CN101841250A - 一种开关电源控制电路及原边控制的反激式开关电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种开关电源控制电路，所述电路包括：运算放大器的正输入端接开关电源控制电路的反馈电压输入端，其负输入端接基准电压，其输出端接采样保持单元的电压输入端；采样信号产生单元的输入端接反馈电压输入端，其采样信号输出端接采样保持单元的采样信号输入端；采样保持信号的输出端接开关信号产生单元的电压输入端；电流比较器的正输入端接开关电源控制电路的检测电流输入端，其负输入端接基准电流，其输出端接开关信号产生单元的电流输入端；开关信号产生单元的开关信号输出端经所述驱动单元接所述开关电源控制电路的开关信号输出端。采用本发明实施例，能够解决因输出峰值电流的大小而造成输出电压不同的问题。

Description

一种开关电源控制电路及原边控制的反激式开关电源

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，特别是涉及一种开关电源控制电路及原边控制的反激式开关电源。

背景技术

相对于传统线性电源，开关电源控制器具有体积小、稳定性好、转换效率高和成本低的特性。因此，开关电源控制技术已经成为微处理器和其他电子产品中必不可少的技术之一。

在各种类型的开关电源控制器中，反激式开关电源(亦称为反激式变换器)最为常见。所述反激式开关电源的核心元件之一是变压器，用于提供输入和输出的电气隔离。

参照图1，为现有技术提供的原边控制的反激式开关电源控制电路图。所述电路包括：开关电源控制电路10a、变压器20a、功率开关Q、第一分压电阻R1、第二分压电阻R2、检测电阻R3、原边开关管D1、副边整流管D2、供电电容C1、输出电容C2。

其中，所述开关电源控制电路10a包括：运算放大器101a、采样保持单元102a、固定脉冲产生单元103a、开关信号产生单元104a、驱动单元105a、电流比较器106a。

通常原边控制的反激式开关电源的变压器20a具有原边绕组201a、副边绕组203a、以及一个或多个辅助绕组202a(图1所示为1个)。原边控制的反激式开关电源是通过原边开关管D1在关断时，辅助绕组202a的电压反映副边绕组203a的电压来实现输出电压调制的。但是辅助绕组202a上的电压不是一个直流电压，只有在副边整流管D2导通时才具有正的激励电压，故需要一个采样保持单元102a把辅助绕组202a上的电压转换为一个直流电压作为调制之用，而采样保持单元102a的难点在于采样脉冲信号在何时产生。

现有技术所述的开关电源控制电路10a中，通过所述固定脉冲产生单元103a在固定时刻产生采样脉冲信号。具体为，当原边开关管D1关断以后，所述开关电源控制电路10a开始计时，到一个固定的时刻输出一个采样脉冲信号。

发明人通过对现有技术的研究发现，现有反激式开关电源的开关电源控制电路，只能在固定时刻输出采样脉冲信号。这种在固定时刻采样的缺点是：由于原边绕组中的峰值电流大小和输出电压的高低都会影响辅助绕组正的激励电压的持续时间，采用固定时刻采样，对于不同的原边峰值电流会造成输出电压的不同。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种开关电源控制电路及原边控制的反激式开关电源，能够解决因原边峰值电流的大小而造成输出电压不同的问题。

本发明实施例提供一种开关电源控制电路，所述电路包括：运算放大器、采样保持单元、采样信号产生单元、开关信号产生单元、驱动单元、电流比较器；其中，

所述运算放大器的正输入端接所述开关电源控制电路的反馈电压输入端，其负输入端接基准电压，其输出端接所述采样保持单元的电压输入端；所述采样信号产生单元的输入端接反馈电压输入端，其采样信号输出端接所述采样保持单元的采样信号输入端；所述采样保持信号的输出端接所述开关信号产生单元的电压输入端；所述电流比较器的正输入端接所述开关电源控制电路的检测电流输入端，其负输入端接基准电流，其输出端接所述开关信号产生单元的电流输入端；所述开关信号产生单元的开关信号输出端经所述驱动单元接所述开关电源控制电路的开关信号输出端。

优选地，所述采样信号产生单元包括：第一电流源、第二电流源、第一开关、第二开关、第一电压比较器、基准电压源、第一电容、脉冲发生器、置位和使能信号产生单元；

所述第一电流源的正极接电源电压，其负极接所述第二电流源的正极；所述第二电流源的负极接地；所述第一电流源与第二电流源的公共端接所述第一开关的源极；所述第一开关的栅极接置位和使能信号产生单元的置位信号输出端，其漏极与第二开关的漏极一同接所述第一电压比较器的负输入端；所述第二开关的源极接所述第一电压比较器的正输入端，其栅极接置位和使能信号产生单元的置位信号输出端；所述第一开关和第二开关的栅极公共端经第一电容接地；所述基准电压源的正极接所述第一电压比较器的正输入端，其负极接地；所述第一电压比较器的输出端接所述脉冲发生器，其使能端接置位和使能信号产生单元的使能信号输出端，其电源端接电源电压；所述脉冲发生器输出采样脉冲信号。

优选地，所述第一电流源和第二电流源均为电压控制电流源；其中，

所述第一电流源用于产生一正比于反馈电压的负电压绝对值的充电电流；所述第二电流源用于产生一正比于反馈电压的正电压绝对值的放电电流。

优选地，所述第一电流源包括：第一电阻、第一NPN管、第二NPN管、第一功率管、第二功率管、第三功率管；其中，

所述第一电阻一端接所述开关电源控制电路的反馈电压输入端，另一端接所述第一NPN管的发射极；所述第一NPN管的基极接所述第二NPN管的基极，其集电极接所述第一功率管的漏极；所述第一功率管的源极接电源电压，其栅极接所述第二功率管的栅极，所述第一功率管的栅极和漏极短接；所述第二功率管的源极接电源电压，其漏极接所述第二NPN管的集电极；所述第二NPN管的集电极与基极短接，其发射极接地；所述第三功率管的源极接电源电压，其栅极接所述第二功率管的栅极，其漏极输出所述充电电流。

优选地，所述第二电流源包括：第二电阻、第三电阻、第四功率管、第五功率管、第六功率管、第七功率管、第八功率管、第九功率管、第十功率管、及第三电流源；其中，所述第三电流源为固定电流源；

所述第二电阻的一端接所述第一电阻与第一NPN管发射极的公共端，其另一端接地；所述第四功率管的栅极接所述第一电阻和第二电阻的公共端，其源极接所述第三电流源的输出端，其漏极接所述第六功率管的漏极；所述第三电流源的输入端接电源电压；所述第六功率管的源极接地，其栅极接所述第七功率管的栅极，所述第六功率管的栅极和漏极短接；所述第七功率管的源极接地，其漏极接所述第五功率管的漏极；所述第五功率管的源极接所述第三电流源的输出端，其栅极接所述第八功率管的源极；所述第八功率管的源极经所述第三电阻接地，其栅极接所述第五功率管的漏极，其漏极接所述第九功率管的漏极；所述第九功率管的源极接电源电压，其栅极接所述第十功率管的栅极，所述第九功率管的栅极和漏极短接；所述第十功率管的源极接电源电压，其漏极输出所述放电电流。

优选地，所述置位和使能信号产生单元包括：第一或非门、D触发器、第二或非门；其中，

所述第一或非门的输入端分别接脉冲发生器的输出端和上电信号，其输出端接所述D触发器的时钟输入端；所述D触发器的D输入端接电源电压，其R复位端接开关电源控制电路的开关信号输出端，其Q输出端输出置位信号；所述第二或非门的输入端分别接D触发器的Q输出端和开关电源控制电路的开关信号输出端，其输出端输出使能信号。

优选地，所述电路还包括短路保护单元；其中，所述短路保护单元接在所述开关电源控制电路的反馈电压输入端与所述驱动单元之间。

优选地，所述短路保护单元包括：与门、第二电压比较器、第三NPN管、第四NPN管、第二电容、第十一功率管、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第四电流源、第五电流源；

其中，所述第四电流源为固定电流源；所述第五电流源与所述第一电流源相同；

所述第五电流源的输入端接电源电压，其输出端接第五电阻；所述第五电阻的另一端经所述第六电阻接地；所述第五电阻和第六电阻的公共端接所述第四NPN管的基极；所述第四NPN管的发射极接所述第四电阻，其集电极接地；所述第四电阻的另一端接所述第四电流源的输出端和所述第三NPN管的基极；所述第四电流源的输入端接电源电压；所述第三NPN管的集电极接电源电压，其发射极接所述第二电压比较器的正输入端、所述第十一功率管的漏极、所述第二电容；所述第二电容的另一端接地；所述第十一功率管的源极接地，其栅极接所述开关信号取反后信号；所述第二电压比较器的负输入端接所述第五电流源的输出端，其输出端接所述与门的第一输入端；所述与门的第二输入端接所述开关信号，其输出端输出保护信号至所述驱动单元。

本发明还提供一种原边控制的反激式开关电源，包括所述的开关电源控制电路。

根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：

本发明实施例所述开关电源控制电路，通过采样信号产生单元，根据在一个开关周期内，原边功率开关导通时，辅助绕组异名端上感应出的负电压的绝对值对时间的积分、与副边绕组向负载提供电流时所述辅助绕组异名端上感应出的正电压对时间的积分相等的原理，根据所述负电压的绝对值对时间的积分和正电压，可以预测辅助绕组异名端上正电压的持续时间，从而在正电压的持续时间的固定比例时刻产生一个采样信号。由此，实现了非固定延时采样，使得该电路的采样脉冲产生时刻与所述辅助绕组正的激励电压的持续时间成正比，解决了因原边峰值电流的大小而造成输出电压不同的问题。

附图说明

图1为现有技术提供的原边控制的反激式开关电源控制电路图；

图2为本发明实施例一提供的原边控制的反激式开关电源电路结构图；

图3为本发明实施例所述采样信号产生单元电路结构图；

图4为本发明实施例所述的置位和使能信号产生单元电路结构图；

图5为图3所示电路各关键节点的波形图；

图6为本发明实施例所述第一电流源和第二电流源电路结构图；

图7为本发明实施例二提供的原边控制的反激式开关电源电路结构图；

图8为本发明实施例提供的短路保护单元电路结构图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种开关电源控制电路及原边控制的反激式开关电源，能够解决因原边峰值电流的大小而造成输出电压不同的问题。

参照图2，为本发明实施例一提供的原边控制的反激式开关电源电路结构图。所述反激式开关电源包括：开关电源控制电路10、变压器20、功率开关Q、第一分压电阻R1、第二分压电阻R2、检测电阻R3、原边开关管D1、副边整流管D2、供电电容C1、输出电容C2。

其中，所述变压器20包括：原边绕组201、辅助绕组202、副边绕组203；图2中，各绕组上的黑点标识各绕组的同名端。

所述开关电源控制电路10的开关信号输出端Cout接所述功率开关Q的基极；所述功率开关Q的发射极经检测电阻R3接地，其集电极接变压器20的原边绕组201的异名端，其发射极接所述开关电源控制电路10的检测电流输入端Iin；所述原边绕组201的同名端接线电压；所述变压器20的辅助绕组202的同名端接地，其异名端接原边开关管D1的阳极；所述原边开关管D1的阴极经供电电容C1接地；所述第一分压电阻R1的一端接所述辅助绕组202的异名端，另一端接第二分压电阻R2；所述第二分压电阻R2的另一端接地；所述第一分压电阻R1和第二分压电阻R2的公共端接所述开关电源控制电路10的反馈电压输入端Vfb；所述变压器20的副边绕组203的异名端接副边整流管D2的阳极；输出电容C2和负载Z分别并联在所述副边整流管D2的阴极与副边绕组203的同名端之间。

结合图2，所述开关电源控制电路10通过功率开关Q连接到所述变压器20的原边绕组201上，用于控制所述功率开关Q在每个开关周期内的导通和关断，从而将原边绕组201的能量传递至副边绕组203和辅助绕组202，为输出电容C2和供电电容C1提供能量。

所述开关电源控制电路10通过控制所述功率开关Q的导通时间或关断时间，在输出电容C2上得到稳定的输出电压。当所述功率开关Q导通时，所述开关电源控制电路10的控制信号输出端Cout输出控制电流；当所述功率开关Q关断时，所述开关电源控制电路10的控制信号输出端Cout对地表现低阻抗，所述功率开关Q的基极电荷对地放电，其基极电压维持在其阈电压之下。

参照图2，所述开关电源控制电路10包括：运算放大器101、采样保持单元102、采样信号产生单元103、开关信号产生单元104、驱动单元105、电流比较器106。

其中，所述运算放大器101的正输入端接所述开关电源控制电路10的反馈电压输入端Fin，其负输入端接基准电压Vinf，其输出端接所述采样保持单元102的电压输入端；所述采样信号产生单元103的输入端接反馈电压输入端Fin，其采样信号输出端接所述采样保持单元102的采样信号输入端；所述采样保持信号102的输出端接所述开关信号产生单元104的电压输入端；所述电流比较器106的正输入端接所述开关电源控制电路10的检测电流输入端Iin，其负输入端接基准电流Iinf，其输出端接所述开关信号产生单元104的电流输入端；所述开关信号产生单元104的开关信号输出端经所述驱动单元105接所述开关电源控制电路10的开关信号输出端Cout，输出开关信号至功率开关Q。

结合图2，所述变压器20的辅助绕组202两端的电压Vaux通过第一分压电阻R1和第二分压电阻R2，输出反馈电压Vfb至开关电源控制电路10。所述运算放大器101对接收到的反馈电压Vfb和基准电压Vinf之间的差值进行放大，输出放大后电压EA；所述反馈电压Vfb经所述采样信号产生单元103输出采样脉冲信号至采样保持单元102，使其在一个设定的时刻对所述放大后电压EA进行采样，得到直流电压Ve，控制所述开关信号产生单元104，生成开关信号，调节功率开关Q的关断时间，实现变压器20副边的输出功率控制。

所述变压器20的原边绕组201中的电流在所述检测电阻R3上产生压降，所述电流比较器106将检测电流Iin与所述基准电流Iinf比较，根据其比较结果控制所述开关信号产生单元104，生成开关信号，决定所述功率开关Q的开通时间，实现对变压器20的原边电流峰值限制。

本发明实施例所述采样信号产生单元103根据在一个开关周期内，原边功率开关Q导通时，所述辅助绕组202异名端上感应出的负电压的绝对值对时间的积分、与副边绕组203向负载Z提供电流时所述辅助绕组202异名端上感应出的正电压对时间的积分相等的原理，根据所述负电压的绝对值对时间的积分和正电压，可以预测所述辅助绕组202异名端上正电压的持续时间，从而在所述正电压的持续时间的固定比例时刻产生一个采样信号。由此，实现了非固定延时采样，使得所述开关电源控制电路10的采样脉冲产生时刻与所述辅助绕组202正的激励电压的持续时间成正比，解决了因原边峰值电流的大小而造成输出电压不同的问题。

参照图3所示，为本发明实施例所述采样信号产生单元电路结构图。所述采样信号产生单元103包括：第一电流源Is₁、第二电流源Is₂、第一开关M1、第二开关M2、第一电压比较器Inv1、基准电压源Vinf、第一电容C3、脉冲发生器103a、置位和使能信号产生单元103b。

其中，所述第一电流源Is₁的正极接电源电压，其负极接所述第二电流源Is₂的正极；所述第二电流源Is₂的负极接地；所述第一电流源Is₁与第二电流源Is₂的公共端接所述第一开关M1的源极；所述第一开关M1的栅极接置位和使能信号产生单元103b的置位信号输出端，其漏极与第二开关M2的漏极一同接所述第一电压比较器Inv1的负输入端；所述第二开关M2的源极接所述第一电压比较器Inv1的正输入端，其栅极接置位和使能信号产生单元103b的置位信号输出端；所述第一开关M1和第二开关M2的漏极公共端经第一电容C3接地；所述基准电压源Vinf的正极接所述第一电压比较器Inv1的正输入端，其负极接地；所述第一电压比较器Inv1的输出端接所述脉冲发生器103a，其使能端接置位和使能信号产生单元103b的使能信号输出端，其电源端接电源电压；所述脉冲发生器103a的输出采样脉冲信号。

其中，所述置位和使能信号产生单元103b用于产生控制第一开关M1和第二开关M2的置位信号、以及控制第一电压比较器Inv1的使能信号。所述基准电压源Vinf用于提供基准电压Vinf。

需要说明的是，所述第一电流源Is₁和第二电流源Is₂均为电压控制电流源；所述第一电流源Is₁用于产生一正比于反馈电压Vfb的负电压绝对值的充电电流Icg；所述第二电流源Is₂用于产生一正比于反馈电压Vfb的正电压绝对值的放电电流Idis。即为：

Icg＝k1×|Vfb_(-)|     (1)

Idis＝k2×|Vfb₍₊₎|    (2)

其中，k1、k2均为常数；Vfb_(-)为反馈电压Vfb的负电压；Vfb₍₊₎为反馈电压Vfb的正电压。

所述第一开关M1和第二开关M2为所述第一电容C3的充放电控制开关，分别由置位信号控制。当所述功率开关Q导通时，置位信号使第一开关M1闭合，第二开关M2关断，所述第一电流源Is₁对所述第一电容C3充电；当所述功率开关Q关断时，所述第二电流源Is₂对所述第一电容C3放电；当第一电容C3上的电压下降到等于基准电压Vinf时，所述第一电压比较器Inv1触发所述脉冲发生器103a，输出一个采样脉冲信号控制所述置位信号产生单元103b产生相应的置位信号，使得第一开关M1关断，第二开关M2闭合，关断所述第一电容C3的充放电通路，并将所述第一电容C3置为基准电压Vinf的值，直至一个新的周期到来。

其工作原理如下所述：

辅助绕组202两端的电压Vaux通过所述第一分压电阻R1和第二分压电阻R2输出反馈电压Vfb。

令， $k=\frac{R_2}{R_1+R_2},$ 则有：

V_fb＝kV_aux    (3)

如图2和图3所示，当原边功率开关Q处于导通状态时，所述反馈电压Vfb为负电压，则有功率开关Q导通时反馈电压为：

$\left|V_{\mathrm{fb}(-)}\right|=k\left|V_{\mathrm{aux}}\right|=k\frac{N_a}{N_p}{V}_{\mathrm{in}}---\left(4\right)$

其中，Na和Np分别为变压器的辅助绕组匝数和原边绕组匝数；Vin为线电压。

当原边功率开关Q处于关断状态时，副边整流管D2导通，所述反馈电压Vfb为正电压，则有功率开关Q关断时反馈电压为：

$\left|V_{\mathrm{fb}(+)}\right|=k\left|V_{\mathrm{aux}}\right|=k\frac{N_a}{N_s}{V}_s---\left(5\right)$

其中，Na和Ns分别为变压器的辅助绕组匝数和副边绕组匝数；Vs为变压器副边绕组电压。

根据反激式开关电源的基本原理，有

$\frac{I_{\mathrm{pp}}}{I_{\mathrm{sp}}}=\frac{N_s}{N_p}---\left(6\right)$

$\frac{L_p}{L_s}=\frac{{N_p}^2}{{N_s}^2}---\left(7\right)$

其中，Ipp和Isp分别为变压器原边绕组的电流峰值和副边绕组的电流峰值；Lp和Ls分别为变压器原边电感值和副边电感值。

根据法拉第定律，有：

$V_{\mathrm{in}}=L_p\frac{{\mathrm{dI}}_p}{\mathrm{dt}}---\left(8\right)$

$V_s=L_s\frac{{\mathrm{dI}}_s}{\mathrm{dt}}---\left(9\right)$

其中，Ip和Is分别为变压器原边绕组电流值和副边绕组电流值。

结合公式(4)、(6)、(7)、及(8)，在原边功率开关Q导通时间段Tonp(Tonp＝t₁-t₀)内：

${\∫}_0^{t_1}\left|V_{\mathrm{fb}(-)}\right|\mathrm{dt}=k\frac{N_a}{N_p}{\∫}_0^{T_{\mathrm{onp}}}{V}_{\mathrm{in}}\mathrm{dt}=k\frac{N_a}{N_p}{L}_p{\∫}_0^{T_{\mathrm{onp}}}d{I}_p=k\frac{N_a}{N_p}{L}_p{I}_{\mathrm{pp}}---\left(10\right)$

结合公式(5)、(6)、(7)、及(9)，在副边整流管D2导通时间段Tons(Tons＝t₂-t₁)内：

${\∫}_1^{t_2}\left|V_{\mathrm{fb}(+)}\right|\mathrm{dt}=k\frac{N_a}{N_s}{\∫}_0^{T_{\mathrm{ons}}}{V}_s\mathrm{dt}=k\frac{N_a}{N_s}{L}_s{\∫}_0^{T_{\mathrm{ons}}}d{I}_s=k\frac{N_a}{N_s}{L}_s{I}_{\mathrm{sp}}=k\frac{N_a}{N_p}{L}_p{I}_{\mathrm{pp}}---\left(11\right)$

由式(10)和(11)可知，在功率开关Q的一个开关周期内，有：

${\∫}_0^{t_1}\left|V_{\mathrm{fb}(-)}\right|\mathrm{dt}={\∫}_1^{t_2}\left|V_{\mathrm{fb}(+)}\right|\mathrm{dt}---\left(12\right)$

即为，在功率开关Q的一个开关周期内，所述辅助绕组202上感应出的负电压的绝对值对时间的积分与所述辅助绕组202上感应出的正电压对时间的积分相等。因此，根据所述辅助绕组202上负电压绝对值对时间的积分和辅助绕组202上的正电压，就可以预测其上正电压的持续时间，即为所述功率开关Q的关断时间。

定义：功率开关Q导通时间段Tonp内(t₀到t₁期间)，反馈电压Vfb的平均值的绝对值为V1；功率开关Q关断时间段Tons内(t₁到t₂期间)，反馈电压Vfb的平均值的绝对值为V2。对于一个实际的反激式开关电源而言，V1和V2近似恒定，将其带入式(12)，有：

V₁T_onp＝V₂T_ons    (13)

在原边绕组导通时，将电压V1转换为电流Icg＝k1×V1，并对第一电容C3充电，则：

${\∫}_0^{t_1}\left|V_{\mathrm{fb}(-)}\right|\mathrm{dt}={\∫}_0^{T_{\mathrm{onp}}}{V}_1\mathrm{dt}=\frac{1}{k_1}{\∫}_0^{T_{\mathrm{onp}}}{I}_{\mathrm{cg}}\mathrm{dt}=\frac{1}{k_1}{\∫}_{V_{\mathrm{ref}}}^{V_{\mathrm{fin}}}\mathrm{CdV}=\frac{C}{k_1}(V_{\mathrm{fin}}-V_{\mathrm{ref}})=V_2{T}_{\mathrm{ons}}---\left(14\right)$

其中，Vref为第一电容的初始电压；Vfin为原边电流关断时刻第一电容的电压值。

在副边绕组导通时，将电压V2转换为电流Idis＝-k2×V2(负号表示为放电电流)。设定，副边绕组导通时开始对第一电容C3放电，第一电容的电压从Vfin降至Vref时对应的时刻为t_r，则：

${\∫}_1^{t_r}\left|V_{\mathrm{fb}(+)}\right|\mathrm{dt}={\∫}_1^{t_r}{V}_2\mathrm{dt}=-\frac{1}{k_2}{\∫}_1^{t_r}{I}_{\mathrm{dis}}\mathrm{dt}=-\frac{1}{k_2}{\∫}_{V_{\mathrm{fin}}}^{V_{\mathrm{ref}}}\mathrm{CdV}=\frac{C}{k_2}(V_{\mathrm{fin}}-V_{\mathrm{ref}})=V_2(t_r-t_1)---\left(15\right)$

令，T＝t_r-t₁，则：

$T=\frac{C}{V_2{k}_2}(V_{\mathrm{fin}}-V_{\mathrm{ref}})=\frac{k_1}{k_2}{T}_{\mathrm{ons}}---\left(16\right)$

由式(16)可知，本发明实施例所述开关电源控制电路中，所述采样脉冲信号的产生时间T与副边整流管D2的导通时间段Tons成正比例，即为可以保证在正电压持续时间的固定比例时刻产生一个采样信号。

例如，假定k1/k2＝2/3，则采样脉冲信号的产生时间T总是对应副边导通时间段Tons的2/3，从而可以在正电压持续时间的2/3时刻产生一个采样信号。

在正常情况下，反激式开关电源工作状态稳定，其副边导通时间段Tons为一定值；但是，在某些特殊情况下，反激式开关电源的工作可能会出现不稳定状态，从而导致其副边导通时间段Tons发生变化，对本发明实施例所述反激式开关电源而言，所述采样脉冲信号产生的时间T与所述副边导通时间段Tons之间保持固定比例，从而使得，当所述副边导通时间段Tons发生变化时，所述采样脉冲信号产生的时间T也会随之变化，使得输出电压对于原边峰值电流变化不敏感，保证系统的稳定性。

参照图4，为本发明实施例所述的置位和使能信号产生单元电路结构图。所述置位和使能信号产生单元103b包括：第一或非门b1、D触发器b2、第二或非门b3。

所述第一或非门的输入端分别接脉冲发生器103a的输出端和上电信号，其输出端接所述D触发器b2的时钟输入端；所述D触发器b2的D输入端接电源电压，其R复位端接开关电源控制电路10的开关信号输出端Cout，其Q输出端输出置位信号；所述第二或非门b3的输入端分别接D触发器b2的Q输出端和开关电源控制电路10的开关信号输出端Cout，其输出端输出使能信号。

如图4所示，所述第一或非门b1对接收到采样脉冲信号和上电信号进行或非逻辑运算，其输出的上升沿将D触发器b2的输出置为高电平，以产生置位信号。当所述开关电源控制电路10输出的开关信号(Cout)为高电平时，将D触发器b2的输出即置位信号清零，使得所述采样信号产生电路103中的第一开关M1导通、第二开关M2关断，与Vfb成比例的充放电电流可以对第一电容C3充放电，直至标志采样完成的置位信号的上升沿的到来。所述上电信号在启动时将所述第一电容C3置位为参考电压。

所述第二或非门b3对接收到的置位信号和开关信号进行或非逻辑运算，输出使能信号控制第一电压比较器Inv1，使得所述第一电压比较器Inv1仅在第一电容C3充电接近完毕至采样完成期间工作。

参照图5，是图3所示电路各关键节点的波形图。

图5所示波形中包括：开关电源控制电路10的供电电压、上电信号、开关信号Cout、反馈电压Vfb、充电电流Icg、放电电流Idis、第一电容电压Vc、第一电压比较器输出、采样脉冲信号、置位信号、以及使能信号。

其中，对于所述上电信号，当所述开关电源控制电路10上电完成以后，其值为低，此时图4所示电路中输出的置位信号为高，图3中的第二开关M2导通，第一电容电压Vc被置为所述基准电压源Vinf的值。

所述开关信号Cout为开关电源控制器输出的开关信号，Cout＝1时图2中的功率开关Q导通，Cout＝0时所述功率开关Q关断。

具体的，当Cout＝1时，功率开关Q导通，原边绕组201中的电流增加，在变压器20的辅助绕组202中感应出负电压，同时图3和图4中的置位信号被置为0，图3中的第二开关M2为关断状态，第一开关M1为闭合状态。如图5所示，反馈电压Vfb此时为负值，同时充电电流Icg开始给所述第一电容C3充电，第一电容C3的电压Vc从初始值Vref开始上升，此时第一电容C3上增加的电压值就代表了反馈电压Vfb负电压绝对值的积分值。

当Cout＝0时，所述功率开关Q关断，反馈电压Vfb为正值，放电电流Idis开始给所述第一电容C3放电，当第一电容C3的电压下降到基准电压Vref时，所述第一电压比较器Inv1输出高电压，使所述脉冲发生器103a输出一个采样脉冲。当采样脉冲高电位变成低电位以后，置位信号又被置为1，所述第二开关M2导通，第一开关M1关断。至此，一个周期结束。

本发明实施例中，所述第一电流源Is₁和第二电流源Is₂均为电压控制电流源，参照图6，为本发明实施例所述第一电流源和第二电流源电路结构图。

所述第一电流源Is₁包括：第一电阻R11、第一NPN管N11、第二NPN管N12、第一功率管M11、第二功率管M12、第三功率管M13；其中，

所述第一电阻R11一端接所述开关电源控制电路10的反馈电压输入端Fin，另一端接所述第一NPN管N11的发射极；所述第一NPN管N11的基极接所述第二NPN管N12的基极，其集电极接所述第一功率管M11的漏极；所述第一功率管M11的源极接电源电压，其栅极接所述第二功率管M12的栅极，所述第一功率管M11的栅极和漏极短接；所述第二功率管M12的源极接电源电压，其漏极接所述第二NPN管N12的集电极；所述第二NPN管N12的集电极与基极短接，其发射极接地；所述第三功率管M13的源极接电源电压，其栅极接所述第二功率管M12的栅极，其漏极输出充电电流Icg。

所述第二电流源Is₂包括：第二电阻R12、第三电阻R13、第四功率管M14、第五功率管M15、第六功率管M16、第七功率管M17、第八功率管M18、第九功率管M19、第十功率管M20、及第三电流源Is₃；其中，所述第三电流源Is₃为固定电流源，输出一恒值电流。

所述第二电阻R12的一端接所述第一电阻R11与第一NPN管N11发射极的公共端，其另一端接地；所述第四功率管M14的栅极接所述第一电阻R11和第二电阻R12的公共端，其源极接所述第三电流源Is₃的输出端，其漏极接所述第六功率管M16的漏极；所述第三电流源Is₃的输入端接电源电压；所述第六功率管M16的源极接地，其栅极接所述第七功率管M17的栅极，所述第六功率管M16的栅极和漏极短接；所述第七功率管M17的源极接地，其漏极接所述第五功率管M15的漏极；所述第五功率管M15的源极接所述第三电流源Is₃的输出端，其栅极接所述第八功率管M18的源极；所述第八功率管M18的源极经所述第三电阻R13接地，其栅极接所述第五功率管M15的漏极，其漏极接所述第九功率管M19的漏极；所述第九功率管M19的源极接电源电压，其栅极接所述第十功率管M20的栅极，所述第九功率管M19的栅极和漏极短接；所述第十功率管M20的源极接电源电压，其漏极输出放电电流Idis。

当功率开关Q处于导通状态时，所述反馈电压Vfb为负电压。如图6所示，所述第一电阻R11的一端接所述第一NPN管N11的发射极，由于所述第二NPN管N12的作用，使得所述第一NPN管N11的发射极电压为0，所述第二电阻R12上的电流为0。此时，流经第一电阻R11的电流全部从所述第一NPN管N11流过，通过第一功率管M11和第二功率管M12构成的电流镜的镜像，产生的充电电流Icg的值为反馈电压Vfb的负电压值除以第一电阻R11的值。

其中，所述第一功率管M11和第二功率管M12构成电流镜结构，保证流经所述第一NPN管N11和第二NPN管N12的电流相等，从而保证所述第一NPN管N11的发射极电压为0。

当所述功率开关Q关断时，所述反馈电压Vfb激励出正电压，此时第一NPN管N11处于关断状态。所述反馈电压Vfb经第一电阻R11和第二电阻R12分压后，接入所述第四功率管M14的栅极。所述第四功率管M14至第七功率管M17构成一个差分放大器。由于所述第三电阻R13和第八功率管M18的反馈作用，使得所述第四功率管M14和第五功率管M15的栅端电压相等。所述反馈电压Vfb的分压通过所述第三电阻R13产生电流，被所述第九功率管M19和第十功率管M20构成的电流镜机构镜像，产生的放电电流Idis的值为反馈电压Vfb的正电压在第一电阻R11和第二电阻R12的分压值除以第三电阻R13的值。

本发明实施例一所述的开关电源控制电路10中，所述原边绕组201中的电流在检测电阻R3上产生压降，所述电流比较器106将检测电流Its与所述基准电流Iinf比较，根据其比较结果控制所述开关信号产生电路104，生成开关信号，决定所述功率开关Q的开通时间，实现对变压器20的原边电流峰值限制。然而，如果所述检测电阻R3发生短路，将会引起原边电流峰值不受限制。因此，本发明实施例二所述开关电源电路10进一步包括：短路保护单元，用于在所述检测电阻R3短路时控制所述功率开关Q处于安全工作区。

参照图7，为本发明实施例二提供的原边控制的反激式开关电源电路结构图。实施例二所述反激式开关电源与实施例一的区别在于：所述开关电源控制电路10进一步包括：短路保护单元107。

其中，所述短路保护单元107接在所述开关电源控制电路10的反馈电压输入端Fin与驱动单元105之间。

具体的，参照图8所示，为本发明实施例提供的短路保护单元电路结构图。所述短路保护单元107包括：与门c1、第二电压比较器Inv2、第三NPN管N13、第四NPN管N14、第二电容C4、第十一功率管M21、第四电阻R14、第五电阻R15、第六电阻R16、第四电流源Is₄、第五电流源Is₅。

其中，所述第四电流源Is₄为固定电流源，输出一恒值电流；所述第五电流源Is₅与所述第一电流源Is₁相同，也是电压控制电流源，用于产生一正比于反馈电压Vfb的负电压绝对值的充电电流Icg，其电路结构与实施例一及附图6中所示第一电流源Is₁的电路结构相同，不再赘述。

所述第五电流源Is₅的输入端接电源电压，其输出端接第五电阻R15；所述第五电阻R15的另一端经所述第六电阻R16接地；所述第五电阻R15和第六电阻R16的公共端接所述第四NPN管N14的基极；所述第四NPN管N14的发射极接所述第四电阻R14，其集电极接地；所述第四电阻R14的另一端接所述第四电流源Is₄的输出端和所述第三NPN管N13的基极；所述第四电流源Is₄的输入端接电源电压；所述第三NPN管N13的集电极接电源电压，其发射极接所述第二电压比较器Inv2的正输入端、所述第十一功率管N14的漏极、所述第二电容C4；所述第二电容C4的另一端接地；所述第十一功率管N14的源极接地，其栅极接所述开关信号取反后信号；所述第二电压比较器Inv2的负输入端接所述第五电流源Is₅的输出端，其输出端接所述与门c1的第一输入端；所述与门c1的第二输入端接所述开关信号，其输出端输出保护信号至所述驱动电路。

图8所示短路保护单元107中，所述第五电流源Is₅是电压控制电流源，用于将负电压转化为电流，当所述辅助绕组202上的负电压绝对值越大时，第五电流源Is₅转化得到的电流越大。所述第四电阻R14和第五电阻R15为分压电阻，二者阻值相等，其作用是将转化得到的电流变成电压。所述第四电阻R14、第四NPN管N14、第三NPN管N13构成一个只有输出电流能力的电压跟随器，所述电压跟随器的输出接到第二电容C4。

当所述辅助绕组202上的负压绝对值降低时，所述第二电容C4上的电压被保持，因此在所述第二电压比较器Inv2的正输入端记录的值为：

V₊＝k₁R₁₆|V_fb(-)max|+V_offset    (17)

其中，Vfb_(-)max为反馈电压Vfb负值的最大值；Voffset为偏置电流源I_s4在第四电阻R14上产生的电压降。

此时，所述第二电压比较器Inv2的负输入端记录的值为：

V_-＝k₁(R₁₆+R₁₅)|V_fb(-)|    (18)

如果在所述开关电源控制电路10的开关信号输出Cout＝1的阶段，V-小于V+，则所述第二电压比较器Inv2翻转，使得保护信号变为高，所述功率开关Q被关断，直到所述开关电源控制电路10重新启动时才允许所述功率开关Q导通。

所述短路保护单元107用于在原边功率开关Q导通时间段内，当所述辅助绕组202上的负压绝对值小于其正常状态绝对值的一半时，输出一个保护信号关断所述功率开关Q。

对本发明实施例一，当所述检测电阻R3短路到地时，所述开关电源控制电路10内没有能够关断所述功率开关Q的信号，导致原边绕组201中的电流持续增加，驱动电流不够，导致所述功率开关Q的集电极电压上升，原边绕组201两端的压降降低，从而导致所述辅助绕组202上的负压绝对值降低。实施例二所述开关电源控制电路10，当辅助绕组202上的负压绝对值小于其正常状态绝对值的一半时，所述短路保护单元107输出一个保护信号关断功率开关Q，使所述开关电源控制电路10进入保护模式。

以上对本发明所提供的一种开关电源控制电路及原边控制的反激式开关电源，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (9)

1.一种开关电源控制电路，其特征在于，所述电路包括：运算放大器、采样保持单元、采样信号产生单元、开关信号产生单元、驱动单元、电流比较器；其中，

所述运算放大器的正输入端接所述开关电源控制电路的反馈电压输入端，其负输入端接基准电压，其输出端接所述采样保持单元的电压输入端；所述采样信号产生单元的输入端接反馈电压输入端，其采样信号输出端接所述采样保持单元的采样信号输入端；所述采样保持信号的输出端接所述开关信号产生单元的电压输入端；所述电流比较器的正输入端接所述开关电源控制电路的检测电流输入端，其负输入端接基准电流，其输出端接所述开关信号产生单元的电流输入端；所述开关信号产生单元的开关信号输出端经所述驱动单元接所述开关电源控制电路的开关信号输出端。

2.根据权利要求1所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述采样信号产生单元包括：第一电流源、第二电流源、第一开关、第二开关、第一电压比较器、基准电压源、第一电容、脉冲发生器、置位和使能信号产生单元；

所述第一电流源的正极接电源电压，其负极接所述第二电流源的正极；所述第二电流源的负极接地；所述第一电流源与第二电流源的公共端接所述第一开关的源极；所述第一开关的栅极接置位和使能信号产生单元的置位信号输出端，其漏极与第二开关的漏极一同接所述第一电压比较器的负输入端；所述第二开关的源极接所述第一电压比较器的正输入端，其栅极接置位和使能信号产生单元的置位信号输出端；所述第一开关和第二开关的栅极公共端经第一电容接地；所述基准电压源的正极接所述第一电压比较器的正输入端，其负极接地；所述第一电压比较器的输出端接所述脉冲发生器，其使能端接置位和使能信号产生单元的使能信号输出端，其电源端接电源电压；所述脉冲发生器输出采样脉冲信号。

3.根据权利要求2所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述第一电流源和第二电流源均为电压控制电流源；其中，

所述第一电流源用于产生一正比于反馈电压的负电压绝对值的充电电流；所述第二电流源用于产生一正比于反馈电压的正电压绝对值的放电电流。

4.根据权利要求3所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述第一电流源包括：第一电阻、第一NPN管、第二NPN管、第一功率管、第二功率管、第三功率管；其中，

所述第一电阻一端接所述开关电源控制电路的反馈电压输入端，另一端接所述第一NPN管的发射极；所述第一NPN管的基极接所述第二NPN管的基极，其集电极接所述第一功率管的漏极；所述第一功率管的源极接电源电压，其栅极接所述第二功率管的栅极，所述第一功率管的栅极和漏极短接；所述第二功率管的源极接电源电压，其漏极接所述第二NPN管的集电极；所述第二NPN管的集电极与基极短接，其发射极接地；所述第三功率管的源极接电源电压，其栅极接所述第二功率管的栅极，其漏极输出所述充电电流。

5.根据权利要求4所述的的开关电源控制电路，其特征在于，所述第二电流源包括：第二电阻、第三电阻、第四功率管、第五功率管、第六功率管、第七功率管、第八功率管、第九功率管、第十功率管、及第三电流源；其中，所述第三电流源为固定电流源；

所述第二电阻的一端接所述第一电阻与第一NPN管发射极的公共端，其另一端接地；所述第四功率管的栅极接所述第一电阻和第二电阻的公共端，其源极接所述第三电流源的输出端，其漏极接所述第六功率管的漏极；所述第三电流源的输入端接电源电压；所述第六功率管的源极接地，其栅极接所述第七功率管的栅极，所述第六功率管的栅极和漏极短接；所述第七功率管的源极接地，其漏极接所述第五功率管的漏极；所述第五功率管的源极接所述第三电流源的输出端，其栅极接所述第八功率管的源极；所述第八功率管的源极经所述第三电阻接地，其栅极接所述第五功率管的漏极，其漏极接所述第九功率管的漏极；所述第九功率管的源极接电源电压，其栅极接所述第十功率管的栅极，所述第九功率管的栅极和漏极短接；所述第十功率管的源极接电源电压，其漏极输出所述放电电流。

6.根据权利要求2所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述置位和使能信号产生单元包括：第一或非门、D触发器、第二或非门；其中，

所述第一或非门的输入端分别接脉冲发生器的输出端和上电信号，其输出端接所述D触发器的时钟输入端；所述D触发器的D输入端接电源电压，其R复位端接开关电源控制电路的开关信号输出端，其Q输出端输出置位信号；所述第二或非门的输入端分别接D触发器的Q输出端和开关电源控制电路的开关信号输出端，其输出端输出使能信号。

7.根据权利要求1至6任一项所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述电路还包括短路保护单元；其中，所述短路保护单元接在所述开关电源控制电路的反馈电压输入端与所述驱动单元之间。

8.根据权利要求7所述的开关电源控制电路，其特征在于，所述短路保护单元包括：与门、第二电压比较器、第三NPN管、第四NPN管、第二电容、第十一功率管、第四电阻、第五电阻、第六电阻、第四电流源、第五电流源；

其中，所述第四电流源为固定电流源；所述第五电流源与所述第一电流源相同；

所述第五电流源的输入端接电源电压，其输出端接第五电阻；所述第五电阻的另一端经所述第六电阻接地；所述第五电阻和第六电阻的公共端接所述第四NPN管的基极；所述第四NPN管的发射极接所述第四电阻，其集电极接地；所述第四电阻的另一端接所述第四电流源的输出端和所述第三NPN管的基极；所述第四电流源的输入端接电源电压；所述第三NPN管的集电极接电源电压，其发射极接所述第二电压比较器的正输入端、所述第十一功率管的漏极、所述第二电容；所述第二电容的另一端接地；所述第十一功率管的源极接地，其栅极接所述开关信号取反后信号；所述第二电压比较器的负输入端接所述第五电流源的输出端，其输出端接所述与门的第一输入端；所述与门的第二输入端接所述开关信号，其输出端输出保护信号至所述驱动单元。

9.一种原边控制的反激式开关电源，其特征在于，包括如权利要求1至8任一项所述的开关电源控制电路。

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