CN102231605B - 一种开关电源副边的同步整流控制电路及反激式开关电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种开关电源的同步整流控制电路，用于开关电源的副边整流控制；所述电路包括：原边状态检测单元，用于接收所述开关电源的副边绕组两端电压，输出一状态信号至整流管控制电路；所述整流管控制电路，用于根据所述状态信号和所述开关电源的副边整流管的漏源电压，输出同步控制信号，控制所述整流管的导通和关断。采用本发明实施例，能够利用副边绕组两端电压的伏秒积作为判断标准，区分正常的原边开关动作激起的副边绕组两端电压和寄生衰减振荡，从而实现可自适应调整的副边整流控制，确保检测状态正确。

Description

一种开关电源副边的同步整流控制电路及反激式开关电源

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，特别是涉及一种开关电源副边的同步整流控制电路及反激式开关电源。

背景技术

原边控制的反激式开关电源由于体积小、效率高，逐渐成为一种重要的电子元件供电设备，其输出端一般会串联一整流二极管，提供直流输出电压。随着电子技术的发展，负载电子元件要求的输出电压越来越低、输出功率越来越高，因而整流二极管的正向导通压降成为限制开关电源效率提升的主要因素。

目前常用的解决方法是使用一个整流管模拟二极管进行整流，即所谓的同步整流技术。一般可以采用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor，金属-氧化层-半导体-场效晶体管MOSFET)作为整流管。同步整流是利用MOSFET导通时的低电阻，降低整流管上的损耗，其栅极控制信号需要和被整流电流相位同步。

现有技术的同步整流控制通常采用以下两种实现方式：

第一种实现方式：将原边开关控制信号传输到副边同步整流控制电路作为一个输入项，协助实现同步整流。该方法较为简单，缺点是不能实现原边和副边的电路隔离，并且无法在DCM(Discontinuous Current Mode，电流断续模式)下工作。

第二种实现方式：副边同步整流控制电路检测副边状态，独立实现同步整流。副边状态可以通过检测副边环路电流或副边绕组两端电压等方式确定。

对于第二种实现方式，可以参照图1所示，为一典型的应用于原边控制反激式开关电源副边的同步整流控制电路。如图1所示，Vin为输入电压，接入变压器101的原边绕组102的一端。所述原边绕组102的另一端接在原边开关104的集电极，所述原边开关104的射极经由电流检测电阻105接地，基极由原边控制芯片106的输出驱动。变压器101的副边绕组103的一端112直接耦合输出电容109和负载电阻108的公共端，副边绕组103的另一端110接整流管124的漏极。如图所示，所述整流管124由MOSFET和寄生体二极管共同组成，其栅极由整流管控制电路122的输出信号驱动，源极与输出电容109和负载电阻108的另一公共端一起接地。所述整流管控制电路122比较整流管124的漏极和源极电压(或副边绕组103两端电压)，输出同步整流驱动信号。该整流管控制电路122由输出电容109供电。

图1所示中，所述原边绕组102接输入电压Vin的一端与副边绕组103接整流管124的漏极的一端为同名端。原边控制芯片106驱动原边开关104导通时，原边开关104的集电极为低电位，副边整流管124的漏极为高电位。副边整流管124关断，负载电阻108依靠输出电容109供电。此时，原边电流Ip线性增加，变压器101储存能量，直至原边开关104关断，对应的原边电流峰值为Ipk。原边控制芯片106驱动原边开关104关断时，原边开关104的集电极为高电位，副边整流管124的漏极为低电位。副边整流管124导通，变压器101中储存的能量经由副边整流管124释放到输出电容109和负载电阻108上，补充输出电容109上的能量损失。

在图1所示的原边控制的反激式开关电源中，原边开关104的开关动作经变压器101转换，副边绕组103两端电压会有相应的响应。检测副边绕组103两端电压的变化，可以得知原边开关104的开关状态，进而实现对副边整流管124的同步控制。

然而，当原边控制的反激式开关电源工作在DCM时，不理想的寄生元件使得副边绕组103两端电压存在衰减谐波振荡，如图2a所示。其中，图2a中，R指整流管124导通时其等效源漏导通电阻，对应图中线形上升段diode指整流管124的寄生体二极管导通，对应图中线性段两端的指数段。因为同步整流存在开通延时和关断延时，即前后指数段，此时靠体二极管导通。

由图2a可见，仅仅简单的判断副边绕组103两端电压的极性，不能避免错误的控制整流管124，可能会导致副边回路出现反向电流，造成不必要的能量损失。因此，需要准确的区分正常的原边开关104的动作激起的副边绕组103的电压变化与寄生衰减振荡。

由寄生电容和漏感引起的副边绕组103上的电压振荡不可避免，其周期和幅值也因应用环境而变化。在原边为低输入电压、副边为高输出电压的情况下，寄生衰减振荡的幅值，可能会达到原边开关104关断时激起的副边绕组103两端的电压值，如图2b所示。因此，根据副边绕组103两端电压的幅值，也很难避免寄生衰减振荡引起的误动作。

因此，如何设计一种能够确保检测状态正确的同步整流控制电路，是本领域技术人员继续解决的技术问题。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种开关电源副边的同步整流控制电路及反激式开关电源，能够利用副边绕组两端电压的伏秒积作为判断标准，区分正常的原边开关动作激起的副边绕组两端电压和寄生衰减振荡，从而实现可自适应调整的副边整流控制，确保检测状态正确。

本发明实施例提供一种开关电源副边的同步整流控制电路，所述电路包括：原边状态检测单元和整流管控制电路；

所述原边状态检测单元，通过检测所述开关电源的副边绕组两端电压，输出一表征原边状态的状态信号至所述整流管控制电路；

所述整流管控制电路，用于根据所述状态信号和所述开关电源的副边整流管两端电压，输出同步控制信号，控制所述整流管的导通和关断。

优选地，所述原边状态检测单元，用于将前一周期所述副边绕组两端电压对时间的积分值按一定的比例保存为一个阈值电压，作为区分所述开关电源的原边开关的开关动作激起的副边绕组两端电压的变化和寄生的衰减振荡的判断标准；在当前周期的副边绕组两端电压对时间的积分值大于所述阈值电压时，输出一状态信号至所述整流管控制电路。

优选地，所述副边绕组两端电压对时间的积分值大于所述寄生的衰减振荡对时间的积分值。

优选地，所述原边状态检测单元包括：

第一压控电流源的输入端接所述开关电源副边绕组第一端，所述第一压控电流源的输出端接第二比较器的正输入端；

所述第二比较器的负输入端经第二开关接所述第一压控电流源的输出端，所述第二比较器的输出端接逻辑控制电路的状态信号输入端以及第一开关的控制端；

积分电容接在所述第一压控电流源的输出端与地之间；第三开关接在所述积分电容的两端之间；

参考电容接在所述第二比较器的负输入端与地之间；所述第一开关接在所述参考电容的两端之间；

逻辑信号产生电路的一输入端接所述开关电源副边绕组第二端，所述逻辑信号产生电路的另一输入端接参考电压，所述逻辑信号产生电路的输出端接所述逻辑控制电路的辅助逻辑信号输入端；

所述逻辑控制电路的清零端接所述第三开关的控制端；所述逻辑控制电路的脉冲信号输出端接所述第二开关的控制端；

所述第二比较器的输出端作为所述原边状态检测单元的输出端，输出一状态信号至所述整流管控制电路。

优选地，所述第一压控电流源为一受所述副边绕组两端电压控制的电流源；所述第一压控电流源的输出电流为：

当Vsw＞0时，Icg1＝kv×Vsw；

当Vsw≤0时，Icg1＝0；

Vsw＝Vds-Vdd；

其中，Icg1为所述第一压控电流源的输出电流，kv为一大于零的比例值，Vsw为所述副边绕组两端电压，Vds为所述开关电源副边绕组第二端电压，Vdd为所述开关电源副边绕组第一端电压。

优选地，所述第一压控电流源包括：

第一压控电流源的输入端接所述开关电源副边绕组第一端；

第一电阻的一端接所述副边绕组的第二端，所述第一电阻的另一端接第三功率管的源极；

所述第三功率管的漏极接第一功率管的漏极，所述第一功率管的源极接地，所述第一功率管的漏极和栅极短接；所述第三功率管的栅极接第四功率管的栅极；

所述第四功率管的源极接所述开关电源副边绕组第一端，所述第四功率管的栅极和漏极短接，所述第四功率管的漏极接第二功率管的漏极；

所述第二功率管的源极接地，所述第二功率管的栅极接所述第一功率管的栅极；

第六功率管的源极接所述开关电源副边绕组第一端，所述第六功率管的栅极和漏极短接，所述第六功率管的漏极接第五功率管的漏极，所述第六功率管的栅极接第七功率管的栅极；

所述第五功率管的源极接地，所述第五功率管的栅极接所述第一功率管的栅极；

所述第七功率管的源极接所述开关电源副边绕组第一端，所述第七功率管的漏极作为所述第一压控电流源的输出端。

优选地，所述逻辑信号产生电路包括：

第二压控电流源的输入端接所述开关电源副边绕组第一端，所述第二压控电流源的输出端接第四比较器的正输入端；第二电阻接在所述第二压控电流源的输出端与地之间；

所述第四比较器的负输入端接恒流源的输出端和二极管的阳极；所述二极管的阴极接地，所述恒流源的输入端接所述开关电源副边绕组第一端；

第三压控电流源的输入端通过第四开关接所述二极管的阳极，所述第三压控电流源的输出端接所述二极管的阴极；所述第四开关的控制端接一逻辑控制信号；

所述第四比较器的输出端作为所述逻辑信号产生电路的输出端，接所述逻辑控制电路的辅助逻辑信号输入端。

优选地，所述整流管控制电路，用于在电流断续模式下对所述开关电源的副边整流控制；

在所述状态信号有效时，才允许检测到所述整流管两端电压突变时控制所述整流管导通；在所述整流管导通之后，才允许在检测到所述整流管两端电压反向突变时控制所述整流管关断。

优选地，所述原边状态检测单元检测副边绕组两端电压的变化，等效于检测整流管两端电压的变化；所述整流管控制电路检测整流管两端电压的变化等效于检测副边绕组两端电压的变化。

优选地，所述开关电源包括：变压器、原边开关、原边控制芯片、电流检测电阻、副边整流管、第一比较器、输出电容、以及负载电阻；其中，所述变压器包括：原边绕组和副边绕组；

输入电压接入所述变压器原边绕组的一端，所述原边绕组的另一端接原边开关的集电极；所述原边开关的射极经由所述电流检测电阻接地，所述原边开关的基极由所述原边控制芯片的输出驱动；

所述变压器副边绕组的第一端直接耦合所述输出电容和负载电阻的公共端，所述副边绕组的第二端接所述整流管的漏极，所述整流管的源极与所述输出电容和负载电阻的另一公共端一起接地；

所述第一比较器的正输入端接所述整流管的漏极，所述第一比较器的负输入端接所述整流管的源极，所述第一比较器的输出端接所述整流管控制电路的一输入端；

所述原边状态检测单元的输入端接所述整流管的漏极，所述原边状态检测单元的输出端接所述整流管控制电路的另一输入端；

所述整流管控制电路的输出端接所述整流管的栅极。

本发明实施例还提供一种原边控制的反激式开关电源，所述开关电源包括所述的同步整流控制电路；所述整流管控制电路，用于在电流断续模式下对所述开关电源的副边整流控制。

根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：

本发明实施例所述的同步整流控制电路，包括一原边状态检测单元，能够利用副边绕组两端电压对时间的积分作为区分所述开关电源原边开关的开关动作激起的副边绕组两端电压的变化和寄生的衰减振荡的判断标准，从而实现在电流断续工作模式下，对原边控制的反激式开关电源的可自适应调整的副边整流控制。采用本发明实施例，能够确保检测状态正确，有效避免了寄生衰减振荡带来的误导通动作，简单可靠的同步控制开关电源副边整流管的导通和关断，有助于提高开关电源的效率。

附图说明

图1为现有的应用于原边控制反激式开关电源的同步整流控制电路图；

图2a为图1中副边整流管漏端电压第一种情况下的波形图；

图2b为图1中副边整流管漏端电压第二种情况下的波形图；

图3为本发明实施例的原边控制的反激式开关电源电路结构图；

图4为本发明实施例的原边状态检测单元的电路结构图；

图5为图4所示原边状态检测单元的信号时序图；

图6为本发明实施例的压控电流源的电路结构图；

图7为本发明实施例的逻辑信号产生电路结构图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种开关电源副边的同步整流控制电路及开关电源，能够利用副边绕组两端电压的伏秒积作为判断标准，区分正常的原边开关动作激起的副边绕组两端电压和寄生衰减振荡，从而实现可自适应调整的副边整流控制，确保检测状态正确。

参照图3，为本发明实施例提供的原边控制的反激式开关电源电路结构图。如图3所示，所述反激式开关电源包括：变压器101、原边开关104、原边控制芯片106、电流检测电阻105、副边整流管124、第一比较器121、输出电容109、以及负载电阻108。需要说明的是，以下实施例中，开关电源是以原边控制的反激式开关电源为例，但本发明不限于此。

其中，所述变压器101包括：原边绕组102和副边绕组103。

所述反激式开关电源还包括：整流管控制电路122和原边状态检测单元123。

输入电压Vin接入变压器101的原边绕组102的一端，所述原边绕组102的另一端接在原边开关104的集电极；所述原边开关104的射极经由电流检测电阻105接地，所述原边开关104的基极由原边控制芯片106的输出驱动。

所述变压器101的副边绕组103的第一端112直接耦合输出电容109和负载电阻108的公共端，副边绕组103的第二端110接整流管124的漏极，所述整流管124的源极与输出电容109和负载电阻108的另一公共端一起接地；所述第一比较器121的正输入端接所述整流管124的漏极，所述第一比较器121的负输入端接所述整流管124的源极，所述第一比较器121的输出端接整流管控制电路122的一输入端；所述原边状态检测单元123的输入端接所述整流管124的漏极，其输出端接所述整流管控制电路122的另一输入端；所述整流管控制电路122的输出端接所述整流管124的栅极。

如图3所示，本发明实施例中，所述整流管124由MOSFET和寄生体二极管共同组成。

所述原边状态检测单元123，用于接收所述开关电源的副边绕组103两端电压，输出一状态信号至所述整流管控制电路122。

所述整流管控制电路122，用于根据所述状态信号和所述开关电源的副边整流管124的漏源电压(即：整流管124两端的电压)，输出同步控制信号，控制所述整流管124的导通和关断。

与常规的应用于原边控制反激式开关电源副边的同步整流控制相比，本发明实施例中，所述同步整流控制电路包括原边状态检测单元123和整流管控制电路122。

所述原边状态检测单元123检测所述副边绕组103两端电压，并输出一状态信号至所述整流管控制电路122，该状态信号能够表示原边开关104当前所处的状态。

需要说明的是，所述副边绕组103两端电压等效于所述整流管124的漏源电压(即为整流管124的漏极和源极之间的电压)。所述副边绕组103两端电压等于整流管124的源漏电压减去输出电容109两端电压，输出电容109两端电压即Vdd，Vdd相对于原边开关动作激起的副边绕组电压变化为一近似直流信号。所述原边状态检测单元123检测副边绕组103两端电压的变化，等效于检测整流管124的源漏电压的变化。所述整流管控制电路122检测整流管124的源漏电压的变化等效于检测副边绕组103两端电压的变化。

所述整流管控制电路122结合所述状态信号，对整流管124进行控制，实现对所述开关电源的同步整流控制。

所述原边状态检测单元123的输出一状态信号PSO作为所述整流管控制电路122的一个输入。当所述原边状态检测单元123输出的状态信号PSO为高电位时，表示当前处于原边开关104导通期间，下一个整流管124的源漏电压的突变即对应原边开关104的关断，此时，第一比较器121的输出有效，允许整流管控制电路122控制所述整流管124导通。在整流管124导通后，一旦整流管124的源漏电压反向突变，表示副边绕组103中的电流Is接近于零，此时，所述第一比较器121输出翻转，所述整流管控制电路122控制整流管124关断，直至下一个控制其导通的信号来临。

本发明实施例提供的开关电源的同步整流控制电路，包括一整流管控制电路122、以及一原边状态检测单元123。所述原边状态检测单元123以副边绕组103两端电压Vsw(或整流管124的源漏电压)作为输入信号，输出一状态信号PSO至整流管控制电路122；所述整流管控制电路122接收所述状态信号PSO和副边绕组103两端电压Vsw(或整流管124的源漏电压)，输出同步控制信号，控制所述整流管124的导通和关断。

所述原边状态检测单元123输出一状态信号PSO，用以区分所述原边开关104的开关动作激起的副边绕组103两端电压Vsw的变化和寄生的衰减振荡。在所述原边开关104导通期间，所述原边状态检测单元123将副边绕组103两端电压Vsw对时间t的积分转化为储存在一积分电容上的电压，此电压代表了变压器101中累积的电流值。在一定的系统中，所述变压器101中的峰值电流是一个固定值，所述积分电容上累积的电压也是一个固定值，并且远远大于相应的寄生衰减振荡累积的电压量。

因此，所述副边绕组103两端电压Vsw对时间t的积分值可以作为区分原边开关104动作激起的副边绕组103两端电压Vsw的变化和寄生的衰减振荡的判断标准。具体的，前一个周期的原边开关104导通期间，将副边绕组103两端电压Vsw对时间t的积分对应的电压按一定的比例(小于1)保存为一个阈值电压。当前周期的副边绕组103两端电压Vsw对时间t的积分对应的电压随时间而增加，当伏秒积分电压大于阈值电压时，表示当前处于原边开关104导通期间，此时，产生一状态信号PSO输出至整流管控制电路122。而寄生衰减振荡引起的伏秒积分电压不会大于阈值电压，因而不会产生状态信号PSO。由此说明，所述副边绕组103两端电压Vsw对时间t的积分值可以作为判断标准。

所述状态信号PSO输入至所述整流管控制电路122，表示当前处于原边开关104导通期间，下一个副边绕组103两端电压Vsw的突变即对应原边开关104的关断，此时，所述整流管控制电路122控制所述整流管124导通。在整流管124导通之后，一旦副边绕组103两端电压Vsw反向突变，表示副边绕组103中电流接近于零，极性尚未翻转时，所述整流管控制电路122控制所述整流管124关断，直至下一个周期。至此，实现对整流管124的同步控制。

所述整流管124在副边绕组103放电的大部分时间内保持导通，提供一个极低的导通电阻，其他时间则断开回路。

由此，本发明实施例采用了带有自适应的原边状态检测单元123的同步整流控制电路，有效避免了寄生衰减振荡带来的误导通动作，简单可靠的同步控制整流管124的导通和关断，有助于提高开关电源的效率。

参照图4，为本发明实施例提供的原边状态检测单元的电路结构图。当然，图4所示的原边状态检测单元的电路结构，仅仅是本发明提供的一个较佳实施例。在本发明其他实施例中，所述原边状态检测单元并不局限于图4所示，还可以通过其他的电路形式实现。

如图4所示，所述原边状态检测单元123可以包括：第一压控电流源201、第二比较器202、逻辑控制电路203、逻辑信号产生电路204、第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、积分电容C1、以及参考电容C2。

所述第一压控电流源201的输入端接副边绕组103第一端112的电压Vdd，其输出端接所述第二比较器202的正输入端。

所述第二比较器202的负输入端经所述第二开关S2接所述第一压控电流源201的输出端，所述第二比较器202的输出端接所述逻辑控制电路203的状态信号输入端PSO以及第一开关S1的控制端。

所述积分电容C1接在所述第一压控电流源201的输出端与地之间；所述第三开关S3接在所述积分电容C1的两端之间。

所述参考电容C2接在所述第二比较器202的负输入端与地之间；所述第一开关S1接在所述参考电容C2的两端之间。

所述逻辑信号产生电路204的一输入端接所述副边绕组103第二端电压Vds，所述逻辑信号产生电路204的另一输入端接参考电压Vref，所述逻辑信号产生电路204的输出端接所述逻辑控制电路203的辅助逻辑信号输入端Demag。

所述逻辑控制电路203的清零端Clear接所述第三开关S3的控制端；所述逻辑控制电路203的脉冲信号输出端Update接所述第二开关S2的控制端。

所述第二比较器202的输出端作为所述原边状态检测单元123的输出端，输出一状态信号至所述整流管控制电路122。

需要说明的是，本发明实施例中，所述第一压控电流源201是一个受副边绕组103两端电压Vsw控制的电流源。

设所述副边绕组103的一端电压为Vds，另一端电压为Vdd，则所述副边绕组103两端电压Vsw即为(Vds-Vdd)。

当所述副边绕组103两端电压Vsw大于0时，所述第一压控电流源201的输出电流Icg1对积分电容C1充电，其中，Icg1＝kv×Vsw；当副边绕组103两端电压Vsw小于等于0时，所述第一压控电流源201的输出电流Icg1＝0。

其中，Vsw＝Vds-Vdd；Icg1为所述第一压控电流源的输出电流，kv为一大于零的比例值，Vsw为所述副边绕组两端电压，Vds为所述开关电源副边绕组第二端电压，Vdd为所述开关电源副边绕组第一端电压。

所述积分电容C1上的电压Varea代表了所述副边绕组103两端电压Vsw与时间t的积分值，即所述变压器101中累积的电流值。

所述第二比较器202的正输入端接收到的电压即为所述积分电容C1上的电压Varea，称为积分电压；所述第二比较器202的负输入端接收到电压即为所述参考电容C2上的电压Varea_ref，称为参考电压。

所述第二比较器202将所述积分电压Varea与所述参考电压Varea_ref进行比较。当所述积分电压Varea随时间增加至超过所述参考电压Varea_ref时，所述第二比较器202输出高电平，表明当前处于原边开关104导通期间。所述第二比较器202输出的高电平经逻辑处理后作为一个状态信号传输至所述整流管控制电路122，允许所述整流管控制电路122在检测到整流管124的漏源电压突然下降时驱动所述整流管124导通。

在每一个开关周期，均须按照上述过程检测原边开关104的状态，因此需要辅助逻辑信号Demag，以更新参考电压Varea_ref，并对积分电容C1的累积电压清零，以放置多个周期的电压累积。具体的，当副边绕组103两端电压Vsw大于0时，所述辅助逻辑信号Demag为高电平；当副边绕组103两端电压Vsw小于等于0时，所述辅助逻辑信号Demag为低电平。所述辅助逻辑信号Demag和第二比较器202的输出信号PSO经所述逻辑控制电路203处理后来置位所述第一开关S1、第二开关S2、以及第三开关S3。

所述逻辑控制电路203实现以下功能：所述第二比较器202的输出信号PSO一旦为高电平，所述第一开关S1闭合，所述参考电容C2上的参考电压Varea_ref被置位，比如0。然后，等所述第一压控电流源201对积分电容C1充电结束后，所述积分电压Varea达到最大值Varea_max后，关断第一开关S1。所述逻辑控制电路203输出一脉冲信号Update闭合所述第二开关S2，所述积分电容C1和参考电容C2共享电荷，所述积分电容C1上累积的电压被以一定的比例k保存在参考电容C2上，其中，k＝C1/(C1+C2)，即为，所述参考电压Varea_ref＝k×Varea_max。在所述积分电容C1和参考电容C2电荷分享完毕后，断开第二开关S2，所述逻辑控制电路203输出清零信号Clear闭合第三开关S3，置位积分电容C1，比如0。需要说明的是，所述逻辑控制电路203只有在所述第二比较器202的输出信号PSO为高电平时才会输出脉冲信号Update；而所述逻辑控制电路203在所述压控电流源201每次充电结束后且积分电容C1上电压保存完毕(如果脉冲信号Update有效时)后都会输出清零信号Clear。以上电压和逻辑信号的时序图可参见图5所示。图5中Poweron信号为上电完成信号，表明电路已经启动。

需要说明的是，所述参考电压Varea_ref保存的是前一个开关周期内，所述原边开关104导通时，所述副边绕组103两端电压Vsw对时间t的积分值。在电路初始状态，所述参考电压Varea_ref并没有值，所以需要一个参考电压初始化电路。

优选地，本发明实施例中，在电路初始化时，可以将所述参考电压Varea_ref置位为一固定初始参考电压值，此初始参考电压值被设定为一小于原边开关104导通时副边绕组103两端电压Vsw对时间t的积分值，同时大于寄生衰减振荡正电压对时间积分值的最大值。

优选地，所述参考电压Varea_ref在电路初始化时，需经历至少一个完整的原边开关导通期间，由原边状态检测电路123自身功能将其置位。

参照图6，为本发明实施例提供的压控电流源的电路结构图。当然，图6所示的第一压控电流源的电路结构，仅仅是本发明提供的一个较佳实施例。在本发明其他实施例中，所述第一压控电流源并不局限于图6所示，还可以通过其他的电路形式实现。

如图6所示，所述第一压控电流源201可以包括：第一功率管M1、第二功率管M2、第三功率管M3、第四功率管M4、第五功率管M5、第六功率管M6、第七功率管M7、第一电阻R0。

所述第一电阻R0的一端作为所述第一压控电流源201的输入端，接所述副边绕组103的第二端110，所述第一电阻R0的另一端接所述第三功率管M3的源极；所述第三功率管M3的漏极接所述第一功率管M1的漏极，所述第一功率管M1的源极接地，所述第一功率管M1的漏极和栅极短接；所述第三功率管M3的栅极接所述第四功率管M4的栅极，所述第四功率管M4的源极接所述副边绕组103的第一端112电压Vdd；所述第四功率管M4的栅极和漏极短接，所述第四功率管M4的漏极接所述第二功率管M2的漏极；所述第二功率管M2的源极接地，所述第二功率管M2的栅极接所述第一功率管M1的栅极；所述第六功率管M6的源极接所述副边绕组103的第一端112电压Vdd，所述第六功率管M6的栅极和漏极短接，所述第六功率管M6的漏极接所述第五功率管M5的漏极；所述第五功率管M5的源极接地，所述第五功率管M5的栅极接所述第一功率管M1的栅极；所述第六功率管M6的栅极接所述第七功率管M7的栅极；所述第七功率管M7的源极接所述副边绕组103的第一端112电压Vdd，所述第七功率管M7的漏极作为所述第一压控电流源201的输出端。

如图6中所示，该第一压控电流源201的输出电流为Icg1＝k1×Isw，其中，Isw1＝Vsw/R0，k1为一大于零的比例值(k1＝R0×kv)。

结合图3所示，所述副边绕组103第一端电压为Vdd，第二端电压为Vds。图6中，所述第一功率管M1和第二功率管M2、第三功率管M3和第四功率管M4分别构成一电流镜，且M1/M2＝M3/M4。

因此，当Vds＞Vdd时，由于电流镜像的作用，所述第三功率管M3的源端电压约等于Vdd，第一电阻R0两端的电压约等于副边绕组103两端电压Vsw。由图6可知，流经第一电阻R0的电流也流经第一功率管M1，即受副边绕组103两端电压Vsw控制的电流Isw，正比于电压Vsw。

当Vds≤Vdd时，所述第一功率管M1中无电流，Isw＝0。

第一功率管M1中的电流Isw经镜像电路镜像，得到充电电流Icg1，对积分电容C1进行充电，积分电容C1上的电压即代表了副边绕组103两端电压Vsw对时间的积分值。

如图4所示，本发明实施例中，所述辅助逻辑信号Demag是由所述整流管124的漏端电压Vds和一个固定的参考电压Vref经过逻辑信号产生电路204比较得到。

参照图7，为本发明实施例的逻辑信号产生电路结构图。当然，图7所示的辅助逻辑信号产生电路的电路结构，仅仅是本发明提供的一个较佳实施例。在本发明其他实施例中，所述辅助逻辑信号产生电路并不局限于图7所示，还可以通过其他的电路形式实现。

如图7所示，所述辅助逻辑信号产生电路可以包括：第二压控电流源301、第三压控电流源302、恒流源303、二极管304、第四比较器305、第二电阻R1、第四开关S4。

所述第二压控电流源301的输入端接开关电源副边绕组103的第一端电压Vdd，所述第二压控电流源301的输出端接所述第四比较器305的正输入端。

所述第四比较器305的负输入端接所述恒流源303的输出端和所述二极管304的阳极，所述二极管304的阴极接地。所述恒流源303的输入端接所述开关电源副边绕组103的第一端电压Vdd。

所述第三压控电流源302的输入端通过第四开关S4接所述二极管304的阳极，所述第三压控电流源302的输出端接所述二极管304的阴极。

所述第四开关S4的控制端接逻辑控制信号Prepass。

所述第二电阻R1接在所述第二压控电流源301的输出端与地之间。

所述第四比较器305的输出端输出所述辅助逻辑信号Demag。

所述第二压控电流源301和第三压控电流源302与所述第一压控电流源201相似，均是一个受副边绕组103两端电压Vsw控制的电流源。因此，所述第二压控电流源301和第三压控电流源302也可以通过图6所示电路实现。

如图7所示，受副边绕组103两端电压Vsw控制的电流Isw镜像k2倍(即为所述第二压控电流源301的输出电流Icg2，Icg2＝k2×Isw)后，流经第二电阻R1，转化为所述第二电阻R1上的电阻Vsa。所述第二电阻R1上的电压Vsa输入所述第四比较器305的正输入端，所述第四比较器305的负输入端接二极管304的阳极。一个小电流Ib从恒流源303流入二极管304的阳极，同时受副边绕组103两端电压Vsw控制的电流Isw镜像k3倍(即为所述第三压控电流源302的输出电流Icg3，Icg3＝k3×Isw)后，经由第四开关S4从二极管304阳极流出。所述逻辑控制信号Prepass控制所述第四开关S4初始导通，当Vds＞Vdd时，第二电阻R1上的电压Vsa快速上升至(k2×R1×Vsw)/R0。同时，Icg3(k3×Isw)远大于小电流Ib，二极管304正向压降迅速降至0附近。所述第四比较器305在较低输入共模电平处翻转，输出的辅助逻辑信号Demag变为高电平，所述逻辑控制信号Prepass立刻变为低电平，第四开关S4关断，所述二极管304正向压降在小电流Ib的作用下升高至0.6V左右，由于此时Vsa已经升至(k2×R1×Vsw)/R0，设定为大于0.6V，故第四比较器305的正输入端电压Vsa迅速下降为0，逻辑控制信号Prepass依然为低电平，第四开关S4关断，所以第四比较器305在较高输入共模电平处翻转，输出辅助逻辑信号Demag变为低电平，延迟一段时间之后，所述逻辑控制信号Prepass才变为高电平，第四开关S4导通，但此时Isw＝0，二极管304正向压降维持为0.6V左右，直至Vds＞Vdd的时刻再次来临。

本发明实施例所述的同步整流控制电路，包括一原边状态检测单元，能够利用副边绕组两端电压对时间的积分作为区分所述开关电源原边开关的开关动作激起的副边绕组两端电压的变化和寄生的衰减振荡的判断标准，从而实现在电流断续工作模式下，对原边控制的反激式开关电源的可自适应调整的副边整流控制。采用本发明实施例，能够确保检测状态正确，有效避免了寄生衰减振荡带来的误导通动作，简单可靠的同步控制开关电源副边整流管的导通和关断，有助于提高开关电源的效率。

以上对本发明所提供的一种开关电源的同步整流控制电路及反激式开关电源，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (10)

1.一种开关电源副边的同步整流控制电路，其特征在于，所述电路包括：原边状态检测单元和整流管控制电路；

所述原边状态检测单元，通过检测所述开关电源的副边绕组两端电压，输出一表征原边状态的状态信号至所述整流管控制电路；

所述整流管控制电路，用于根据所述状态信号和所述开关电源的副边整流管两端电压，输出同步控制信号，控制所述整流管的导通和关断；

其中，所述原边状态检测单元，用于将前一周期所述副边绕组两端电压对时间的积分值按一定的比例保存为一个阈值电压，作为区分所述开关电源的原边开关的开关动作激起的副边绕组两端电压的变化和寄生的衰减振荡的判断标准；在当前周期的副边绕组两端电压对时间的积分值大于所述阈值电压时，输出所述状态信号至所述整流管控制电路；所述状态信号输入至所述整流管控制电路，表示当前处于原边开关导通期间，下一个副边绕组两端电压的突变即对应原边开关的关断，此时，所述整流管控制电路控制所述整流管导通。

2.根据权利要求1所述的开关电源副边的同步整流控制电路，其特征在于，所述副边绕组两端电压对时间的积分值大于所述寄生的衰减振荡对时间的积分值。

3.根据权利要求1所述的开关电源副边的同步整流控制电路，其特征在于，所述原边状态检测单元包括：

第一压控电流源的输入端接所述开关电源副边绕组第一端，所述第一压控电流源的输出端接第二比较器的正输入端；

所述第二比较器的负输入端经第二开关接所述第一压控电流源的输出端，所述第二比较器的输出端接逻辑控制电路的状态信号输入端以及第一开关的控制端；

积分电容接在所述第一压控电流源的输出端与地之间；第三开关接在所述积分电容的两端之间；

参考电容接在所述第二比较器的负输入端与地之间；所述第一开关接在所述参考电容的两端之间；

逻辑信号产生电路的一输入端接所述开关电源副边绕组第二端，所述逻辑信号产生电路的另一输入端接参考电压，所述逻辑信号产生电路的输出端接所述逻辑控制电路的辅助逻辑信号输入端；

所述逻辑控制电路的清零端接所述第三开关的控制端；所述逻辑控制电路的脉冲信号输出端接所述第二开关的控制端；

所述第二比较器的输出端作为所述原边状态检测单元的输出端，输出所述状态信号至所述整流管控制电路。

4.根据权利要求3所述的开关电源副边的同步整流控制电路，其特征在于，所述第一压控电流源为一受所述副边绕组两端电压控制的电流源；所述第一压控电流源的输出电流为：

当Vsw＞0时，Icg1＝kv×Vsw；

当Vsw≤0时，Icg1＝0；

Vsw＝Vds-Vdd；

其中，Icg1为所述第一压控电流源的输出电流，kv为一大于零的比例值，Vsw为所述副边绕组两端电压，Vds为所述开关电源副边绕组第二端电压，Vdd为所述开关电源副边绕组第一端电压。

5.根据权利要求4所述的开关电源副边的同步整流控制电路，其特征在于，所述第一压控电流源包括：

第一压控电流源的输入端接所述开关电源副边绕组第一端；

第一电阻的一端接所述副边绕组的第二端，所述第一电阻的另一端接第三功率管的源极；

所述第三功率管的漏极接第一功率管的漏极，所述第一功率管的源极接地，所述第一功率管的漏极和栅极短接；所述第三功率管的栅极接第四功率管的栅极；

所述第四功率管的源极接所述开关电源副边绕组第一端，所述第四功率管的栅极和漏极短接，所述第四功率管的漏极接第二功率管的漏极；

所述第二功率管的源极接地，所述第二功率管的栅极接所述第一功率管的栅极；

第六功率管的源极接所述开关电源副边绕组第一端，所述第六功率管的栅极和漏极短接，所述第六功率管的漏极接第五功率管的漏极，所述第六功率管的栅极接第七功率管的栅极；

所述第五功率管的源极接地，所述第五功率管的栅极接所述第一功率管的栅极；

所述第七功率管的源极接所述开关电源副边绕组第一端，所述第七功率管的漏极作为所述第一压控电流源的输出端。

6.根据权利要求3所述的开关电源副边的同步整流控制电路，其特征在于，所述逻辑信号产生电路包括：

第二压控电流源的输入端接所述开关电源副边绕组第一端，所述第二压控电流源的输出端接第四比较器的正输入端；第二电阻接在所述第二压控电流源的输出端与地之间；

所述第四比较器的负输入端接恒流源的输出端和二极管的阳极；所述二极管的阴极接地，所述恒流源的输入端接所述开关电源副边绕组第一端；

第三压控电流源的输入端通过第四开关接所述二极管的阳极，所述第三压控电流源的输出端接所述二极管的阴极；所述第四开关的控制端接一逻辑控制信号；

所述第四比较器的输出端作为所述逻辑信号产生电路的输出端，接所述逻辑控制电路的辅助逻辑信号输入端。

7.根据权利要求1所述的开关电源副边的同步整流控制电路，其特征在于，所述整流管控制电路，用于在电流断续模式下对所述开关电源的副边整流控制；

在所述状态信号有效时，才允许检测到所述整流管两端电压突变时控制所述整流管导通；在所述整流管导通之后，才允许在检测到所述整流管两端电压反向突变时控制所述整流管关断。

8.根据权利要求1至7任一项所述的开关电源副边的同步整流控制电路，其特征在于，所述原边状态检测单元检测副边绕组两端电压的变化，等效于检测整流管两端电压的变化；所述整流管控制电路检测整流管两端电压的变化等效于检测副边绕组两端电压的变化。

9.根据权利要求1至7任一项所述的开关电源副边的同步整流控制电路，其特征在于，所述开关电源包括：变压器、原边开关、原边控制芯片、电流检测电阻、副边整流管、第一比较器、输出电容、以及负载电阻；其中，所述变压器包括：原边绕组和副边绕组；

输入电压接入所述变压器原边绕组的一端，所述原边绕组的另一端接原边开关的集电极；所述原边开关的射极经由所述电流检测电阻接地，所述原边开关的基极由所述原边控制芯片的输出驱动；

所述变压器副边绕组的第一端直接耦合所述输出电容和负载电阻的公共端，所述副边绕组的第二端接所述整流管的漏极，所述整流管的源极与所述输出电容和负载电阻的另一公共端一起接地；

所述第一比较器的正输入端接所述整流管的漏极，所述第一比较器的负输入端接所述整流管的源极，所述第一比较器的输出端接所述整流管控制电路的一输入端；

所述原边状态检测单元的输入端接所述整流管的漏极，所述原边状态检测单元的输出端接所述整流管控制电路的另一输入端；

所述整流管控制电路的输出端接所述整流管的栅极。

10.一种原边控制的反激式开关电源，其特征在于，所述开关电源包括如权利要求1至9任一项所述的同步整流控制电路；

所述整流管控制电路，用于在电流断续模式下对所述开关电源的副边整流控制。

Images