题。
图3是根据本发明的实施例示出了具有同步整流(SR)控制器的电源变换系统的简图。此图仅仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域的技术人员将认识到许多变化、替代和修改。电源变换系统300(例如，电源变换器)包括电磁干扰(EMI)滤波器301、整流桥302、电容器303和307、电阻器305和306、二极管309、初级绕组312、次级绕组314、脉宽调制(PWM)控制器320、同步整流(SR)控制器330、开关342(例如，晶体管)、开关344(例如，晶体管)、输出阻性负载352、和输出容性负载354。例如，脉宽调制(PWM)控制器320在初级侧上，并且SR控制器330在次级侧上。在另一示例中，开关342(例如，晶体管)在初级侧上，并且开关344(例如，晶体管)在次级侧上。
在一个实施例中，PWM控制器320生成驱动信号321并且向开关342输出驱动信号321。例如，驱动信号321被开关342(例如，晶体管)接收并且被用于闭合或断开开关342(例如，接通或关断晶体管)以影响与初级绕组312相关联(例如，流经初级绕组312)的电流341。在另一实施例中，SR控制器330包括控制器端子338和339。例如，SR控制器330在控制器端子338处接收来自晶体管344(例如，MOSFET晶体管)的漏极端子的信号331(例如，Vd)，生成驱动信号337(例如，Vg)，并且在控制器端子339处向晶体管344输出驱动信号337。在另一示例中，驱动信号337被晶体管344的栅极端子接收并且被用于接通或关断晶体管344以影响与次级绕组314相关联(例如，流经次级绕组314)的电流346。在又一实施例中，如果电源变换系统300在CCM模式下操作，则晶体管344在开关342变得闭合(例如，被接通)之前变得被关断，并且当晶体管342被闭合(例如，被接通时)晶体管344保持为被关断。
如图3中所示，根据某些实施例，SR控制器330包括退磁检测器332、逻辑控制器334、和栅极驱动器336。在一个实施例中，退磁检测器332从晶体管344的漏极端子接收信号331(例如，Vd)并且生成退磁信号333。例如，信号331是晶体管344的漏极端子的漏极电压。在另一示例中，退磁信号333在退磁时段期间处于逻辑高电平，并且在退磁时段之外处于逻辑低电平。
在另一实施例中，退磁信号333被逻辑控制器334接收，作为响应，该逻辑控制器334生成控制信号335。例如，控制信号335包括一个或多个脉冲。在又一实施例中，栅极驱动器336接收控制信号335并输出驱动信号337(例如，Vg)到晶体管344的栅极端子。例如，如果驱动信号337处于逻辑高电平，则晶体管344被接通，而如果驱动信号337处于逻辑低电平，则晶体管344被关断。
图4是根据本发明的实施例的、针对在连续导通模式(CCM)下操作的电源变换系统300的简化时序图。此图仅仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域的技术人员将认识到许多变化、替代和修改。波形410表示作为时间的函数的驱动信号321，波形420表示作为时间的函数的信号331，波形430表示作为时间的函数的退磁信号333(例如，Tdem)，波形440表示作为时间的函数的控制信号335(例如，Vprdt)，并且波形450表示作为时间的函数的驱动信号337。例如，电源变换系统300工作在CCM模式下，具有稳定的开关切换而没有次谐波振荡。
在一个实施例中，在时间t1处，驱动信号321从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形410所示)，并且开关342变得断开(例如，被关断)。例如，在时间t1处，信号331开始迅速减小(例如，如波形420所示)。在另一示例中，在时间t1处，退磁信号333从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形430所示)，这指示退磁时段(例如，Tdem(n-1)，n为大于1的整数)的开始。在又一示例中，在时间t1处，驱动信号337从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形450所示)并且晶体管344变得被接通，这指示导通时段(例如，Tsron(n-1)，n为大于1的整数)的开始。
在另一实施例中，在时间t2处，控制信号335从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形440所示)，这使得驱动信号337从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形450所示)。例如，时间t2表示导通时段(例如，Tsron(n-1)，n为大于1的整数)的结束。在又一实施例中，在时间t3处，控制信号335从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形440所示)，这指示(例如，从时间t2到时间t3的)脉冲的结束。
在又一实施例中，在时间t4处，退磁信号333从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形430所示)，这指示退磁时段(例如，Tdem(n-1)，n为大于1的整数)的结束。例如，在时间t4处，驱动信号321从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形410所示)，并且开关342变得闭合(例如，被接通)。在另一示例中，在时间t4处，信号331开始迅速增大(例如，如波形420所示)。
根据一个实施例，在时间t5处，驱动信号321从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形410所示)，并且开关342变得断开(例如，被关断)。例如，在时间t5处，信号331开始迅速减小(例如，如波形420所示)。在另一示例中，在时间t5处，退磁信号333从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形430所示)，这指示退磁时段(例如，Tdem(n)，n为大于1的整数)的开始。在又一示例中，在时间t5处，驱动信号337从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形450所示)并且晶体管344变得被接通，这指示导通时段(例如，Tsron(n)，n为大于1的整数)的开始。
在另一实施例中，在时间t6处，控制信号335从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形440所示)，这使得驱动信号337从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形450所示)。例如，时间t6表示导通时段(例如，Tsron(n)，n为大于1的整数)的结束。
在另一示例中，时间t6被确定为使得：
Tsron(n)＝k×Tdem(n-1) (算式1)
其中Tsron(n)表示从时间t5到时间t6的导通时段。此外，Tdem(n-1)表示从时间t1到时间t4的退磁时段，该退磁时段在导通时段Tsron(n)的开始之前结束(例如，如波形430和450所示)。另外，k是大于零但小于1的预定预测系数。并且，n是大于1的整数。
根据又一实施例，在时间t7处，控制信号335从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形440所示)，这指示(例如，从时间t6到时间t7的)脉冲的结束。根据又一实施例，在时间t8处，退磁信号333从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形430所示)，这指示退磁时段(例如，Tdem(n)，n为大于1的整数)的结束。在另一示例中，在时间t8处，驱动信号321从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形410所示)，并且开关342变得闭合(例如，被接通)。在另一示例中，在时间t8处，信号331开始迅速增大(例如，如波形420所示)。
根据某些实施例，如图3和图4所示，SR控制器330接收信号331，至少部分地基于信号331确定退磁时段Tdem(m)的持续时间，并且使用该退磁时段Tdem(m)的持续时间来将导通时段Tsron(m+1)的持续时间预测如下：
Tsron(m+1)＝k×Tdem(m) (算式2)
其中m是大于零的整数。此外，Tsron(m+1)表示驱动信号337的导通时段，并且Tdem(m)表示在导通时段Tsron(m+1)的开始之前结束的退磁时段(例如，如波形430和450所示)。另外，k是大于零但小于1的预定预测系数。例如，根据算式2，SR控制器330确定用于生成控制信号335的下降沿的时间(例如，时间t6)(例如，如波形440所示)。在又一示例中，控制信号335的下降沿使得驱动信号337从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形450所示)，这指示驱动信号337的导通时段的结束(例如，指示时间t6作为Tsron(n)的结束)。
在一个实施例中，当m等于n-1时，算式2变成算式1，其中n是大于1的整数。在另一实施例中，当m等于n时，算式2变为如下的算式3：
Tsron(n+1)＝k×Tdem(n) (算式3)
其中n是大于1的整数。此外，Tsron(n+1)表示驱动信号337的导通时段，并且Tdem(n)表示在导通时段Tsron(n+1)的开始之前结束的退磁时段。另外，k是在算式2中出现的预定预测系数。例如，SR控制器330接收信号331(例如，如波形420所示)，至少部分地基于信号331确定退磁时段Tdem(n)的持续时间(例如，如波形430所示)，并且使用该退磁时段Tdem(n)的持续时间根据算式3来预测导通时段Tsron(n+1)的持续时间。
根据一些实施例，如果电源变换系统300在CCM模式下操作(例如，具有稳定的开关切换而没有次谐波振荡)，则晶体管344在开关342变得闭合之前变得被关断(例如，如波形410和450所示)，所以包括初级绕组312和次级绕组314的变压器的直通能够被避免。
图5是根据本发明的另一实施例示出了具有同步整流(SR)控制器的电源变换系统的简图。此图仅仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域的技术人员将认识到许多变化、替代和修改。电源变换系统500(例如，电源变换器)包括电磁干扰(EMI)滤波器501、整流桥502、电容器503和507、电阻器505和506、二极管509、初级绕组512、次级绕组514、脉宽调制(PWM)控制器520、同步整流(SR)控制器530、开关542(例如，晶体管)、开关544(例如，晶体管)、输出阻性负载552、和输出容性负载554。例如，脉宽调制(PWM)控制器520在初级侧上，并且SR控制器530在次级侧上。在另一示例中，开关542(例如，晶体管)在初级侧上，并且开关544(例如，晶体管)在次级侧上。
在一个实施例中，PWM控制器520生成驱动信号521并且向开关542输出该驱动信号521。例如，驱动信号521被开关542(例如，晶体管)接收并且被用于闭合或断开开关542(例如，接通或关断晶体管)以影响与初级绕组512相关联(例如，流经初级绕组512)的电流541。在另一实施例中，SR控制器530包括控制器端子538和539。例如，SR控制器530在控制器端子538处接收来自晶体管544(例如，MOSFET晶体管)的漏极端子的信号531(例如，Vd)，生成驱动信号537(例如，Vg)，并且在控制器端子539处向晶体管544输出驱动信号537。在另一示例中，驱动信号537被晶体管544的栅极端子接收并且被用于接通或关断晶体管544以影响与次级绕组514相关联(例如，流经次级绕组514)的电流546。在又一实施例中，如果电源变换系统500在CCM模式下操作，则晶体管544在开关542变得闭合(例如，被接通)之前变得被关断，并且当晶体管542被闭合(例如，被接通时)时晶体管544保持为被关断。
如图5中所示，根据某些实施例，SR控制器530包括检测器532、逻辑控制器534、和栅极驱动器536。根据某些实施例，检测器532从晶体管544的漏极端子接收信号531(例如，Vd)并且生成退磁信号533和导通时间信号548。例如，信号531是晶体管544的漏极端子的漏极电压。
在一个实施例中，检测器532接收信号531(例如，Vd)，检测次级绕组514的退磁时段，至少部分地基于信号531生成退磁信号533，并且向逻辑控制器534输出该退磁信号533。例如，退磁信号533在退磁时段期间处于逻辑高电平，并且在退磁时段之外处于逻辑低电平。
在另一实施例中，检测器532从晶体管544的漏极端子接收信号531(例如，Vd)，至少部分地基于信号531来检测驱动信号521是处于导通状态(例如，处于逻辑高电平)还是处于关断状态(例如，处于逻辑低电平)，至少部分地基于信号531生成导通时间信号548，并且向逻辑控制器534输出导通时间信号548。例如，导通时间信号548在驱动信号521的导通时段期间处于逻辑高电平，并且在驱动信号521的导通时段之外处于逻辑低电平。在又一示例中，导通时间信号548在开关542闭合(例如，被接通)时处于逻辑高电平，并且在开关542断开(例如，被关断)时处于逻辑低电平。
在另一实施例中，退磁信号533和导通时间信号548被逻辑控制器534接收，作为响应，该逻辑控制器534生成控制信号535。例如，控制信号535包括一个或多个脉冲。在又一实施例中，栅极驱动器536接收控制信号535并输出驱动信号537(例如，Vg)到晶体管544的栅极端子。例如，如果驱动信号537处于逻辑高电平，则晶体管544被接通，而如果驱动信号537处于逻辑低电平，则晶体管544被关断。
图6是根据本发明的实施例的、针对在连续导通模式(CCM)下操作的电源变换系统500的简化时序图。此图仅仅是示例，其不应不适当地限制权利要求的范围。本领域的技术人员将认识到许多变化、替代和修改。波形610表示作为时间的函数的驱动信号521，波形620表示作为时间的函数的信号531，波形630表示作为时间的函数的退磁信号533(例如，Tdem)，波形640表示作为时间的函数的控制信号535(例如。Vprdt)，并且波形650表示作为时间的函数的驱动信号537。例如，电源变换系统500工作在CCM模式下，具有次谐波振荡但还具有针对驱动信号521的恒定开关周期。
在一个实施例中，在时间t10处，退磁信号533从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形630所示)，这指示退磁时段的结束。例如，在时间t10处，驱动信号521从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形610所示)，并且开关542变得闭合(例如，被接通)，这指示驱动信号521的导通时段(例如，Tpon(n-1)，n为大于1的整数)的开始。在另一示例中，在时间t10处，信号531开始迅速增大(例如，如波形620所示)。
在另一实施例中，在时间t11处，驱动信号521从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形610所示)，并且开关542变得断开(例如，被关断)，这指示驱动信号521的导通时段(例如，Tpon(n-1)，n为大于1的整数)的结束。例如，时间t11表示驱动信号521的从时间t10到时间t11导通时段Tpon(n-1)的结束，其中n为大于1的整数。在另一示例中，在时间t11处，信号531开始迅速减小(例如，如波形620所示)。在另一示例中，在时间t11处，退磁信号533从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形630所示)，这指示退磁时段(例如，Tdem(n-1)，n为大于1的整数)的开始。在又一示例中，在时间t11处，驱动信号537从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形650所示)并且晶体管544变得被接通，这指示导通时段(例如，Tsron(n-1)，n为大于1的整数)的开始。
在另一实施例中，在时间t12处，控制信号535从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形640所示)，这使得驱动信号537从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形650所示)。例如，时间t12表示驱动信号537的导通时段(例如，Tsron(n-1)，n为大于1的整数)的结束。在又一实施例中，在时间t13处，控制信号535从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形640所示)，这指示(例如，从时间t12到时间t13的)脉冲的结束。
在又一实施例中，在时间t14处，退磁信号533从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形630所示)，这指示退磁时段(例如，Tdem(n-1)，n为大于1的整数)的结束。例如，在时间t14处，驱动信号521从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形610所示)，并且开关542变得闭合(例如，被接通)，这指示驱动信号521的导通时段(例如，Tpon(n)，n为大于1的整数)的开始。在另一示例中，在时间t14处，驱动信号521从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形610所示)，并且开关542变得闭合(例如，被接通)。在又一示例中，在时间t14处，信号531开始迅速增大(例如，如波形620所示)。
根据一个实施例，在时间t15处，驱动信号521从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形610所示)，并且开关542变得断开(例如，被关断)，这指示驱动信号521的导通时段(例如，Tpon(n)，n为大于1的整数)的结束。例如，时间t15表示驱动信号521的从时间t14到时间t15导通时段Tpon(n)的结束，其中n为大于1的整数。在另一示例中，在时间t15处，信号531开始迅速减小(例如，如波形620所示)。在另一示例中，在时间t15处，退磁信号533从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形630所示)，这指示退磁时段(例如，Tdem(n)，n为大于1的整数)的开始。在又一示例中，在时间t15处，驱动信号537从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形650所示)并且晶体管544变得被接通，这指示驱动信号537的导通时段(例如，Tsron(n)，n为大于1的整数)的开始。
根据另一实施例，在时间t16处，控制信号535从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形640所示)，这使得驱动信号537从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形650所示)。例如，时间t16表示驱动信号537的导通时段(例如，Tsron(n)，n为大于1的整数)的结束。
在另一示例中，
Tpon(n)-Tpon(n-1)≥Tth (算式4)
所以时间t16被确定如下：
Tsron(n)＝j1×Tdem(n-1) (算式5)
其中Tpon(n-1)表示驱动信号521从时间t10到时间t11的导通时段，并且Tpon(n)表示驱动信号521从时间t14到时间t15的另一导通时段。此外，Tth表示预定的时间阈值。例如，Tth大于零。另外，n是大于1的整数。另外，Tsron(n)表示驱动信号537从时间t15到时间t16的导通时段。此外，Tdem(n-1)表示从时间t11到时间t14的退磁时段，该退磁时段在导通时段Tsron(n)的开始之前结束(例如，如波形630和650所示)。另外，j1是预定的预测系数。例如，j1大于零但小于1。在另一示例中，j1大于零但小于或等于0.5。
根据又一实施例，在时间t17处，控制信号535从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形640所示)，这指示(例如，从时间t16到时间t17的)脉冲的结束。根据又一实施例，在时间t18处，退磁信号533从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形630所示)，这指示退磁时段(例如，Tdem(n)，n为大于1的整数)的结束。在另一示例中，在时间t18处，驱动信号521从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形610所示)，并且开关542变得闭合(例如，被接通)，这指示驱动信号521的导通时段(例如，Tpon(n+1)，n为大于1的整数)的开始。在又一示例中，在时间t18处，信号531开始迅速增大(例如，如波形620所示)。
在一个实施例，在时间t19处，驱动信号521从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形610所示)，并且开关542变得断开(例如，被关断)，这指示驱动信号521的导通时段(例如，Tpon(n+1)，n为大于1的整数)的结束。例如，时间t19表示驱动信号521的从时间t18到时间t19的导通时段Tpon(n+1)的结束，其中n为大于1的整数。在另一示例中，在时间t19处，信号531开始迅速减小(例如，如波形620所示)。在另一示例中，在时间t19处，退磁信号533从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形630所示)，这指示退磁时段(例如，Tdem(n+1)，n为大于1的整数)的开始。在又一示例中，在时间t19处，驱动信号537从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形650所示)并且晶体管544变得被接通，这指示驱动信号537的导通时段(例如，Tsron(n+1)，n为大于1的整数)的开始。
在另一实施例中，在时间t20处，控制信号535从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形640所示)，这使得驱动信号537从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形650所示)。例如，时间t20表示驱动信号537的导通时段(例如，Tsron(n+1)，n为大于1的整数)的结束。
在另一示例中，
Tpon(n+1)-Tpon(n)＜Tth (算式6)
所以时间t16被确定如下：
Tsron(n+1)＝j2×Tdem(n) (算式7)
其中Tpon(n)表示驱动信号521从时间t14到时间t15的导通时段，并且Tpon(n+1)表示驱动信号521从时间t18到时间t19的另一导通时段。此外，Tth表示也出现在算式4中的预定时间阈值。另外，n是大于1的整数。另外，Tsron(n+1)表示驱动信号537从时间t19到时间t20的导通时段。此外，Tdem(n)表示从时间t15到时间t18的退磁时段，该退磁时段在导通时段Tsron(n+1)的开始之前结束(例如，如波形630和650所示)。另外，j2是预定的预测系数。例如，j2大于零但小于1。在另一示例中，j2大于0.5但小于1。在又一示例中，j2不等于出现在算式5中的j1。在又一示例中，j2大于出现在算式5中的j1。
根据又一实施例，在时间t21处，控制信号535从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形640所示)，这指示(例如，从时间t20到时间t21的)脉冲的结束。根据又一实施例，在时间t22处，退磁信号533从逻辑高电平变为逻辑低电平(例如，如波形630所示)，这指示退磁时段(例如，Tdem(n+1)，n为大于1的整数)的结束。在另一示例中，在时间t22处，驱动信号521从逻辑低电平变为逻辑高电平(例如，如波形610所示)，并且开关542变得闭合(例如，被接通)，这指示驱动信号521的导通时段的开始。在又一示例中，在时间t22处，信号531开始迅速增大(例如，如波形620所示)。
根据某些实施例，如图5和图6中所示，SR控制器530接收信号531，至少部分地基于信号531确定驱动信号521的导通时段Tpon(m)的持续时间，至少部分地基于信号531确定退磁时段Tdem(m)的持续时间，至少部分地基于信号531确定驱动信号521的导通时段Tpon(m+1)的持续时间，并且使用导通时段Tpon(m)的持续时间、退磁时段Tdem(m)的持续时间和Tpon(m+1)的持续时间来将导通时段Tsron(m+1)的持续时间预测如下：
如果Tpon(m+1)-Tpon(m)≥Tth (算式8)
则Tsron(m+1)＝j1×Tdem(m) (算式9)
如果Tpon(m+1)-Tpon(m)＜Tth (算式10)
则Tsron(m+1)＝j2×Tdem(m) (算式11)
其中m是大于零的整数。此外，Tpon(m)表示驱动信号521的导通时段，并且Tpon(m+1)表示驱动信号521的另一导通时段。此外，Tth表示预定时间阈值。例如，Tth大于零。另外，Tsron(m+1)表示驱动信号537的导通时段。此外，Tdem(m)表示在导通时段Tsron(m+1)的开始之前结束的退磁时段(例如，如波形630和650所示)。另外，j1是预定的预测系数，并且j2也是预定的预测系数。例如，j1大于零但小于1，并且j2大于零但小于1。在另一示例中，j1不等于j2。在又一示例中，j2大于j1。在又一示例中，j1大于零但小于或等于0.5，并且j2大于0.5但小于1。
在一个实施例中，m等于n-1，其中n是大于1的整数。例如，当m等于n-1时，算式8被满足，所以导通时段Tsron(m+1)的持续时间根据算式9来预测，如算式4和5所示。在另一实施例中，m等于n，其中n是大于1的整数。例如，当m等于n时，算式10被满足，所以导通时段Tsron(m+1)的持续时间根据算式11来预测，如算式6和7所示。
根据一些实施例，如果电源变换系统500在CCM模式下操作(例如，具有次谐波振荡，但也具有针对驱动信号521的恒定开关周期)，则晶体管544在开关542变得闭合之前变得被关断(例如，如波形610和650所示)，所以包括初级绕组512和次级绕组514的变压器的直通能够被避免(例如，即使次谐波振荡导致退磁时段中的显著变化)。
本发明的某些实施例具有各种优点。例如，电源变换系统(例如，电源变换系统300和/或电源变换系统500)使用同步整流(SR)控制器(例如，SR控制器330和/或SR控制器530)来防止当电源变换系统在CCM模式下操作时变压器的直通。在另一示例中，同步整流(SR)控制器(例如，SR控制器330和/或SR控制器530)能够提升电源变换系统(例如，电源变换系统300和/或电源变换系统500)的可靠性和效率。
根据另一实施例，用于调节电源变换器(例如，电源变换器300)的系统控制器(例如，同步整流控制器330)包括第一控制器端子(例如，端子338)和第二控制器端子(例如，端子339)。系统控制器(例如，同步整流控制器330)被配置为：在第一控制器端子(例如，端子338)处接收输入信号(例如，信号331)，至少部分地基于输入信号生成驱动信号(例如，信号337)，并且在第二控制器端子(例如，端子339)处向开关(例如，开关344)输出驱动信号(例如，信号337)以影响与电源变换器(例如，电源变换器300)的次级绕组(例如，次级绕组314)相关联的电流(例如，电流346)。系统控制器(例如，同步整流控制器330)还被配置为：至少部分地基于输入信号检测与次级绕组(例如，次级绕组314)相关联的退磁时段(例如，图4中所示的Tdem(n-1))的第一持续时间，至少部分地基于第一持续时间确定用于驱动信号(例如，信号337)的时段(例如，图4中所示的Tsron(n))的第二持续时间，并且在整个时段期间(例如，在图4中所示的整个Tsron(n)期间)保持驱动信号(例如，信号337)处于第一逻辑电平以保持开关(例如，开关344)在整个时段期间(例如，在图4中所示的整个Tsron(n)期间)是闭合的。退磁时段(例如，图4中所示的Tdem(n-1))包括第一开始(例如，图4中所示的t1)和第一结束(例如，图4中所示的t4)，并且时段(例如，图4中所示的Tsron(n))包括第二开始(例如，图4中所示的t5)和第二结束(例如，图4中所示的t6)。第二结束(例如，图4中所示的t6)在第一结束(例如，图4中所示的t4)之后。例如，系统控制器(例如，同步整流控制器330)是根据至少图3和/或图4实现的。
在另一示例中，系统控制器(例如，同步整流控制器330)还被配置为确定时段(例如，图4中所示的Tsron(n))的第二持续时间等于第一持续时间(例如，图4中所示的Tsron(n-1)的持续时间)乘以预定系数(例如，如算式1和/或算式2所示)。预定系数(例如，如算式1中所示的k和/或算式2中所示的k)大于0并且小于1。在又一示例中，第二开始(例如，图4中所示的t5)在第一结束(例如，图4中所示的t4)之后。在又一示例中，系统控制器(例如，同步整流控制器330)还被配置为从第一结束(例如，图4中所示的t4)到第二开始(例如，图4中所示的t5)将驱动信号(例如，信号337)保持为处于第二逻辑电平以保持开关(例如，开关344)从第一结束到第二开始是断开的。在又一示例中，第一逻辑电平是逻辑高电平，并且第二逻辑电平是逻辑低电平。
在又一示例中，开关(例如，开关344)包括晶体管，并且晶体管包括栅极端子、漏极端子和源极端子。在又一示例中，系统控制器(例如，同步整流控制器330)还被配置为：在第一控制器端子(例如，端子338)处从晶体管的漏极端子接收输入信号，并且在第二控制器端子(例如，端子339)处向晶体管的栅极端子输出驱动信号(例如，信号337)以接通或关断晶体管(例如，晶体管344)从而影响流经电源变换器的次级绕组的电流(例如，电流346)。在又一示例中，输入信号(例如，信号331)是表示漏极端子的漏极电压(例如，晶体管344的漏极电压)的电压信号。
在又一示例中，系统控制器(例如，同步整流控制器330)还包括退磁检测器(例如，退磁检测器332)、逻辑控制器(例如，逻辑控制器334)和驱动器(例如，栅极驱动器336)，该退磁检测器被配置为接收输入信号(例如，信号331)并且至少部分地基于输入信号生成退磁信号(例如，信号333)，逻辑控制器被配置为接收退磁信号并且至少部分地基于退磁信号生成控制信号(例如，信号335)，驱动器被配置为接收控制信号并且至少部分地基于控制信号生成驱动信号(例如，信号337)。退磁信号(例如，信号333)指示退磁时段(例如，图4中所示的Tdem(n-1))的第一开始(例如，图4中所示的t1)和退磁时段的第一结束(例如，图4中所示的t4)。控制信号(例如，信号335)指示时段(例如，图4中所示的Tsron(n))的第二结束(例如，图4中所示的t6)(例如，如图4中的波形440所示)。
根据又一实施例，用于调节电源变换器(例如，电源变换器500)的系统控制器(例如，同步整流控制器530)包括第一控制器端子(例如，端子538)和第二控制器端子(例如，端子539)。系统控制器(例如，同步整流控制器530)被配置为：在第一控制器端子(例如，端子538)处接收输入信号(例如，信号531)，至少部分地基于输入信号生成第一驱动信号(例如，信号537)，并且在第二控制器端子(例如，端子539)处向第一开关(例如，开关544)输出第一驱动信号(例如，信号537)以影响与电源变换器(例如，电源变换器500)的次级绕组(例如，次级绕组514)相关联的第一电流(例如，电流546)。系统控制器(例如，同步整流控制器530)还被配置为：至少部分地基于输入信号(例如，信号531)检测用于第二驱动信号(例如，信号521)的第一时段(例如，图6中所示的Tpon(n-1)或Tpon(n))的第一持续时间，至少部分地基于输入信号检测与次级绕组(例如，次级绕组514)相关联的退磁时段(例如，图6中所示的Tdem(n-1)或Tdem(n))的退磁持续时间，至少部分地基于输入信号(例如，信号531)检测用于第二驱动信号(例如，信号521)的第二时段(例如，图6中所示的Tpon(n)或Tpon(n+1))的第二持续时间，至少部分地基于第一持续时间、退磁持续时间和第二持续时间来确定用于第一驱动信号(例如，信号537)的第三时段(例如，图6中所示的Tsron(n)或Tsron(n+1))的第三持续时间，并且在整个第三时段期间(例如，在图6中所示的整个Tsron(n)或整个Tsron(n+1)期间)保持第一驱动信号(例如，信号537)处于第一逻辑电平以保持第一开关(例如，开关544)在整个第三时段期间(例如，在图6中所示的整个Tsron(n)或整个Tsron(n+1)期间)是闭合的。第二驱动信号(例如，信号521)被输出至第二开关(例如，开关542)以影响与电源变换器(例如，电源变换器500)的初级绕组(例如，初级绕组512)相关联(例如，流经初级绕组)的第二电流(例如，电流541)。初级绕组(例如，初级绕组512)被耦合至次级绕组(例如，次级绕组514)。第一时段(例如，图6中所示的Tpon(n-1))包括第一开始(例如，图6中所示的t10)和第一结束(例如，图6中所示的t11)，退磁时段(例如，图6中所示的Tdem(n-1))包括第二开始(例如，图6中所示的t11)和第二结束(例如，图6中所示的t14)，第二时段(例如，图6中所示的Tpon(n))包括第三开始(例如，图6中所示的t14)和第三结束(例如，图6中所示的t15)，并且第三时段(例如，图6中所示的Tsron(n))包括第四开始(例如，图6中所示的t15)和第四结束(例如，图6中所示的t16)。第四结束(例如，图6中所示的t16)在第一结束(例如，图6中所示的t11)、第二结束(例如，图6中所示的t14)和第三结束(例如，图6中所示的t15)之后。第二开关(例如，开关542)从第一开始(例如，图6中所示的t10)到第一结束(例如，图6中所示的t11)是闭合的，第二开关(例如，开关542)从第一结束(例如，图6中所示的t11)到第三开始(例如，图6中所示的t14)是断开的，并且第二开关(例如，开关542)从第三开始(例如，图6中所示的t14)到第三结束(例如，图6中所示的t15)是闭合的。例如，系统控制器(例如，同步整流控制器530)是根据至少图5和/或图6来实现的。
在另一示例中，系统控制器(例如，同步整流控制器530)还被配置为：确定第一持续时间和第二持续时间是否满足一个或多个预定条件(例如，如算式4、算式6、算式8和/或算式10所示)；并且至少部分地基于第一持续时间和第二持续时间是否满足一个或多个预定条件来确定第三时段的第三持续时间(例如，如算式5、算式7、算式9和/或算式11所示)。在又一示例中，系统控制器(例如，同步整流控制器530)还被配置为：如果第二持续时间减去第一持续时间大于预定阈值(例如，如算式4和/或算式8所示)，则确定第一持续时间和第二持续时间满足一个或多个预定条件。在又一实施例中，系统控制器(例如，同步整流控制器530)还被配置为：如果第二持续时间减去第一持续时间小于预定阈值(例如，如算式6和/或算式10所示)，则确定第一持续时间和第二持续时间不满足一个或多个预定条件。
在又一示例中，系统控制器(例如，同步整流控制器530)还被配置为：如果第一持续时间和第二持续时间被确定为满足一个或多个预定条件，则确定第三持续时间等于退磁持续时间乘以第一预定系数(例如，如算式5和/或算式9所示)。第一预定系数(例如，算式5中所示的j1和/或算式9中所示的j1)大于0并且小于1。在又一示例中，系统控制器(例如，同步整流控制器530)还被配置为：如果第一持续时间和第二持续时间被确定为不满足一个或多个预定条件，则确定第三持续时间等于退磁持续时间乘以第二预定系数(例如，如算式5和/或算式9所示)。第二预定系数(例如，算式7中所示的j2和/或算式11中所示的j2)大于0并且小于1，并且第二预定系数(例如，算式7中所示的j2和/或算式11中所示的j2)不等于第一预定系数(例如，算式5中所示的j1和/或算式9中所示的j1)。在又一示例中，预定阈值(例如，算式4、算式6、算式8、和/或算式10中所示的Tth)大于0，并且第二预定系数(例如，算式7中所示的j2和/或算式11中所示的j2)大于第一预定系数(例如，算式5中所示的j1和/或算式9中所示的j1)。在又一示例中，第一预定系数(例如，算式5中所示的j1和/或算式9中所示的j1)大于0并且小于或等于0.5，并且第二预定系数(例如，算式7中所示的j2和/或算式11中所示的j2)大于0.5并且小于1。
在又一示例中，系统控制器(例如，同步整流控制器530)还被配置为：保持第一驱动信号(例如，信号537)从第二结束(例如，图6中所示的t14)到第四开始(例如，图6中所示的t15)处于第二逻辑电平以保持第一开关(例如，开关544)从第二结束到第四开始是断开的。在又一示例中，第一逻辑电平是逻辑高电平，而第二逻辑电平是逻辑低电平。
在又一示例中，第一开关(例如，开关544)包括晶体管，并且晶体管包括栅极端子、漏极端子和源极端子。在又一示例中，系统控制器(例如，同步整流控制器530)还被配置为：在第一控制器端子(例如，端子538)处从晶体管的漏极端子接收输入信号，并且在第二控制器端子(例如，端子539)处向晶体管的栅极端子输出第一驱动信号(例如，信号537)以接通或关断晶体管(例如，晶体管544)从而影响流经电源变换器的次级绕组的第一电流(例如，电流546)。在又一示例中，输入信号(例如，信号531)是表示漏极端子的漏极电压(例如，晶体管544的漏极电压)的电压信号。
在又一示例中，系统控制器(例如，同步整流控制器530)还包括信号检测器(例如，检测器532)、逻辑控制器和驱动器(例如，栅极驱动器536)，该信号检测器被配置为接收输入信号(例如，信号531)并且至少部分地基于输入信号(例如，信号531)生成第一信号(例如，信号548)和第二信号(例如，信号533)，逻辑控制器被配置为接收第一信号和第二信号并且至少部分地基于第一信号和第二信号生成控制信号(例如，信号535)，驱动器被配置为接收控制信号并且至少部分地基于控制信号生成第一驱动信号(例如，信号537)。第一信号(例如，信号548)指示第一时段(例如，图6中所示的Tpon(n-1))的第一开始(例如，图6中所示的t10)、第一时段(例如，图6中所示的Tpon(n-1))的第一结束(例如，图6中所示的t11)、第二时段(例如，图6中所示的Tpon(n))的第三开始(例如，图6中所示的t14)、和第二时段(例如，图6中所示的Tpon(n))的第三结束(例如，图6中所示的t15)，并且第二信号(例如，信号533)指示退磁时段(例如，图6中所示的Tdem(n-1))的第二开始(例如，图6中所示的t11)和退磁时段(例如，图6中所示的Tdem(n-1))的第二结束(例如，图6中所示的t14)。控制信号(例如，信号535)指示第三时段(例如，图6中所示的Tsron(n))的第四结束(例如，图6中所示的t16)(例如，如图6中的波形640所示)。
根据又一实施例，一种用于调节电源变换器(例如，电源变换器300)的方法包括：接收输入信号(例如，信号331)，至少部分地基于输入信号生成驱动信号(例如，信号337)，并且向开关(例如，开关344)输出驱动信号(例如，信号337)以影响与电源变换器(例如，电源变换器300)的次级绕组(例如，次级绕组314)相关联(例如，流经次级绕组)的电流(例如，电流346)。至少部分地基于输入信号生成驱动信号包括：至少部分地基于输入信号检测与次级绕组(例如，次级绕组314)相关联的退磁时段(例如，图4中所示的Tdem(n-1))的第一持续时间，至少部分地基于第一持续时间确定用于驱动信号(例如，信号337)的时段(例如，图4中所示的Tsron(n))的第二持续时间，并且在整个时段期间(例如，在图4中所示的整个Tsron(n)期间)保持驱动信号(例如，信号337)处于第一逻辑电平以保持开关(例如，开关344)在整个时段期间(例如，在图4中所示的整个Tsron(n)期间)是闭合的。退磁时段(例如，图4中所示的Tdem(n-1))包括第一开始(例如，图4中所示的t1)和第一结束(例如，图4中所示的t4)，并且时段(例如，图4中所示的Tsron(n))包括第二开始(例如，图4中所示的t5)和第二结束(例如，图4中所示的t6)。第二结束(例如，图4中所示的t6)在第一结束(例如，图4中所示的t4)之后。例如，该方法是根据至少图3和/或图4实现的。
根据又一实施例，一种用于调节电源变换器(例如，电源变换器500)的方法包括：接收输入信号(例如，信号531)，至少部分地基于输入信号生成第一驱动信号(例如，信号537)，并且向第一开关(例如，开关544)输出该第一驱动信号(例如，信号537)以影响与电源变换器(例如，电源变换器500)的次级绕组(例如，次级绕组514)相关联的第一电流(例如，电流546)。至少部分地基于输入信号生成第一驱动信号包括：至少部分地基于输入信号(例如，信号531)检测用于第二驱动信号(例如，信号521)的第一时段(例如，图6中所示的Tpon(n-1)或Tpon(n))的第一持续时间，至少部分地基于输入信号检测与次级绕组(例如，次级绕组514)相关联的退磁时段(例如，图6中所示的Tdem(n-1)或Tdem(n))的退磁持续时间，至少部分地基于输入信号(例如，信号531)检测用于第二驱动信号(例如，信号521)的第二时段(例如，图6中所示的Tpon(n)或Tpon(n+1))的第二持续时间，至少部分地基于第一持续时间、退磁持续时间和第二持续时间来确定用于第一驱动信号(例如，信号537)的第三时段(例如，图6中所示的Tsron(n)或Tsron(n+1))的第三持续时间，并且在整个第三时段期间(例如，在图6中所示的整个Tsron(n)或整个Tsron(n+1)期间)保持第一驱动信号(例如，信号537)处于第一逻辑电平以保持第一开关(例如，开关544)在整个第三时段期间(例如，在图6中所示的整个Tsron(n)或整个Tsron(n+1)期间)是闭合的。第二驱动信号(例如，信号521)被输出至第二开关(例如，开关542)以影响与电源变换器(例如，电源变换器500)的初级绕组(例如，初级绕组512)相关联(例如，流经初级绕组)的第二电流(例如，电流541)。第一时段(例如，图6中所示的Tpon(n-1))包括第一开始(例如，图6中所示的t10)和第一结束(例如，图6中所示的t11)，并且退磁时段(例如，图6中所示的Tdem(n-1))包括第二开始(例如，图6中所示的t11)和第二结束(例如，图6中所示的t14)。第二时段(例如，图6中所示的Tpon(n))包括第三开始(例如，图6中所示的t14)和第三结束(例如，图6中所示的t15)，并且第三时段(例如，图6中所示的Tsron(n))包括第四开始(例如，图6中所示的t15)和第四结束(例如，图6中所示的t16)。第四结束(例如，图6中所示的t16)在第一结束(例如，图6中所示的t11)、第二结束(例如，图6中所示的t14)和第三结束(例如，图6中所示的t15)之后。第二开关(例如，开关542)从第一开始(例如，图6中所示的t10)到第一结束(例如，图6中所示的t11)是闭合的，第二开关(例如，开关542)从第一结束(例如，图6中所示的t11)到第三开始(例如，图6中所示的t14)是断开的，并且第二开关(例如，开关542)从第三开始(例如，图6中所示的t14)到第三结束(例如，图6中所示的t15)是闭合的。例如，该方法是根据至少图5和/或图6来实现的。
例如，本发明的各种实施例的一些或全部组件中的每个都通过使用一个或多个软件组件、一个或多个硬件组件和/或软件和硬件组件的一个或多个组合，被单独地和/或与至少另一组件相结合地实现。在另一示例中，本发明的各种实施例的一些或全部组件中的每个都被单独地和/或与至少另一组件相结合地实现在一个或多个电路中，该一个或多个电路例如是一个或多个模拟电路和/或一个或多个数字电路。在又一个示例中，能够组合本发明的各种实施例和/或示例。
尽管已经对本发明的特定实施例进行了描述，但是本领域的技术人员将理解的是，存在与所描述的实施例等同的其它实施例。因此，应当理解的是，本发明将不由特定图示的实施例来限制，而是仅由所附权利要求的范围来限制。

Claims (22)

1.一种用于调节电源变换器的系统控制器，所述系统控制器包括：
第一控制器端子；以及
第二控制器端子；
其中所述系统控制器被配置为：
在所述第一控制器端子处接收输入信号；
至少部分地基于所述输入信号，生成第一驱动信号；以及
在所述第二控制器端子处向第一开关输出所述第一驱动信号以影响与所述电源变换器的次级绕组相关联的第一电流；
其中所述系统控制器还被配置为：
至少部分地基于所述输入信号，检测用于第二驱动信号的第一时段的第一持续时间，所述第二驱动信号被输出至第二开关以影响与所述电源变换器的初级绕组相关联的第二电流，所述初级绕组被耦合至所述次级绕组，所述第一时段包括第一开始和第一结束；
至少部分地基于所述输入信号，检测与所述次级绕组相关联的退磁时段的退磁持续时间，所述退磁时段包括第二开始和第二结束；
至少部分地基于所述输入信号，检测用于所述第二驱动信号的第二时段的第二持续时间，所述第二时段包括第三开始和第三结束；
至少部分地基于所述第一持续时间、所述退磁持续时间和所述第二持续时间，确定用于所述第一驱动信号的第三时段的第三持续时间，所述第三时段包括第四开始和第四结束，所述第四结束在所述第一结束、所述第二结束和所述第三结束之后；以及
在整个所述第三时段期间保持所述第一驱动信号处于第一逻辑电平以保持所述第一开关在整个所述第三时段期间是闭合的，从所述第二结束到所述第四开始期间保持所述第一驱动信号处于第二逻辑电平以保持所述第一开关从所述第二结束到所述第四开始是断开的；
其中：
所述第二开关从所述第一开始到所述第一结束是闭合的；
所述第二开关从所述第一结束到所述第三开始是断开的；并且
所述第二开关从所述第三开始到所述第三结束是闭合的，并且其中：
所述第一结束与所述第二开始处于同一时间；
所述第二结束与所述第三开始处于同一时间；并且
所述第三结束与所述第四开始处于同一时间。
2.如权利要求1所述的系统控制器，还被配置为：
确定所述第一持续时间和所述第二持续时间是否满足一个或多个预定条件；以及
至少部分地基于所述第一持续时间和所述第二持续时间是否满足所述一个或多个预定条件，确定所述第三时段的第三持续时间。
3.如权利要求2所述的系统控制器，还被配置为：如果所述第二持续时间减去所述第一持续时间大于预定阈值，则确定所述第一持续时间和所述第二持续时间满足所述一个或多个预定条件。
4.如权利要求3所述的系统控制器，还被配置为：如果所述第二持续时间减去所述第一持续时间小于所述预定阈值，则确定所述第一持续时间和所述第二持续时间不满足所述一个或多个预定条件。
5.如权利要求4所述的系统控制器，还被配置为：
如果所述第一持续时间和所述第二持续时间被确定为满足所述一个或多个预定条件，则确定所述第三持续时间等于所述退磁持续时间乘以第一预定系数；
其中所述第一预定系数大于0并且小于1。
6.如权利要求5所述的系统控制器，还被配置为：
如果所述第一持续时间和所述第二持续时间被确定为不满足所述一个或多个预定条件，则确定所述第三持续时间等于所述退磁持续时间乘以第二预定系数；
其中：
所述第二预定系数大于0并且小于1；并且
所述第二预定系数不等于所述第一预定系数。
7.如权利要求6所述的系统控制器，其中：
所述预定阈值大于0；并且
所述第二预定系数大于所述第一预定系数。
8.如权利要求7所述的系统控制器，其中：
所述第一预定系数大于0并且小于或等于0.5；并且
所述第二预定系数大于0.5并且小于1。
9.如权利要求1所述的系统控制器，其中：
所述第一逻辑电平是逻辑高电平；并且
所述第二逻辑电平是逻辑低电平。
10.如权利要求1所述的系统控制器，其中所述第一开关包括晶体管，所述晶体管包括栅极端子、漏极端子和源极端子。
11.如权利要求10所述的系统控制器，其中所述系统控制器还被配置为：
在所述第一控制器端子处从所述晶体管的漏极端子接收所述输入信号；以及
在所述第二控制器端子处向所述晶体管的栅极端子输出所述第一驱动信号以接通或关断所述晶体管，从而影响流经所述电源变换器的次级绕组的所述第一电流。
12.如权利要求11所述的系统控制器，其中所述输入信号是表示所述漏极端子的漏极电压的电压信号。
13.如权利要求1所述的系统控制器，还包括：
信号检测器，被配置为接收所述输入信号并且至少部分地基于所述输入信号，生成第一信号和第二信号；
逻辑控制器，被配置为接收所述第一信号和所述第二信号并且至少部分地基于所述第一信号和所述第二信号，生成控制信号；以及
驱动器，被配置为接收所述控制信号并且至少部分地基于所述控制信号，生成所述第一驱动信号；
其中：
所述第一信号指示所述第一时段的第一开始、所述第一时段的第一结束、所述第二时段的第三开始和所述第二时段的第三结束；
所述第二信号指示所述退磁时段的第二开始和所述退磁时段的第二结束；并且
所述控制信号指示所述第三时段的第四结束。
14.一种用于调节电源变换器的方法，所述方法包括：
接收输入信号；
至少部分地基于所述输入信号，生成第一驱动信号；以及
向第一开关输出所述第一驱动信号以影响与所述电源变换器的次级绕组相关联的第一电流；
其中至少部分地基于所述输入信号来生成第一驱动信号包括：
至少部分地基于所述输入信号，检测用于第二驱动信号的第一时段的第一持续时间，所述第二驱动信号被输出至第二开关以影响与所述电源变换器的初级绕组相关联的第二电流，所述第一时段包括第一开始和第一结束；
至少部分地基于所述输入信号，检测与所述次级绕组相关联的退磁时段的退磁持续时间，所述退磁时段包括第二开始和第二结束；
至少部分地基于所述输入信号，检测用于所述第二驱动信号的第二时段的第二持续时间，所述第二时段包括第三开始和第三结束；
至少部分地基于所述第一持续时间、所述退磁持续时间和所述第二持续时间，确定用于所述第一驱动信号的第三时段的第三持续时间，所述第三时段包括第四开始和第四结束，所述第四结束在所述第一结束、所述第二结束和所述第三结束之后；以及
在整个所述第三时段期间保持所述第一驱动信号处于第一逻辑电平以保持所述第一开关在整个所述第三时段期间是闭合的，从所述第二结束到所述第四开始期间保持所述第一驱动信号处于第二逻辑电平以保持所述第一开关从所述第二结束到所述第四开始是断开的；
其中：
所述第二开关从所述第一开始到所述第一结束是闭合的；
所述第二开关从所述第一结束到所述第三开始是断开的；并且
所述第二开关从所述第三开始到所述第三结束是闭合的； 并且其中：
所述第一结束与所述第二开始处于同一时间；
所述第二结束与所述第三开始处于同一时间；并且
所述第三结束与所述第四开始处于同一时间。
15.如权利要求14所述的方法，其中至少部分地基于所述第一持续时间、所述退磁持续时间和所述第二持续时间来确定用于所述第一驱动信号的第三时段的第三持续时间包括：
确定所述第一持续时间和所述第二持续时间是否满足一个或多个预定条件；以及
至少部分地基于所述第一持续时间和所述第二持续时间是否满足所述一个或多个预定条件，确定所述第三时段的第三持续时间。
16.如权利要求15所述的方法，其中确定所述第一持续时间和所述第二持续时间是否满足一个或多个预定条件包括：如果所述第二持续时间减去所述第一持续时间大于预定阈值，则确定所述第一持续时间和所述第二持续时间满足所述一个或多个预定条件。
17.如权利要求16所述的方法，其中确定所述第一持续时间和所述第二持续时间是否满足一个或多个预定条件包括：如果所述第二持续时间减去所述第一持续时间小于所述预定阈值，则确定所述第一持续时间和所述第二持续时间不满足所述一个或多个预定条件。
18.如权利要求17所述的方法，其中：
至少部分地基于所述第一持续时间和所述第二持续时间是否满足所述一个或多个预定条件来确定所述第三时段的第三持续时间包括：如果所述第一持续时间和所述第二持续时间被确定为满足所述一个或多个预定条件，则确定所述第三持续时间等于所述退磁持续时间乘以第一预定系数；
其中所述第一预定系数大于0并且小于1。
19.如权利要求18所述的方法，其中：
至少部分地基于所述第一持续时间和所述第二持续时间是否满足所述一个或多个预定条件来确定所述第三时段的第三持续时间还包括：如果所述第一持续时间和所述第二持续时间被确定为不满足所述一个或多个预定条件，则确定所述第三持续时间等于所述退磁持续时间乘以第二预定系数；
其中：
所述第二预定系数大于0并且小于1；并且
所述第二预定系数不等于所述第一预定系数。
20.如权利要求19所述的方法，其中：
所述预定阈值大于0；并且
所述第二预定系数大于所述第一预定系数。
21.如权利要求20所述的方法，其中：
所述第一预定系数大于0并且小于或等于0.5；并且
所述第二预定系数大于0.5并且小于1。
22.如权利要求14所述的方法，其中：
所述第一逻辑电平是逻辑高电平；并且
所述第二逻辑电平是逻辑低电平。
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Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9595874B2 (en) 2012-04-12 2017-03-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
CN103378751B (zh) 2012-04-12 2015-04-01 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关反激式电源变换系统的系统和方法
CN107294405B (zh) * 2017-07-03 2019-06-28 昂宝电子（上海）有限公司 用于调节电源变换器的系统控制器和方法
US9413246B2 (en) 2012-04-12 2016-08-09 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
US10622902B2 (en) 2012-04-12 2020-04-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
CN106026703B (zh) 2016-05-23 2018-07-13 昂宝电子（上海）有限公司 具有用于同步整流控制器的预测机制的系统和方法
CN106452086B (zh) * 2016-10-31 2019-01-04 陕西亚成微电子股份有限公司 一种同步整流控制电路
CN106817031B (zh) 2017-02-24 2019-05-28 昂宝电子（上海）有限公司 具有对于同步整流控制器的定时控制的系统和方法
CN107872158B (zh) * 2017-11-03 2020-08-18 昂宝电子（上海）有限公司 多模式开关电源的同步整流控制系统和方法
CN108347173B (zh) * 2018-04-08 2019-12-27 昂宝电子（上海）有限公司 准谐振反激式开关电源系统
CN111146961B (zh) 2020-01-20 2022-04-12 昂宝电子（上海）有限公司 用于控制同步整流系统的控制电路及方法
CN111697838B (zh) 2020-05-29 2023-09-26 昂宝电子（上海）有限公司 同步整流控制电路、方法和开关电源系统

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102185501A (zh) * 2010-06-11 2011-09-14 崇贸科技股份有限公司 适应性同步整流控制电路

Family Cites Families (68)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2000014136A (ja) 1998-06-16 2000-01-14 Nec Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US6069804A (en) 1998-07-28 2000-05-30 Condor D.C. Power Supplies, Inc. Bi-directional dc-to-dc power converter
US6091233A (en) 1999-01-14 2000-07-18 Micro Linear Corporation Interleaved zero current switching in a power factor correction boost converter
JP2000224849A (ja) 1999-01-25 2000-08-11 Samsung Electro Mech Co Ltd ゼロ電圧スイッチングのための同期整流器フライバック回路
TW436571B (en) 1999-06-23 2001-05-28 Southco Compression latch
JP2002244069A (ja) * 2001-02-19 2002-08-28 Nec Corp レーザ走査光学装置及び該光学装置を用いたレーザ走査方法
CN2529442Y (zh) 2002-01-08 2003-01-01 浙江大学 电源变换器的同步整流驱动电路
US20040125621A1 (en) * 2002-12-30 2004-07-01 Ta-Yung Yang Synchronous rectifier of flyback power converter
US20050024897A1 (en) 2003-07-28 2005-02-03 Ta-Yung Yang Synchronized rectifying controller for a forward power converter
US8134851B2 (en) 2003-11-04 2012-03-13 International Rectifier Corporation Secondary side synchronous rectifier for resonant converter
US6995991B1 (en) * 2004-07-20 2006-02-07 System General Corp. PWM controller for synchronous rectifier of flyback power converter
US6972969B1 (en) 2004-08-19 2005-12-06 Iwatt, Inc. System and method for controlling current limit with primary side sensing
WO2006061924A1 (ja) 2004-12-08 2006-06-15 Sanken Electric Co., Ltd. 多出力電流共振型ｄｃ－ｄｃコンバータ
US7164589B1 (en) 2005-07-11 2007-01-16 International Rectifier Corporation Bridgeless bi-directional forward type converter
US7173835B1 (en) 2005-11-16 2007-02-06 System General Corp. Control circuit associated with saturable inductor operated as synchronous rectifier forward power converter
CN100525044C (zh) 2005-11-28 2009-08-05 伊博电源（杭州）有限公司 一种三绕组反激变换器同步整流管的自驱动电路
CN100495881C (zh) 2005-12-21 2009-06-03 昂宝电子（上海）有限公司 用于驱动双极晶体管的系统和用于控制电源变换器的系统
GB2438464A (en) 2006-05-23 2007-11-28 Cambridge Semiconductor Ltd Regulating the output of a switch mode power supply
US7440298B2 (en) * 2006-08-11 2008-10-21 System General Corp. Synchronous rectification circuit for power converters
US7869229B2 (en) 2007-04-23 2011-01-11 Active-Semi, Inc. Compensating for cord resistance to maintain constant voltage at the end of a power converter cord
US7701733B2 (en) 2007-06-14 2010-04-20 System General Corp. Method and apparatus to provide synchronous rectifying circuit for offline power converters
JP4378400B2 (ja) 2007-08-28 2009-12-02 日立コンピュータ機器株式会社 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ及び双方向ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
US7885084B2 (en) 2007-10-03 2011-02-08 System General Corp. Control circuit for synchronous rectifying and soft switching of power converters
US7974108B2 (en) 2007-10-29 2011-07-05 System General Corp. Synchronous rectifying circuit for offline power converter
TWI348264B (en) 2007-12-31 2011-09-01 Niko Semiconductor Co Ltd Synchronous rectifying controller and a forward synchronous rectifying circuit
WO2009098640A1 (en) 2008-02-04 2009-08-13 Nxp B.V. Method of operating a resonant power converter and a controller therefor
CN101515756B (zh) 2008-02-18 2011-11-23 昂宝电子（上海）有限公司 具有多种模式的用于高效功率控制的方法和系统
US7881079B2 (en) 2008-03-24 2011-02-01 American Power Conversion Corporation UPS frequency converter and line conditioner
US8249331B2 (en) 2008-04-09 2012-08-21 Applied Materials Israel, Ltd. Method and system for evaluating an object
JP5085397B2 (ja) 2008-04-11 2012-11-28 ルネサスエレクトロニクス株式会社 電源装置および半導体集積回路装置
JP5167941B2 (ja) 2008-05-13 2013-03-21 ミツミ電機株式会社 電源装置
US8008902B2 (en) 2008-06-25 2011-08-30 Cirrus Logic, Inc. Hysteretic buck converter having dynamic thresholds
US8488355B2 (en) 2008-11-14 2013-07-16 Power Systems Technologies, Ltd. Driver for a synchronous rectifier and power converter employing the same
CN101826796B (zh) 2009-03-02 2015-10-21 昂宝电子（上海）有限公司 利用多模控制的准谐振系统和方法
TWI431918B (zh) 2009-06-19 2014-03-21 Leadtrend Tech Corp 控制方法、定電流控制方法、產生一實際電流源以代表一繞組之平均電流之方法、定電流定電壓電源轉換器、開關控制器、以及平均電壓偵測器
JP5653188B2 (ja) 2009-12-21 2015-01-14 キヤノン株式会社 電源装置及び画像形成装置
TWI423567B (zh) 2010-01-14 2014-01-11 Richtek Technology Corp 應用於切換式電源供應器的可調驅動電壓源及其調整驅動電壓的方法
TWI401866B (zh) 2010-07-20 2013-07-11 Niko Semiconductor Co Ltd 預測式同步整流控制器、具有該預測式同步整流控制器之交換式電源轉換電路以及其控制方法
US8451626B2 (en) * 2010-08-03 2013-05-28 Microsemi Corporation Gate driver power and control signal transmission circuits and methods
US8625313B2 (en) 2010-08-04 2014-01-07 System General Corporation High-side synchronous rectifier circuits and control circuits for power converters
US9374019B2 (en) 2010-09-28 2016-06-21 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for discharging an AC input capacitor with automatic detection
US8611106B2 (en) 2011-01-12 2013-12-17 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for adjusting current consumption of control chips to reduce standby power consumption of power converters
TWI489871B (zh) 2011-02-11 2015-06-21 信錦企業股份有限公司 支撐架插拔組裝結構
EP2525480A1 (en) 2011-05-20 2012-11-21 Nxp B.V. Power converter with an rcd clamp and method of operating the same
CN102231605B (zh) 2011-06-30 2013-12-04 上海新进半导体制造有限公司 一种开关电源副边的同步整流控制电路及反激式开关电源
US8570772B2 (en) 2012-01-26 2013-10-29 Linear Technology Corporation Isolated flyback converter with efficient light load operation
US8873254B2 (en) 2012-03-12 2014-10-28 Linear Technology Corporation Isolated flyback converter with sleep mode for light load operation
CN103368400B (zh) 2012-03-31 2015-02-18 昂宝电子（上海）有限公司 用于恒压控制和恒流控制的系统和方法
US9413246B2 (en) 2012-04-12 2016-08-09 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
US9595874B2 (en) 2012-04-12 2017-03-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
US10622902B2 (en) 2012-04-12 2020-04-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
CN103887980B (zh) 2014-03-13 2016-10-05 昂宝电子（上海）有限公司 用于调节电源变换系统的系统和方法
CN104393763B (zh) 2014-12-04 2017-05-03 昂宝电子（上海）有限公司 用于调节电源变换系统的系统和方法
CN103378751B (zh) 2012-04-12 2015-04-01 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关反激式电源变换系统的系统和方法
CN102647074B (zh) 2012-05-18 2014-08-13 成都芯源系统有限公司 多相开关变换器及其控制器和控制方法
US9634555B2 (en) 2012-06-13 2017-04-25 Efficient Power Conversion Corporation Method for operating a non-isolated switching converter having synchronous rectification capability suitable for power factor correction applications
CN102723856B (zh) 2012-07-02 2014-06-25 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种同步整流控制电路以及应用其的开关电源
CN102790531B (zh) 2012-07-24 2015-05-27 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统的电流控制的系统
US9602006B2 (en) * 2012-10-24 2017-03-21 Infineon Technologies Ag Method and a controller for determining a demagnetization zero current time for a switched mode power supply
CN103296867B (zh) 2013-06-28 2015-07-15 成都芯源系统有限公司 多相开关变换器及其控制器和控制方法
US9509224B2 (en) 2013-08-16 2016-11-29 Fairchild (Taiwan) Corporation Method for controlling synchronous rectifier of power converter and control circuit using the same
CN103728572B (zh) 2014-01-10 2016-06-01 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种负载检测方法、检测电路及应用其的开关电源
TWI516009B (zh) 2014-03-18 2016-01-01 崇貿科技股份有限公司 控制同步整流器的方法、控制電路及其功率轉換器
US9479067B2 (en) * 2014-04-01 2016-10-25 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switched-mode power supply
JP6369782B2 (ja) 2014-06-05 2018-08-08 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電源装置及び該電源装置を用いた前照灯装置及び該前照灯装置を用いた車両
TWI558077B (zh) 2015-08-10 2016-11-11 杰力科技股份有限公司 電源轉換裝置
CN106026703B (zh) 2016-05-23 2018-07-13 昂宝电子（上海）有限公司 具有用于同步整流控制器的预测机制的系统和方法
CN106817031B (zh) 2017-02-24 2019-05-28 昂宝电子（上海）有限公司 具有对于同步整流控制器的定时控制的系统和方法

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102185501A (zh) * 2010-06-11 2011-09-14 崇贸科技股份有限公司 适应性同步整流控制电路

Also Published As

Publication number Publication date
TW201742362A (zh) 2017-12-01
CN106026703A (zh) 2016-10-12
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US9819259B2 (en) System and method for a power conversion system
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CN107294405B (zh) 用于调节电源变换器的系统控制器和方法

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