CN117713832B - 一种调节采样时间节点的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种调节采样时间节点的方法和装置，应用于采样时间调节领域。包括：获取芯片内部的偏置电流值；获取根据第一分压电阻值和第二分压电阻值确定的电阻系数；调节第一分压电阻，以得第一目标分压电阻值；调节第一分压电阻时，相应调节第二分压电阻，以保证电阻系数不变；根据偏置电流值、输入电压值、原副线圈匝数比系数、第一目标分压电阻值和电阻系数确定目标分压电压值；根据目标分压电压值确定对应充电电流值；根据充电电流值、原边导通时间、放电电流值和调节系数确定采样时间节点。可见，本申请在不改变原有采样电路结构的基础上，将偏置电流值与分压电压值和其余参数的对应关系进行组合，调节第一分压电阻进而调节采样时间节点。

Description

一种调节采样时间节点的方法和装置

技术领域

本申请涉及采样时间调节领域，特别是涉及一种调节采样时间节点的方法和装置。

背景技术

模拟开关电源应用场景复杂多变，在相对比较固定的应用场景中，采样时间节点一般会根据系统经验值由芯片内部设计并固定。而随着芯片应用场景的变化革新，单一固定的系统采样经验值可能无法精确覆盖所有的应用场景，同时由于芯片内部设计会存在一些误差，这都导致芯片真实设计出来的采样时间节点并不能适应所有应用场景。

近年来，通过伏秒平衡特性由芯片内部计算出副边续流时间并选择经验时间节点来采样。比如，对一个工作在DCM模式的典型的flyback系统，如图1所示，其中Vac为系统交流输入电压值，D1为第一二极管，D2为第二二极管，Vin为输入电压值、Cin为输入电容C1的电容值，Np为原线圈，Ns为副线圈，Cout为输出电容C2的电容值，Load为负载，IC为芯片，FB和DRV为IC芯片的引脚，Na为辅助线圈，RFB-H和RFB-L为电阻RH和电阻RL的电阻值。原边输入电压和原边电感导通时间以及副边输出电压和副边电感续流时间存在伏秒平衡关系如图2和图3所示，其中，图2中的Vcap为电容C的电压值。芯片通过辅助绕组监测FB的电压值：当原边导通时FB检测到负压是原边输入电压值的比例值，当副边续流时FB检测到正压为输出电压值的比例值，将原边输入电压值和原边电感导通时间转化成对一个电容的充电电流值Icharge和充电时间Ton，而副边输出电压转化为对电容的放电电流值Idischarge和续流时间Tons，即可以确定采样时间节点Tsh，但是一旦芯片内部设置并确定了这个采样时间节点，那这个时间节点是不可以简单的通过外部设置调节的。如果调整这个采样时间节点选择改变芯片型号去满足某些应用场景，产品运营增加了额外的成本。如果通过芯片内部自动调节该采样时间节点则会增加电路增加芯片面积，芯片成本增加。

鉴于上述技术，寻求一种调节采样时间节点的方法是本领域技术人员亟待解决的问题。

发明内容

本申请的目的是提供一种调节采样时间节点的方法和装置。可以解决现有技术中需要额外增加电路改变芯片内部的采样时间节点从而成本增加的问题。

为解决上述技术问题，本申请提供一种调节采样时间节点的方法，包括：

获取芯片内部的偏置电流对应的偏执电流值；

获取根据第一分压电阻值和第二分压电阻值确定的电阻系数；

调节第一分压电阻，以得第一目标分压电阻值；其中，在调节第一分压电阻过程中，相应调节第二分压电阻，以保证电阻系数不变；

根据偏置电流值、输入电压值、原副线圈匝数比系数、第一目标分压电阻值和电阻系数确定目标分压电压值；

根据目标分压电压值确定对应的充电电流值；

根据充电电流值、原边导通时间、放电电流值和调节系数确定采样时间节点。

优选地，获取芯片内部的偏置电流对应的偏执电流值包括：

获取芯片内部任意一个电压源的输出电流，并将输出电流作为偏置电流，输出电流对应的电流值作为偏执电流值；其中，获取芯片内部流出的偏置电流的时间与原边导通时间相同。

优选地，获取芯片内部的偏置电流对应的偏执电流值包括：

获取芯片内部接地端与芯片引脚采样电压值产生的电压差值；

根据电压差值确定芯片内部产生的电流，将芯片内部产生的电流作为偏置电流，将芯片内部产生的电流对应的电流值作为偏执电流值。

优选地，获取根据第一分压电阻值和第二分压电阻值确定的电阻系数包括：

获取第一分压电阻值和第二分压电阻值的电阻和；

将第一分压电阻值和电阻和的比值作为电阻系数。

优选地，目标分压电压值的表达式为：

VFB_N1=Vin*Kpa*Ks-Ic*RFB_H’*Ks；

其中，VFB_N1为目标分压电压值、Vin为输入电压值、Kpa为原副线圈匝数比系数、Ks为电阻系数、Ic为偏置电流值、RFB_H’为第一目标分压电阻值。

优选地，采样时间节点的表达式为：

Tsh’=Ksh*Icharge*Ton/Idischarge；

其中，Tsh’为采样时间节点、Ksh为调节系数、Icharge为充电电流值、Ton为原边导通时间、Idischarge为放电电流值。

优选地，芯片内部产生的电流的表达式为：

Ic=（VFB_N-VE）/Rc；

其中，Ic为芯片内部产生的电流值、VFB_N为芯片引脚采样电压值、VE为二极管导通电压值、Rc为电阻值。

为解决上述技术问题，本申请还提供一种调节采样时间节点的装置，包括：

第一获取模块，用于获取芯片内部的偏置电流对应的偏执电流；

第二获取模块，用于获取根据第一分压电阻值和第二分压电阻值确定的电阻系数；

调节模块，用于调节第一分压电阻，以得第一目标分压电阻值；其中，在调节第一分压电阻过程中，相应调节第二分压电阻，以保证电阻系数不变；

第一确认模块，用于根据偏置电流值、输入电压值、原副线圈匝数比系数、第一目标分压电阻值和电阻系数确定目标分压电压值；

第二确定模块，用于根据目标分压电压值确定对应的充电电流值；

第三确定模块，用于根据充电电流值、原边导通时间值、放电电流值和调节系数确定采样时间节点。

本申请所提供的一种调节采样时间节点的方法，包括：获取芯片内部的偏置电流对应的偏执电流值；获取根据第一分压电阻值和第二分压电阻值确定的电阻系数；调节第一分压电阻，以得第一目标分压电阻值；其中，在调节第一分压电阻过程中，相应调节第二分压电阻，以保证电阻系数不变；根据偏置电流值、输入电压值、原副线圈匝数比系数、第一目标分压电阻值和电阻系数确定目标分压电压值；根据目标分压电压值确定对应的充电电流值；根据充电电流值、原边导通时间、放电电流值和调节系数确定采样时间节点。可见，本申请在不改变原有采样电路结构的基础上，从自身的芯片内部获取偏置电流，并将偏置电流值与分压电压值和其余参数的对应关系进行组合，以便得到新的对应关系，在新的对应关系中，分压电压与第一分压电阻和偏置电流建立了对应关系，因此通过调节第一分压电阻，可以得到调节后的目标分压电压值，根据目标分压电压值确定可以调节的采样时间节点，以满足不同场景对采样时间节点的需求。同时，本申请在调节第一分压电阻的同时，相应的调节对应的第二分压电阻，确保电阻系数不变，以保证在调节第一分压电阻的同时，整个系统的稳定性不受影响。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术提供的DCM模式下的典型的flyback系统示意图；

图2为flyback系统示意图对应的电路图；

图3为flyback系统示意图对应的矢量图；

图4为本申请实施例提供的一种调节采样时间节点的方法的流程图；

图5为本申请实施例提供的调节采样时间节点的方法对应的系统示意图；

图6为本申请提供的系统对应的矢量图；

图7为本申请提供的第一种获取偏置电流的电路图；

图8为本申请提供的第二种获取偏置电流的电路图；

图9为本申请另一实施例提供的一种调节采样时间节点的装置的模块图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下，所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护范围。

本申请的核心是提供一种调节采样时间节点的方法和装置。

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面结合附图和具体实施方式对本申请作进一步的详细说明。

图4为本申请提供的一种调节采样时间节点的方法的流程图，包括如下步骤：

S10：获取芯片内部的偏置电流对应的偏执电流值。

在具体的实施例中，调节采样时间节点的方法应用的电路如图1所示，从芯片IC的内部获取一个偏置电流并确定偏执电流的大小，也就是确定偏执电流对应的偏执电流值Ic，如图5所示，IC为芯片，FB为IC芯片的引脚，Naux为辅助线圈，RFB-H和RFB-L分别为第一分压电阻RH对应的第一分压电阻值和第二分压电阻RL对应的第二分压电阻值，VFB-N为芯片引脚FB与辅助绕组之间的连接点处的电压值。其中，该偏置电流可以是芯片IC内部任意一个供电端引出来的一条电流，也可以是根据芯片的端口FB处检测的电压与内部接地端的电压差值产生的电流，本申请不限定，可以根据用户的需要，自行设置。

同时，本申请不限定偏置电流值Ic的大小，可以根据用户的需要，自行设置。

S11：获取根据第一分压电阻值和第二分压电阻值确定的电阻系数。

S12：调节第一分压电阻，以得第一目标分压电阻值；其中，在调节第一分压电阻过程中，相应调节第二分压电阻，以保证电阻系数不变。

在具体的实施例中，图1为现有技术，在图1中，采样时间节点的确认与充电电流值和放电电流值有关，但是其图1中的内部参数均是固定值，因此采样时间节点也为固定节点。而本申请中，如图5所示，增加了偏置电流，并确定了偏执电流值Ic，间接对电路中原有的对应关系进行了修改。在新的对应关系中，芯片引脚FB与辅助绕组之间的连接点处的分压电压值与辅助绕组中的第一分压电阻值RFB-H和偏置电流值Ic建立了对应关系，因此通过调节第一分压电阻RH，可以得到调节后的目标分压电压值，而目标分压电压值进行转换后即为充电电流值，相当于在调节第一分压电阻RH的过程中，间接调节了充电电流值，进而调节采样时间节点。

在调节第一分压电阻的过程中，还需要相应的调节第二分压电阻RL，以保证第一分压电阻RH对应的第一分压电阻值RRFB-H和第二分压电阻对应的第二分压电阻值RFB-L确定的电阻系数不变，以保证在调节第一分压电阻的同时，整个系统的稳定性不受影响。

其中，需要说明的是，可以将第一分压电阻值RFB-H与第一分压电阻值RFB-H和第二分压电阻值RFB-L之和的比值作为电阻系数，但是本申请不限定，可以根据用户的需要，自行设置。

S13：根据偏置电流值、输入电压值、原副线圈匝数比系数、第一目标分压电阻值和电阻系数确定目标分压电压值。

S14：根据目标分压电压值确定对应的充电电流值。

S15：根据充电电流值、原边导通时间、放电电流值和调节系数确定采样时间节点。

在具体的实施例中，根据偏置电流值Ic、输入电压值Vin、原副线圈匝数比系数Kpa、第一目标分压电阻值RFB_H’和电阻系数Ks确定目标分压电压值VFB_N1，然后根据目标分压电压值VFB_N1确定对应的充电电流值Icharge，最终根据充电电流值Icharge、原边导通时间Ton、放电电流值Idischarge和调节系数Ksh确定采样时间节点Tsh’，如图6所示，其中RFB_H为第一分压电阻对应的第一分压电阻值、RFB_H’为调节后的第一目标分压电阻值，Tsh’为得到的采样时间节点（调节后的）、Tsh为原有的采样时间节点、Ton为原边导通时间，Tons为副边续流时间。也就是说，在调节第一分压电阻RH的过程后，得到的目标分压电压值VFB_N1即为调节后的电压值VFB_N，将目标分压电压值VFB_N1转换为对应的充电电流值Icharge，其充电电流值Icharge也是调节后的，因此，最终根据充电电流值Icharge、原边导通时间Ton、放电电流值Idischarge和调节系数Ksh确定的采样时间节点Tsh’也是调节后的。因此，通过不断调节第一分压电阻RH即可调节采样时间节点。

其中给，作为一种优选，目标分压电压值的表达式为：

VFB_N1=Vin*Kpa*Ks-Ic*RFB_H’*Ks；

其中，VFB_N1为目标分压电压值、Vin为输入电压值、Kpa为原副线圈匝数比系数、Ks为电阻系数、Ic为偏置电流值、RFB_H’为第一目标分压电阻值。

采样时间节点的表达式为：

Tsh’=Ksh*Icharge*Ton/Idischarge；

其中，Tsh’为采样时间节点、Ksh为调节系数、Icharge为充电电流值、Ton为原边导通时间、Idischarge为放电电流值。

其中，需要说明的是，原边输入电压值转化成对一个电容的充电电流值Icharge，而副边输出电压值转化为对电容的放电电流值Idischarge。为了保证不影响CV环路的正常工作（若调节输出电压值转化的电流值会使得采样到的输出电压值有偏差，影响输出电压值），选择调节充电电流值Icharge。（如果芯片设计是将原边输入电压值转化成对一个电容的放电电流值Idischarge，而副边输出电压值转化为对电容的充电电流值Icharge，则应调节放电电流值Idischarge）。

本申请所提供的一种调节采样时间节点的方法，包括：获取芯片内部的偏置电流对应的偏执电流值；获取根据第一分压电阻值和第二分压电阻值确定的电阻系数；调节第一分压电阻，以得第一目标分压电阻；其中，在调节第一分压电阻过程中，相应调节第二分压电阻，以保证电阻系数不变；根据偏置电流值、输入电压值、原副线圈匝数比系数、第一目标分压电阻值和电阻系数确定目标分压电压值；根据目标分压电压值确定对应的充电电流值；根据充电电流值、原边导通时间、放电电流值和调节系数确定采样时间节点。可见，本申请在不改变原有采样电路结构的基础上，从自身的芯片内部获取偏置电流，并将偏置电流值与分压电压值和其余参数的对应关系进行组合，以便得到新的对应关系，在新的对应关系中，分压电压与第一分压电阻和偏置电流建立了对应关系，因此通过调节第一分压电阻，可以得到调节后的目标分压电压值，根据目标分压电压值确定可以调节的采样时间节点，以满足不同场景对采样时间节点的需求。同时，本申请在调节第一分压电阻的同时，相应的调节对应的第二分压电阻，确保电阻系数不变，以保证在调节第一分压电阻的同时，整个系统的稳定性不受影响。

在上述实施例的基础上，作为一种优选的实施例，获取芯片内部的偏置电流对应的偏执电流值包括：

获取芯片内部任意一个电压源的输出电流，并将输出电流作为偏置电流，输出电流对应的电流值作为偏执电流值；其中，获取芯片内部流出的偏置电流的时间与原边导通时间相同。

或者获取芯片内部接地端与芯片引脚采样电压值产生的电压差值；

根据电压差值确定芯片内部产生的电流，将芯片内部产生的电流作为偏置电流，将芯片内部产生的电流对应的电流值作为偏执电流值。

在具体的实施例中，获取芯片内部的偏置电流有两种获取方式，第一种方式为：获取芯片内部任意一个电压源的输出电流，并将输出电流作为偏置电流，将此时输出电流的大小作为偏执电流值；其中，获取芯片内部流出的偏置电流的时间与原边导通时间相同，如图7所示。其中，待电路正处于原边导通时间时，图7中的开关开启，偏置电流从芯片内部流出。其中需要说明的是，图7所示的电路为一种相对普遍使用的电路。

第二种方式为：获取芯片内部接地端与芯片引脚采样电压值产生的电压差值；根据电压差值确定芯片内部产生的电流，将芯片内部产生的电流作为偏置电流，此时将芯片内部产生的电流的大小作为偏执电流值，如图8所示，其中，在芯片引脚FB与芯片内部的一个接地端之间串联一个电阻RR和一个二极管D，其电阻RR的电阻值为Rc，其二极管D的导通电压值为VE。当原边导通时，FB端采样到负压，二极管D导通（一般地，输入电压最低时采样到的负压低于-0.7V），此时芯片内部地通过二极管D经过电阻流出电流偏置电流值Ic调节VFB_N。而当原边导通时续流时，FB端采样到正压，二极管D不通没有电流，不会影响正常的输出电压采样。这样可以省略前面提供偏置电流的开关逻辑，调节的幅度与电阻值Rc和VFB_N的绝对值相关，同样可以实现通过调节第一分压电阻RH来调节采样的负压值VFB_N。

需要说明的是，图8所示的电路为图7所示电路的一种特殊实现方式。

在此基础上，芯片内部产生的电流的表达式为：

Ic=（VFB_N-VE）/Rc；

其中，Ic为芯片内部产生的电流值、VFB_N为芯片引脚采样电压值、VE为二极管导通电压值、Rc为电阻值。

其中，需要说明的是，上述实施例仅是一种可以实现的方式，但是不限于只有该种实现方式，可以根据用户的需要，自行设置。

本申请提供了两种获取偏置电流的方式，为后续中根据偏置电流值、输入电压值、原副线圈匝数比系数、第一目标分压电阻值和电阻系数确定目标分压电压值，以及根据目标分压电压值确定对应的充电电流值、原边导通时间、放电电流值和调节系数确定采样时间节点奠定基础。

在具体的实施例中当原边的功率管导通时，辅助绕组检测到的负压值为-Vin*Kpa，Kpa为原边与副边的线圈匝比系数，该电压值通过第一分压电阻值RFB_H和第二分压电阻值RFB_L分压后为分压电压值VFB_N，VFB_N被芯片采样转化为充电电流值Icharge，其中，分压电压值的表达式为：

VFB_N=Vin*Kpa*RFB_L/(RFB_H+RFB_L)；

（为方便计算用的是负压的绝对值，该电压实际也是负压，需要增加负号）

若此时（系统原边导通阶段）芯片内部引出一路固定偏置电流流出，则，分压电压的表达式为：

VFB_N/RFB_L+Ic=(Vin*Kpa-VFB_N)/RFB_H；

整理得，

VFB_N=Vin*Kpa*RFB_L/(RFB_H+RFB_L)-Ic*RFB_H*RFB_L/(RFB_H+RFB_L)；

因为系统CV环工作需满足：

Vout*RFB_L/(RFB_H+RFB_L)=VREF_CV；

其中VREF_CV是芯片内部设置的输出电压的参考基准值，对特定芯片来说是不变的。而CV环工作需要得到稳定的Vout，所以RFB_L/(RFB_H+RFB_L)是由系统设置不变的。把RFB_L/(RFB_H+RFB_L)记为Ks，整理公式得：

VFB_N=Vin*Kpa*Ks-Ic*RFB_H*Ks；

所以通过调节RFB_H的值，同时保持Ks的值不变（不影响CV环），即可调节VFB_N的值，从而调节了Icharge，使得Tsh得到调节。即当芯片应用场景发生变化，原先设置的采样时间节点存在误差，外围系统可以利用调节第一分压电阻的值来实现采样时间节点的调节。

因此，在目标分压电压（通过调节第一分压电阻得到的调节后的分压电压）的表达式为：

VFB_N1=Vin*Kpa*Ks-Ic*RFB_H’*Ks；

其中，VFB_N1为目标分压电压值、Vin为输入电压值、Kpa为原副线圈匝数比系数、Ks为电阻系数、Ic为偏置电流值、RFB_H’为第一目标分压电阻值（调节后的第一分压电阻值）。

采样时间节点的表达式为：

Tsh’=Ksh*Icharge*Ton/Idischarge；

其中，Tsh’为采样时间节点、Ksh为调节系数、Icharge为充电电流值、Ton为原边导通时间、Idischarge为放电电流值。

其中，需要说明的是，本申请提供的公式仅是一种可以实现的方式，但是不限于只有该种实现方式，可以根据用户的需要，自行设置。

本申请所提供的一种调节采样时间节点的方法，包括：获取芯片内部的偏置电流对应的偏执电流值；获取根据第一分压电阻值和第二分压电阻值确定的电阻系数；调节第一分压电阻，以得第一目标分压电阻值；其中，在调节第一分压电阻过程中，相应调节第二分压电阻，以保证电阻系数不变；根据偏置电流值、输入电压值、原副线圈匝数比系数、第一目标分压电阻值和电阻系数确定目标分压电压值；根据目标分压电压值确定对应的充电电流值；根据充电电流值、原边导通时间、放电电流值和调节系数确定采样时间节点。可见，本申请在不改变原有采样电路结构的基础上，从自身的芯片内部获取偏置电流，并将偏置电流值与分压电压值和其余参数的对应关系进行组合，以便得到新的对应关系，在新的对应关系中，分压电压与第一分压电阻和偏置电流建立了对应关系，因此通过调节第一分压电阻，可以得到调节后的目标分压电压值，根据目标分压电压值确定可以调节的采样时间节点，以满足不同场景对采样时间节点的需求。同时，本申请在调节第一分压电阻的同时，相应的调节对应的第二分压电阻，确保电阻系数不变，以保证在调节第一分压电阻的同时，整个系统的稳定性不受影响。

在上述实施例中，对于调节采样时间节点的方法进行了详细描述，本申请还提供调节采样时间节点的装置对应的实施例。

图9为本申请另一实施例提供的一种调节采样时间节点的装置的模块图，包括：

第一获取模块11，用于获取芯片内部的偏置电流对应的偏执电流值；

第二获取模块12，用于获取根据第一分压电阻值和第二分压电阻值确定的电阻系数；

调节模块13，用于调节第一分压电阻，以得第一目标分压电阻值；其中，在调节第一分压电阻过程中，相应调节第二分压电阻，以保证电阻系数不变；

第一确认模块14，用于根据偏置电流值、输入电压值、原副线圈匝数比系数、第一目标分压电阻值和电阻系数确定目标分压电压值；

第二确定模块15，用于根据目标分压电压值确定对应的充电电流值；

第三确定模块16，用于根据充电电流值、原边导通时间值、放电电流值和调节系数确定采样时间节点。

由于装置部分的实施例与方法部分的实施例相互对应，因此装置部分的实施例请参见方法部分的实施例的描述，这里暂不赘述。

以上对本申请所提供的一种调节采样时间节点的方法和装置进行了详细介绍。说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以对本申请进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本申请权利要求的保护范围内。

还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

Claims (3)

1.一种调节采样时间节点的方法，其特征在于，应用于包括芯片、辅助绕组、主绕组、第一分压电阻和第二分压电阻、第一电阻和二极管的flyback系统电路，其中，所述第一分压电阻的第一端与所述辅助绕组相连，所述第一分压电阻的第二端与所述芯片的输入端和所述第二分压电阻的第一端相连，所述第二分压电阻的第二端接地，所述芯片的输出端与所述主绕组对应的原副线圈中的原线圈相连，所述第一电阻与所述二极管设置在所述芯片内部，所述第一电阻的第一端与所述芯片的输入端相连，所述第一电阻的第二端与所述二极管的第一端相连，所述二极管的第二端接地；该方法包括：

获取所述芯片内部任意一个电压源的输出电流，并将所述输出电流作为偏置电流，所述输出电流对应的电流值作为所述偏置电流值；或者获取所述芯片内部的接地端与芯片引脚采样电压值产生的电压差值；根据所述电压差值确定所述芯片内部产生的电流，将所述芯片内部产生的电流作为所述偏置电流，将所述芯片内部产生的电流对应的电流值作为所述偏置电流值；

获取第一分压电阻值和第二分压电阻值的电阻和，将所述第一分压电阻值和所述电阻和的比值作为电阻系数；

调节所述第一分压电阻，以得第一目标分压电阻值；其中，在调节所述第一分压电阻过程中，相应调节所述第二分压电阻，以保证所述电阻系数不变；

根据所述偏置电流值、所述系统电路的输入电压值、原副线圈匝数比系数、所述第一目标分压电阻值和所述电阻系数确定目标分压电压值；

根据所述目标分压电压值确定对应的充电电流值；

根据所述充电电流值、原边导通时间、放电电流值和调节系数确定采样时间节点；

其中，所述目标分压电压值的表达式为：

VFB_N1=Vin*Kpa*Ks-Ic*RFB_H’*Ks；

其中，VFB_N1为所述目标分压电压值、Vin为所述输入电压值、Kpa为所述原副线圈匝数比系数、Ks为所述电阻系数、Ic为所述偏置电流值、RFB_H’为所述第一目标分压电阻值；

所述采样时间节点的表达式为：

Tsh’=Ksh*Icharge*Ton/Idischarge；

其中，Tsh’为所述采样时间节点、Ksh为所述调节系数、Icharge为所述充电电流值、Ton为所述原边导通时间、Idischarge为所述放电电流值。

2.根据权利要求1所述的调节采样时间节点的方法，其特征在于，所述芯片内部产生的电流的表达式为：

Ic=（VFB_N-VE）/Rc；

其中，Ic为所述芯片内部产生的电流值、VFB_N为所述芯片引脚采样电压值、VE为二极管导通电压值、Rc为所述第一电阻的电阻值。

3.一种调节采样时间节点的装置，其特征在于，应用于包括芯片、辅助绕组、主绕组、第一分压电阻和第二分压电阻、第一电阻和二极管的flyback系统电路，其中，所述第一分压电阻的第一端与所述辅助绕组相连，所述第一分压电阻的第二端与所述芯片的输入端和所述第二分压电阻的第一端相连，所述第二分压电阻的第二端接地，所述芯片的输出端与所述主绕组对应的原副线圈中的原线圈相连，所述第一电阻与所述二极管设置在所述芯片内部，所述第一电阻的第一端与所述芯片的输入端相连，所述第一电阻的第二端与所述二极管的第一端相连，所述二极管的第二端接地；该装置包括：

第一获取模块，用于获取所述芯片内部任意一个电压源的输出电流，并将所述输出电流作为偏置电流，所述输出电流对应的电流值作为所述偏置电流值；或者获取所述芯片内部的接地端与芯片引脚采样电压值产生的电压差值；根据所述电压差值确定所述芯片内部产生的电流，将所述芯片内部产生的电流作为所述偏置电流，将所述芯片内部产生的电流对应的电流值作为所述偏置电流值；

第二获取模块，用于获取第一分压电阻值和第二分压电阻值的电阻和，将所述第一分压电阻值和所述电阻和的比值作为电阻系数；

调节模块，用于调节所述第一分压电阻，以得第一目标分压电阻值；其中，在调节所述第一分压电阻过程中，相应调节所述第二分压电阻，以保证所述电阻系数不变；

第一确认模块，用于根据所述偏置电流值、所述系统电路的输入电压值、原副线圈匝数比系数、所述第一目标分压电阻值和所述电阻系数确定目标分压电压值；

第二确定模块，用于根据所述目标分压电压值确定对应的充电电流值；

第三确定模块，用于根据所述充电电流值、原边导通时间、放电电流值和调节系数确定采样时间节点；

其中，所述目标分压电压值的表达式为：

VFB_N1=Vin*Kpa*Ks-Ic*RFB_H’*Ks；

其中，VFB_N1为所述目标分压电压值、Vin为所述输入电压值、Kpa为所述原副线圈匝数比系数、Ks为所述电阻系数、Ic为所述偏置电流值、RFB_H’为所述第一目标分压电阻值；

所述采样时间节点的表达式为：

Tsh’=Ksh*Icharge*Ton/Idischarge；

其中，Tsh’为所述采样时间节点、Ksh为所述调节系数、Icharge为所述充电电流值、Ton为所述原边导通时间、Idischarge为所述放电电流值。