ITTO20070859A1 - Convertitore di tensione isolato con retroazione al primario, e relativo metodo di controllo della tensione di uscita - Google Patents

Description

DE SC R I Z ION E

La presente invenzione è relativa ad un convertitore di tensione isolato con retroazione al primario, e ad un relativo metodo di controllo della tensione di uscita; in particolare, la seguente trattazione farà riferimento, senza per questo perdere in generalità, ad un convertitore a commutazione (switching converter) di tipo flyback, con controllo in PWM (Pulse Wìdth Modulatìon).

Sono noti convertitori (o, in maniera analoga, regolatori o alimentatori) di tensione che presentano un isolamento galvanico tra una tensione di ingresso ed una tensione regolata di uscita, avente un valore desiderato, in cui l'isolamento galvanico è ottenuto tramite un trasformatore avente un lato primario ricevente la tensione di ingresso, ed un lato secondario fornente la tensione regolata di uscita. Generalmente vengono utilizzate due tecniche di controllo di tali convertitori di tensione, che prevedono rispettivamente una retroazione sul lato secondario o sul lato primario del trasformatore. Nel primo caso, una tensione di retroazione viene prelevata direttamente su un avvolgimento secondario del trasformatore, in parallelo all'uscita, ed inviata ad un circuito di regolazione tramite un dispositivo optoaccoppiatore, in modo da mantenere l'isolamento galvanico; nel secondo caso, la tensione di retroazione viene prelevata generalmente su un avvolgimento ausiliario, appositamente previsto sul lato primario del trasformatore. La retroazione sul lato primario consente di evitare l'utilizzo di dispositivi di isolamento esterni (ad esempio optoaccoppiatori o trasformatori aggiuntivi), ma comporta consumi più elevati e quindi un degrado dell'efficienza di regolazione.

Svariate tecniche di controllo sono state proposte per implementare una efficiente regolazione di tensione con retroazione dal primario, ma ad oggi nessuna si è rilevata del tutto soddisfacente.

In particolare, è stato proposto l'utilizzo di un opportuno dispositivo campionatore e mantenitore (sample and hold) per il campionamento della tensione di retroazione sull'avvolgimento ausiliario al termine della demagnetizzazione del trasformatore, quando cioè il valore di tale tensione corrisponde al valore della tensione di uscita, costituendone, in modo noto, una replica fedele.

In dettaglio, e come mostrato in figura 1, un convertitore di tensione 1, di tipo flyback isolato con controllo della corrente di picco e retroazione al primario, presenta un primo ed un secondo terminale di ingresso INi, IN2atti a ricevere una tensione di ingresso Vin, ad esempio da un generatore di tensione 2, ed un primo ed un secondo terminale di uscita OUTi, OUT2, tra cui è collegato un condensatore di uscita 3 ed è presente una tensione di uscita Voutcon valore regolato; il convertitore di tensione 1 fornisce inoltre ad un carico una corrente di uscita Iout.

Il convertitore di tensione 1 comprende un trasformatore 4 avente un lato primario ed un lato secondario, isolato elettricamente dal lato primario, ed avente un avvolgimento primario 5, un avvolgimento secondario 6 ed un avvolgimento ausiliario 7 (quest'ultimo posizionato sul lato primario del trasformatore 4); ad esempio, il trasformatore 4 presenta un rapporto spire N tra l'avvolgimento primario 5 e l'avvolgimento secondario 6, ed un rapporto spire unitario tra l'avvolgimento secondario 6 e l'avvolgimento ausiliario 7 (N:l:l). L'avvolgimento primario 5 presenta un primo terminale collegato al primo terminale di ingresso INi ed un secondo terminale collegato ad un interruttore di controllo 8, azionabile per controllare il funzionamento in PWM del convertitore di tensione 1; l'avvolgimento secondario 6 presenta un rispettivo primo terminale collegato al primo terminale di uscita OUTi tramite 1'interposizione di un primo diodo rettificatore 9, ed un rispettivo secondo terminale collegato al secondo terminale di uscita OUT2; l'avvolgimento ausiliario 7 presenta un rispettivo primo terminale, su cui è presente una tensione ausiliaria Vaus, collegato ad un partitore resistivo 10, ed un rispettivo secondo terminale collegato al potenziale di riferimento.

L'interruttore di controllo 8, ad esempio costituito da un transistore MOS di potenza, presenta un primo terminale di conduzione collegato all'avvolgimento primario 5, un secondo terminale di conduzione collegato al potenziale di riferimento, tramite l'interposizione di un resistore di sense 11, ed un terminale di controllo collegato ad un circuito di controllo 12, atto a controllare il funzionamento in PWM del convertitore di tensione 1.

Il partitore resistivo 10 comprende un primo ed un secondo resistore 13, 14 collegati in serie tra il primo terminale dell'avvolgimento ausiliario 7 ed il potenziale di riferimento, e definenti un nodo intermedio 15 su cui è presente un segnale di retroazione Vfb.

Il convertitore di tensione 1 comprende inoltre un condensatore di self-supply 16 collegato all'avvolgimento ausiliario 6 tramite l'interposizione di un secondo diodo rettificatore 17, ed atto a fornire, in modo noto, una tensione di self-supply Vccal circuito di controllo 12 durante la fase di demagnetizzazione del trasformatore 4.

In dettaglio, il circuito di controllo 12 presenta un primo ingresso 12a collegato al nodo intermedio 15 e ricevente il segnale di retroazione Vfb, un secondo ingresso 12b collegato al resistore di sense 11 e ricevente una tensione di sense Vs, ed un'uscita 12c collegata al terminale di controllo dell'interruttore di controllo 8 e fornente un segnale di pilotaggio PW.

Il circuito di controllo 12 comprende: uno stadio di campionamento 20 collegato al primo ingresso 12a e fornente in uscita un segnale campionato Vcam, risultato del campionamento e mantenimento (ad esempio effettuato ad ogni ciclo di commutazione) del segnale di retroazione Vfbal termine della fase di demagnetizzazione; uno stadio amplificatore di errore 22, avente un primo terminale di ingresso collegato all'uscita dello stadio di campionamento 20 e ricevente il segnale campionato Vcam, un secondo terminale di ingresso collegato ad un generatore di riferimento 23 e ricevente un tensione di riferimento Vref, il cui valore è funzione di un valore desiderato della tensione regolata di uscita Vout, ed un terminale di uscita collegato ad una rete di compensazione esterna 24 (rappresentata schematicamente in figura 1 da un'impedenza di carico). Sul terminale di uscita dello stadio amplificatore di errore 22 è pertanto presente un segnale di controllo Vcon, in tensione.

Il circuito di controllo 12 comprende inoltre uno stadio controllore 25, avente un primo terminale di ingresso collegato all'uscita dello stadio amplificatore di errore 22 e ricevente il segnale di controllo Vcon, un secondo terminale di ingresso collegato al secondo ingresso 12b e ricevente il segnale di sense Vs, ed un terminale di uscita collegato all'uscita 12c del circuito di controllo 12 e fornente il segnale di pilotaggio PW. In maggiore dettaglio, lo stadio controllore 25 comprende un comparatore 28, atto a confrontare il segnale di controllo Vcone la tensione dì sense Vs, ed un blocco generatore PWM 29, collegato in cascata al comparatore 28, ed atto a generare il segnale di pilotaggio PW in funzione del risultato del confronto.

Viene ora brevemente descritto il funzionamento generale del convertitore di tensione 1 precedentemente illustrato.

Data l'assenza di un optoaccoppiatore fra il lato secondario del trasformatore 4 ed il circuito di controllo 12, il valore della tensione di uscita Voutviene letto dall'avvolgimento ausiliario 7, tramite il partitore resistivo 10 a monte del secondo diodo rettificatore 17. Nel caso ideale di assenza di induttanze di leakage e di resistenze parassite del trasformatore 4 e dei fili, ed assumendo trascurabile la caduta di tensione sul primo diodo rettificatore 9, la tensione ausiliaria Vausprelevata sull'avvolgimento ausiliario 7 risulta essere proporzionale alla tensione di uscita V0utdurante il periodo in cui, fra un ciclo di commutazione ed il successivo, il primo diodo rettificatore 9 è conduttivo, in sostanza per tutta la durata della demagnetizzazione del trasformatore 4. In realtà, a causa delle induttanze di leakage e della resistenza equivalente al secondario del trasformatore 4, al segnale utile della tensione ausiliaria Vaussi sovrappone un'oscillazione smorzata, che fa sì che la stessa tensione ausiliaria Vaussia una replica fedele, a parte il rapporto spire del trasformatore 4, della tensione di uscita Vout, solamente nell'istante in cui la demagnetizzazione del trasformatore 4 è conclusa. Infatti, in questo istante di tempo la corrente al secondario è nulla, e quindi la resistenza equivalente al secondario non ha alcun effetto, ed inoltre le oscillazioni dovute alle induttanze di leakage si sono esaurite (assumendo che il tempo di demagnetizzazione sia sufficientemente lungo). L'andamento del segnale di uscita Voute della tensione ausiliaria Vausè mostrato in figura 2a, in cui il periodo di demagnetizzazione è indicato con Tdem,’ la figura 2b mostra il corrispondente andamento della corrente di demagnetizzazione Idem, la quale si annulla al termine del periodo di demagnetizzazione Tdem·

Lo stadio di campionamento 20 è pertanto configurato in modo da campionare il segnale di retroazione Vfbesattamente nell'istante di demagnetizzazione del trasformatore 4, in modo tale che il segnale campionato Vcamcoincida, a meno del rapporto spire del trasformatore 4 e del rapporto di partizione del partitore resistivo 10, con la tensione di uscita

Vout.

La differenza fra il segnale di riferimento Vref, che rappresenta il valore della tensione di uscita da regolare, ed il segnale campionato Vcamcostituisce il segnale di errore Veall'ingresso dello stadio amplificatore di errore 22. Inoltre, l'uscita di tale stadio amplificatore di errore 22, opportunamente compensata in modo da ottenere la funzione di trasferimento ad anello chiuso voluta, costituisce il segnale che, all'ingresso dello stadio controllore 25 determina il picco di corrente sull'avvolgimento primario, e quindi il tempo di accensione dell'interruttore di potenza 8 (in modalità PWM). In particolare, lo stadio controllore 25 provvede a caricare l'induttanza di magnetizzazione del trasformatore 4 con un'energia proporzionale al quadrato della corrente di picco.

Il limite principale del sistema di regolazione della tensione di uscita Voutprecedentemente descritto è costituito dalla difficoltà di assicurare una stessa efficacia di regolazione in un ampio range di correnti di uscita, ed inoltre una adeguata risposta ai transitori di carico. In particolare, la corretta regolazione della tensione di uscita Voutè inficiata dall'errore inevitabilmente presente sul segnale campionato Vcam, specialmente a bassi carichi, in conseguenza del campionamento che avviene in presenza del fenomeno oscillatorio summenzionato.

Scopo della presente invenzione è pertanto quello di fornire un convertitore di tensione ed un relativo metodo di controllo della tensione regolata di uscita, che permettano di superare almeno in parte i succitati svantaggi e problemi.

Secondo la presente invenzione vengono pertanto forniti un convertitore di tensione ed un relativo metodo di controllo, come definiti rispettivamente nelle rivendicazioni 1 e 23.

La presente invenzione trae spunto dal riconoscimento, da parte della richiedente della presente domanda, di una serie di problematiche legate al convertitore di tensione 1 precedentemente descritto con riferimento all'arte nota.

In particolare, al fine di campionare l'esatto valore della tensione sull'avvolgimento ausiliario 7 (si faccia nuovamente riferimento alla figura 1) all'istante di demagnetizzazione del trasformatore 4, lo stadio di campionamento 20 presenta una costante di tempo equivalente piccola rispetto al periodo di commutazione. Nel sistema vengono introdotte armoniche ad alta frequenza, dovute al campionamento della tensione ausiliaria Vausin presenza del rumore rappresentato dalle oscillazioni. Le stesse oscillazioni risultano inoltre tanto più significative quanto più si diminuisce il carico di corrente dell'uscita. Supponendo infatti tensioni d'uscita e di ingresso costanti, al diminuire della corrente di uscita Ioutfil sistema reagisce in modo da abbassare la corrente di picco, con conseguente diminuzione del tempo di demagnetizzazione del trasformatore 4; risulta quindi maggiore l'effetto dell'oscillazione ad alta frequenza sul segnale utile nell'istante di campionamento.

D'altra parte, l'utilizzo di una costante di tempo maggiore nell'operazione dì campionamento, potrebbe inficiare la correttezza dell'operazione di lettura, in quanto potrebbe falsare il segnale utile letto dallo stadio di campionamento 20 all'istante di campionamento. Inoltre, operando una compensazione più stringente dell'anello di controllo si attenuerebbe l'effetto delle armoniche ad alta frequenza, ma si limiterebbe anche in maniera indesiderabile la risposta del sistema alle variazioni repentine del carico.

Gli effetti negativi del rumore sul segnale campionato Vcampossono essere ulteriormente esaltati nello stadio amplificatore di errore 22.

A questo riguardo, la figura 3a mostra l'andamento tipico della caratteristica di transconduttanza dello stadio amplificatore di errore 22 (cioè l'andamento della corrente di uscita, indicata con I'out, in funzione della tensione in ingresso allo stadio, indicata con Ve), comprendente una regione centrale (centrata rispetto all'origine) di funzionamento lineare, indicata con L, e due regioni laterali di funzionamento per grandi segnali, indicate con Hi, H2, adiacenti lateralmente alla regione di funzionamento lineare L (il funzionamento per grandi segnali prevedendo, in modo noto, una elevata corrente di uscita, maggiore in valore assoluto rispetto alla corrente prevista dal funzionamento lineare, e non essendo approssimabile con funzioni lineari). In particolare, si noti l'elevata pendenza della caratteristica (cioè l'elevato valore di transconduttanza) per tensioni d'ingresso Vinpositive, al di fuori della regione di funzionamento lineare L.

La figura 3b mostra gli andamenti del segnale campionato Vcam, del segnale di controllo Vcone del segnale di retroazione Vfbnel caso di un convertitore di tensione dimensionato in modo da fornire una potenza di 10 W, con una tensione di uscita Voutdi 12.5 V, relativamente a un carico di corrente di 20 mA (e resistenza di carico di 600 Ohm). Come si può notare, con tali valori di carico il sistema entra in una modalità di funzionamento a basso consumo, definita come condizione di "burst-mode", quando tale funzionamento non è in realtà richiesto dalle condizioni di carico. In modo noto, la condizione di burst-mode si verifica infatti in presenza di un carico in uscita molto basso; per ridurre il consumo di potenza del convertitore di tensione, il blocco generatore PWM 29 comanda l'interruttore di controllo 8 con una frequenza di commutazione molto inferiore a quella utilizzata in condizione di carico normale e funzionamento ordinario (ad esempio con una frequenza di 1 kHz, anziché di 50 kHz). Gli impulsi di commutazione forniti al terminale di comando dell'interruttore di controllo 8 sono quindi maggiormente distanziati temporalmente. In modo noto e qui non descritto in dettaglio, il circuito di controllo 12 è configurato in modo da entrare in condizione di burst-mode, quando il segnale di controllo VCOnpresenta una data relazione con un segnale di riferimento burstmode (corrispondente ad una prefissata potenza in uscita ed indicativo di una condizione di normale funzionamento del convertitore di tensione).

Questo comportamento è dovuto al fatto che, al diminuire della corrente di carico, il tempo di demagnetizzazione si riduce, e l'oscillazione residua non viene sufficientemente smorzata; di conseguenza, le differenze di valore della tensione campionata (segnale campionato Vcam) fra un campionamento ed il successivo portano lo stadio amplificatore di errore 22 a lavorare al di fuori della regione lineare, dove la transconduttanza è molto più elevata che nella regione lineare, causando elevate variazioni della tensione di controllo Vcon, e l'insorgere nell'anello di controllo di fenomeni di instabilità e perdita della regolazione di tensione.

In dettaglio, in condizioni di carico medio-basso, 11 valore medio della tensione di controllo VCOnè vicino al valore del suddetto segnale di riferimento burstmode, e le oscillazioni della tensione di controllo VCOnpossono fare entrare erroneamente il sistema nella condizione di burst-mode. Nel ciclo di commutazione immediatamente successivo, la tensione di uscita Voutsi abbasserà in modo anomalo, in quanto il convertitore non ha erogato in uscita una energia sufficiente; al seguente ciclo di commutazione, il circuito di controllo 12 si accorgerà dell'errore (perchè il segnale campionato Vcamsarà inferiore alla tensione di riferimento Vref) e quindi reagirà ancora più bruscamente che nel ciclo precedente causando uno sbilanciamento ancora maggiore del segnale di controllo VCOn; tale situazione si ripeterà nei successivi cicli di commutazione fino a far entrare lo stadio amplificatore di errore 22 fuori della regione lineare, dove la transconduttanza è più elevata, come precedentemente descritto. A questo punto, il convertitore di tensione lavorerà fra queste due condizioni estreme, una con basso valore del segnale di controllo Vcone una con alto valore dello stesso segnale di controllo Vcon, come evidenziato in figura 3b. In sostanza, in particolare in condizioni di carico medio-basso, il loop dell'anello di controllo amplifica ulteriormente le escursioni di tensione del segnale di controllo Vcon, portando il convertitore di tensione a lavorare a "pacchetti di burst" ad alta energia. Questo anomalo comportamento può causare, oltre ai problemi precedentemente evidenziati, anche l'emissione di rumore acustico dal trasformatore 4, dovuta alla successione di picchi di energia che si susseguono a frequenza sonica.

Per una migliore comprensione della presente invenzione, ne vengono ora descritte forme di realizzazione preferite, a puro titolo di esempio non limitativo e con riferimento ai disegni allegati, nei quali:

- la figura 1 mostra uno schema circuitale di un convertitore di tensione di tipo noto;

- le figure 2a, 2b e 3a, 3b mostrano l'andamento di alcune grandezze elettriche nel convertitore di tensione di figura 1;

- la figura 4 mostra uno schema circuitale di un convertitore di tensione secondo una forma di realizzazione della presente invenzione;

- le figure 5a, 5b mostrano l'andamento di alcune grandezze elettriche nel convertitore di tensione di figura 4;

- la figura 6 mostra uno schema circuitale dettagliato di uno stadio amplificatore di errore del convertitore di tensione di figura 4, secondo una forma di realizzazione della presente invenzione; e

- la figura 7 mostra uno schema circuitale dettagliato di un blocco amplificatore a transconduttanza dello stadio amplificatore di errore di figura 6.

La figura 4 mostra lo schema circuitale di un convertitore di tensione 30, realizzato secondo una forma di realizzazione della presente invenzione; elementi simili ad altri precedentemente descritti vengono identificati dagli stessi numeri di riferimento e non vengono nuovamente descritti.

In particolare, tale schema circuitale differisce da quello del convertitore di tensione 1 mostrato in figura 1 per la presenza di uno stadio mediatore (averager) 32 interposto tra l'uscita dello stadio di campionamento 20 ed il primo terminale di ingresso dello stadio amplificatore di errore, qui indicato con 22'. Lo stadio mediatore 32 riceve dallo stadio di campionamento 20 il segnale campionato Vcam(risultato del campionamento, al termine della fase di demagnetizzazione, della partizione della tensione ausiliaria Vaus), e fornisce in uscita un segnale filtrato FB. Lo stadio mediatore 32 consente di attenuare il problema degli errori di campionamento, operando un opportuno filtraggio passa basso del segnale campionato Vcam. In particolare, esso media l'uscita attuale dello stadio di campionamento 20 con le uscite campionate e mantenute in corrispondenza degli intervalli di campionamento precedenti, in modo da limitare gli effetti delle variazioni del segnale campionato Vcamtra un ciclo di campionamento ed i successivi. A tal fine, viene utilizzata una opportuna costante di tempo, ad esempio dello stesso ordine di grandezza del periodo di commutazione del convertitore di tensione 30, che risulta efficace per immunizzare il sistema contro gli errori di campionamento, ed al contempo non troppo stringente per quanto riguarda il ritardo di aggiornamento del segnale filtrato FB, introdotto dall'operazione di filtraggio.

Nella forma di realizzazione di figura 4, lo stadio mediatore 32 è realizzato da un filtro a capacità commutate (SC - Switched Capacitor), e comprende: un interruttore di filtraggio 33, un gruppo RC serie 34, ed un generatore di impulsi 35. In dettaglio, l'interruttore di filtraggio 33 è collegato tra l'uscita dello stadio di campionamento 20 ed il gruppo RC serie 34, e presenta un terminale di comando collegato all'uscita del generatore di impulsi 35 e ricevente un segnale di comando avente impulsi con durata di impulso Tc- Il gruppo RC serie 34 comprende un resistore di filtro 36, avente valore di resistenza Rf, collegato tra l'interruttore di filtraggio 33 ed il primo ingresso dello stadio amplificatore di errore 22', ed un condensatore di filtro 37, avente valore di capacità Cf, collegato tra il suddetto primo ingresso dello stadio amplificatore di errore 22' ed il potenziale di riferimento. Il generatore di impulsi 35 riceve in ingresso il segnale di pilotaggio PW (che comanda inoltre l'interruttore di controllo 8), ed è comandato dal fronte di discesa dello stesso segnale di pilotaggio PW, e fornisce il segnale di comando avente la durata di impulso Tcdesiderata.

Ad ogni ciclo di commutazione, l'interruttore di filtraggio 33 è chiuso per un periodo di tempo pari alla durata di impulso Tc, durante il guale il segnale campionato Vcamè filtrato dal gruppo RC serie 34 con costante di tempo di filtro Tf =RfCf. Dato che l'operazione di filtraggio è eseguita ad ogni ciclo di commutazione dell'interruttore di controllo 8, la costante di tempo equivalente Teqdello stadio mediatore 32 risulta pari a Tsw-Tf/Tc, dove Tswè il periodo di commutazione dell'interruttore di controllo 8. Pertanto, dimensionando opportunamente il gruppo RC serie in modo che sia soddisfatta la relazione Tf≥ Tc, si ottiene una costante di tempo equivalente Teqche è maggiore o uguale del periodo di commutazione Tsw(Teq≥Tsw), consentendo pertanto un efficace filtraggio ed un'efficace immunità alle oscillazioni sul segnale di retroazione. Ad esempio, il valore della resistenza Rfe della capacità Cfpuò essere scelto in modo tale che sia soddisfatta la relazione Tf =4-Tc, e la costante di tempo equivalente Teqsia pari ad un multiplo del periodo di commutazione Tsw. In particolare, la suddetta relazione Teq≥Tswconsente di implementare un efficace filtraggio del segnale campionato Vcam; chiaramente, il valore massimo della costante di tempo equivalente Teqdeve essere scelto in modo tale da non compromettere la banda complessiva desiderata ad anello chiuso del circuito di controllo, qui indicato con 12', e la relativa stabilità in frequenza (ad esempio, tale banda viene scelta pari ad un quarto della massima frequenza di commutazione). Ad esempio, tale valore massimo può essere scelto in modo che il polo in frequenza introdotto dallo stadio mediatore 32 non cada all'interno della suddetta banda complessiva ad anello chiuso del circuito di controllo 12'.

Secondo un ulteriore aspetto della presente invenzione, lo stadio amplificatore di errore 22' comprende un amplificatore a transconduttanza (OTA -Operational Transconductance Amplifier) 22a atto ad amplificare un segnale di errore Vecostituito dalla differenza tra il segnale filtrato FB ed il segnale di riferimento Vref, ed un blocco di incremento di corrente 22b (nel seguito definito blocco CCE - Current Capability Enhancement) collegato in cascata all'amplificatore a transconduttanza 22a ed atto ad aumentarne il valore della corrente massima di source e di sink, al fine di diminuire i tempi di risposta del sistema in caso di variazioni repentine di carico (cosiddetti transitori di carico).

In particolare, l'amplificatore a transconduttanza 22a è in questo caso configurato (come sarà descritto in dettaglio in seguito) in modo tale da modificare la caratteristica statica di transconduttanza dello stadio amplificatore di errore 22', come mostrato in figura 5a.

In dettaglio, la regione di funzionamento lineare, nuovamente indicata con L, è in questo caso separata da ciascuna delle due regioni di funzionamento per grandi segnali Hi, H2(si confronti tale caratteristica con quella mostrata in figura 3a) da una rispettiva regione di saturazione (clamped region) Si, S2, una cui relativa pendenza (o valore di transconduttanza) è nulla, o in ogni caso molto minore, ad esempio circa dieci volte minore, della pendenza (o valore di transconduttanza) della regione di funzionamento lineare L; in particolare, in corrispondenza di tali regioni di saturazione, la corrente I'outin uscita dallo stadio amplificatore di errore 22' è sostanzialmente costante. L'ampiezza (o larghezza) delle regioni di saturazione Si, S2viene opportunamente selezionata in modo da migliorare la efficacia di regolazione del convertitore di tensione 30, e da evitare che lo stadio amplificatore di errore 22' possa trovarsi a lavorare al di fuori della regione lineare L all'interno delle regioni di funzionamento per grandi segnali Hi, H2, dove la transconduttanza è molto più elevata (nell'esempio mostrato in figura 5a, la regione lineare L presenta una larghezza di circa 25 mV mentre le regioni di saturazione Si, S2una larghezza di circa 70 mV, quindi circa tre volte maggiore).

La figura 5b (da confrontare con la precedente figura 3b) mostra gli andamenti del segnale filtrato FB, del segnale di controllo VCOne del segnale di retroazione Vfbnelle stesse condizioni operative di quelle descritte per la figura 3b, nel caso in cui Tf= 4-Tc. Come si può notare, il circuito di controllo 12' regola correttamente il valore della tensione di uscita Voutsenza entrare in modalità burst-mode. Infatti, le correnti di source e di sink dello stadio amplificatore di errore 22' hanno una variabilità fortemente limitata nelle regioni di saturazione Si, S2della caratteristica di transconduttanza, e le eventuali variazioni del segnale filtrato FB fra un ciclo di campionamento ed il successivo non provocano repentine variazioni del segnale di controllo Vcon, non generando di conseguenza fenomeni di instabilità nell'anello di controllo.

Le figure 6 e 7 mostrano una possibile implementazione circuitale dello stadio amplificatore di errore 22’, configurato in modo da fornire la caratteristica dì transconduttanza modificata di figura 5a. Lo stadio amplificatore di errore 22' presenta un primo terminale di ingresso 41 collegato all'uscita dello stadio mediatore 32 e ricevente il segnale filtrato FB, ed un secondo terminale di ingresso 42 collegato al generatore di riferimento 23 e ricevente il segnale di riferimento Vref.

Lo stadio amplificatore di errore 22' comprende: l'amplificatore a transconduttanza 22a (mostrato separatamente in figura 7, per chiarezza illustrativa), avente ingresso invertente collegato al primo terminale di ingresso 41, ingresso non invertente collegato al secondo terminale di ingresso 42 ed uscita collegata al terminale di uscita dello stadio amplificatore di errore 22', ed atto ad amplificare il segnale di errore Vecostituito dalla differenza tra il segnale filtrato FB ed il segnale di riferimento Vref, nonché a determinare il valore di transconduttanza desiderato nella regione di funzionamento lineare L, l'estensione della stessa regione di funzionamento lineare L e la pendenza delle regioni di saturazione Si, S2; ed il blocco CCE 22b (descritto in dettaglio in figura 6, e non più riportato in figura 7), operativamente accoppiato all'amplificatore a transconduttanza 22a, per aumentarne la capacità di corrente dello stadio di uscita, secondo la caratteristica di transconduttanza desiderata, in modo da definire le regioni di funzionamento di grande segnale Hi, H2.

In maggiore dettaglio, il blocco CCE 22b comprende: un primo stadio differenziale di ingresso 44, un primo ed un secondo stadio traslatore di corrente (current shifter) 45, 46, ed un primo ed un secondo specchio di corrente di uscita 47, 48.

In maggiore dettaglio, il primo stadio differenziale di ingresso 44 è formato da una prima coppia di transistori MOS 50a, 50b, a canale N, aventi terminali di controllo collegati rispettivamente al primo ed al secondo terminale di ingresso 41, 42 dello stadio amplificatore di errore 22', e terminali di sorgente collegati tra loro e ad un primo generatore di corrente 50c, fornente una corrente di polarizzazione; e da una seconda coppia di transistori MOS 51a, 51b, a canale P e collegati a diodo, aventi terminali di sorgente collegati tra loro e ad una tensione di alimentazione VDDdel circuito, terminali di pozzo collegati al terminale di pozzo di un rispettivo dei transistori MOS 50a, 50b della prima coppia di transistori, e terminali di controllo collegati rispettivamente al primo ed al secondo stadio traslatore di corrente 45, 46.

Ciascuno stadio traslatore di corrente 45, 46 è formato da una rispettiva coppia di transistori PMOS 45a, 45b e 46a, 46b; i transistori di ciascuna coppia presentano terminali di sorgente collegati insieme ed alla tensione di alimentazione VDDdel circuito, e terminali di pozzo collegati insieme e ad un rispettivo generatore di corrente 45c, 46c. In particolare, un primo transistore PMOS 45a, 46a di ciascuna coppia presenta terminale di controllo collegato al terminale di controllo di un rispettivo dei transistori PMOS 51a, 51b della seconda coppia di transistori dello stadio differenziale di ingresso 44 (costituendo pertanto un rispettivo collegamento a specchio di corrente); mentre un secondo transistore PMOS 45b, 46b di ciascuna coppia è collegato a diodo, e presenta un terminale di controllo collegato rispettivamente al primo ed al secondo specchio di corrente di uscita 47, 48.

Il primo specchio di corrente di uscita 47 è formato dallo stesso secondo transistore PMOS 45b collegato a diodo del primo traslatore di corrente 45, e da un secondo transistore PMOS 47b, i guali presentano terminali di porta e di sorgente collegati fra loro; il terminale di pozzo del secondo transistore PMOS 47b è inoltre collegato al terminale di uscita dello stadio amplificatore di errore 22', e fornisce la relativa corrente di source di uscita.

Il secondo specchio di corrente di uscita 48 è formato da un primo transistore NMOS 48a, collegato a diodo, e da un secondo transistore NMOS 48b, i quali presentano terminali di porta collegati tra loro, e terminali di sorgente collegati fra loro ed al potenziale di riferimento; il terminale di pozzo del primo transistore NMOS 48a è inoltre collegato al secondo traslatore di corrente 46 mediante 1'interposizione di uno specchio di corrente intermedio 52, mentre il terminale di pozzo del secondo transistore NMOS 48b è collegato al terminale di uscita dello stadio amplificatore di errore 22' e fornisce la relativa corrente di sink di uscita.

Lo specchio di corrente intermedio 52 comprende a sua volta un primo transistore PMOS, in particolare il secondo transistore PMOS 46b collegato a diodo del secondo traslatore di corrente 46, ed un secondo transistore PMOS 52b, i quali presentano terminali di porta e di sorgente collegati fra loro; il terminale di pozzo del secondo transistore PMOS 52b è collegato al terminale di pozzo del primo transistore NMOS 48a del secondo specchio di corrente di uscita 48.

In uso, il primo ed il secondo specchio di corrente di uscita 47, 48 aumentano la capacità di corrente dello stadio d'uscita dell'amplificatore di errore di transconduttanza 22a, in modo da definire le regioni di funzionamento di grande segnale Hi, 3⁄4. Dimensionando opportunamente i vari transistori, ed in particolare scegliendo un opportuno rapporto, in termini di larghezza/lunghezza (W/L) di canale, tra ciascun transistore della seconda coppia di transistori MOS 51a, 51b e l'associato primo transistore PMOS 45a, 46a del primo o secondo stadio traslatore di corrente 45, 46, risulta possibile regolare lo sbilanciamento del segnale di errore Vein ingresso per cui si verifica il surplus di corrente di uscita; in tal modo, è possibile inoltre definire e limitare l'ampiezza delle regioni di saturazione Si, S2contigue lateralmente alla regione di funzionamento lineare L della caratteristica di transconduttanza. Inoltre, il rapporto tra i transistori del primo e del secondo specchio di corrente di uscita 47, 48 viene scelto in modo tale da ottenere la capacità di corrente per ampi segnali desiderata (rispettivamente di source e di sink) dello stadio amplificatore di errore 22<1>.

In maggiore dettaglio, ciascuno stadio traslatore di corrente 45, 46 comincia a deviare la corrente di polarizzazione fornita dal generatore di riferimento 50c, e a fornirla in uscita allo stadio amplificatore di errore 22' (rispettivamente come una corrente di source o di sink), a partire dal valore (indicato con Vsatmax) del segnale di errore Vein ingresso tale per cui la corrente che scorre nel relativo primo transistore PMOS 45a, 46a diventa minore della corrente erogata dal rispettivo generatore di corrente 45c o 46c, indicata con iref) . In particolare, tale valore Vsatmaxcorrisponde, in valore assoluto, al limite superiore delle regioni di saturazione Si, S2, o, in maniera equivalente, all'inizio delle regioni di funzionamento di grande segnale Hi, H2.

La differenza fra la corrente erogata dal primo o dal secondo transistore PMOS 45a, 46a e la corrente erogata dal relativo generatore di corrente 45c o 46c viene deviata nel corrispondente primo o secondo specchio di corrente di uscita 47, 48, e quindi moltiplicata in modo da ottenere il valore desiderato per la corrente di source o di sink.

Si può ricavare che il suddetto valore Vsatmaxè dato, in valore assoluto, dalla seguente equazione:

dove gm50|minè la più piccola transconduttanza fra i transistori MOS 50a o 50b del primo stadio differenziale di ingresso 44 (essendo lo stadio d'ingresso sbilanciato, i due transistori non sono attraversati dalla stessa corrente, quindi pur avendo uguali dimensioni hanno diversa transconduttanza), e Wx/L1e W2/L2sono i rapporti tra le larghezze e le lunghezze di canale rispettivamente del transistore MOS 51a del primo stadio differenziale di ingresso 44 e dell'associato primo transistore PMOS 45a del primo stadio traslatore di corrente 45 (che sono supposti uguali agli stessi rapporti tra le larghezze e le lunghezze di canale rispettivamente del transistore MOS 51b e dell'associato primo transistore PMOS 45b del secondo stadio traslatore di corrente 46). Ad esempio, il rapporto tra W:/L1e W2/L2può essere scelto uguale a 0,23.

Facendo ora riferimento alla figura 7, l'amplificatore a transconduttanza 22a comprende: un secondo stadio differenziale di ingresso 60, ed uno stadio di uscita 61.

Il secondo stadio differenziale di ingresso 60 è formato da una coppia di transistori MOS 60a, 60b, a canale N, aventi terminali di controllo collegati rispettivamente al primo ed al secondo terminale di ingresso 41, 42 dello stadio amplificatore di errore 22', e terminali di sorgente collegati tra loro e ad un secondo generatore di corrente 60c, fornente una corrente di polarizzazione I. Lo stadio di uscita 61 comprende un terzo specchio di corrente di uscita 64 accoppiato al transistore MOS 60a, un quarto specchio di corrente di uscita 65 accoppiato al transistore MOS 60b, ed un quinto specchio di corrente di uscita 66.

In maggiore dettaglio, il terzo ed il quarto specchio di corrente di uscita 64, 65 sono formati da un rispettivo primo transistore PMOS 64a, 65a collegato a diodo, e da un rispettivo secondo transistore PMOS 64b, 65b, i quali presentano terminali di porta collegati tra loro, e terminali di sorgente collegati tra loro e alla tensione di alimentazione VDDdel circuito. I terminali di pozzo del primo transistore PMOS 64a, 65a del terzo e del quarto specchio di corrente di uscita 64, 65 sono collegati rispettivamente al transistore MOS 60a e 60b del secondo stadio differenziale di ingresso 60; mentre i terminali di pozzo del secondo transistore PMOS 64b, 65b sono collegati al quinto specchio di corrente di uscita 66.

Il quinto specchio di corrente di uscita 66 comprende a sua volta un primo transistore NMOS 66a, collegato a diodo, ed un secondo transistore NMOS 66b, ì quali presentano terminali di porta e di sorgente collegati fra loro; il terminale di pozzo del primo transistore NMOS 66a è collegato al terminale di pozzo del secondo transistore PMOS 64b del terzo specchio di corrente di uscita 64, mentre il terminale di pozzo del secondo transistore NMOS 66b è collegato al terminale di pozzo del secondo transistore PMOS 65b del quarto specchio di corrente di uscita 65, ed inoltre all'uscita dello stadio amplificatore di errore 22'.

L'amplificatore a transconduttanza 22a comprende inoltre uno stadio di sbilanciamento corrente, formato da un primo e da un secondo specchio di corrente di retroazione 68, 69, e configurato in modo da definire le regioni dì saturazione Si, S2della caratteristica di transconduttanza.

Il primo specchio di corrente di retroazione 68 comprende un primo transistore PMOS, in particolare il primo transistore PMOS 64a collegato a diodo del terzo specchio di corrente di uscita 64, ed un secondo transistore PMOS 68b, i quali presentano terminali di porta e di sorgente collegati fra loro; il terminale di pozzo del secondo transistore PMOS 68b è collegato al terminale di pozzo del primo transistore PMOS 65a del quarto specchio di corrente di uscita 65. A sua volta, il secondo specchio di corrente di retroazione 69 comprende un primo transistore PMOS, in particolare il primo transistore PMOS 65a collegato a diodo del quarto specchio di corrente di uscita 65, ed un secondo transistore PMOS 69b, i quali presentano terminali di porta e di sorgente collegati fra loro; il terminale di pozzo del secondo transistore PMOS 69b è collegato al terminale di pozzo del primo transistore PMOS 64a del terzo specchio di corrente di uscita 64.

In uso, il terzo ed il quarto specchio di corrente di uscita 64, 65 amplificano (in modo standard) la corrente che scorre nei relativi transistore PMOS 64a, 65a; il quinto specchio di corrente di uscita 66 permette inoltre di trasformare le uscite differenziali del secondo transistore PMOS 64b del terzo specchio di corrente di uscita 64 e del primo transistore NMOS 66a del quinto specchio di corrente di uscita 66, in una uscita singola, che costituisce l'uscita dello stadio differenziale di errore 22'.

La presenza aggiuntiva del primo e del secondo specchio di corrente di retroazione 68, 69, ed in particolare dei transistori PMOS 68b e 69b, introduce una retroazione positiva nel carico del secondo stadio differenziale di ingresso 60, che causa uno sbilanciamento pressoché completo dei rami differenziali dello stesso secondo stadio differenziale di ingresso 60 per una tensione di ingresso (segnale di errore Ve) minore, rispetto al caso in cui tali specchi di corrente di retroazione non fossero utilizzati. In particolare, quando il segnale di errore Veè tale da sbilanciare i rami differenziali in modo che la tensione fra terminale di porta e di sorgente di uno dei transistori PMOS 68b e 69b del primo e del secondo specchio di corrente di retroazione 68, 69 uguagli la tensione di soglia dello stesso transistore, uno tra il primo ed il secondo specchio di corrente di retroazione 68, 69 si disattiva, facendo di conseguenza venire meno la suddetta retroazione positiva e causando successivamente una brusca diminuzione della transconduttanza totale dell'amplificatore a transconduttanza 22a.

Tale condizione di sbilanciamento corrisponde alle regioni di saturazione Si e S2mostrate nella figura 5a. Il valore Vsatmindel segnale di errore Vein ingresso per cui accade la suddetta condizione, corrispondente in valore assoluto a ciascuno dei punti di confine delle regioni di saturazione Si e S2e della regione di funzionamento lineare L, è approssimativamente dato dalla seguente espressione:

in cui gm6o è il valore di transconduttanza dei transistori MOS 60a, 60b del secondo stadio differenziale di ingresso 60, k è il rapporto di aspetto (W/L) della coppia di transistori del primo e del secondo specchio di corrente di retroazione 68, 69.

Pertanto, dimensionando opportunamente i transistori dell'amplificatore a transconduttanza 22a risulta possibile regolare l'ampiezza della regione di funzionamento lineare L e delle regioni di saturazione Si e S2.

Il convertitore di tensione descritto, ed il relativo metodo di controllo della tensione di uscita, presentano numerosi vantaggi.

L'utilizzo di un opportuno filtraggio del segnale di retroazione campionato e di una opportuna caratteristica di transconduttanza per lo stadio amplificatore di errore consentono di agire sui seguenti parametri del convertitore di tensione:

- l'efficacia della regolazione della tensione di uscita Voutin un vasto range di correnti di carico, in particolare mediante un'opportuna scelta della durata di impulso Tce della costante di tempo del gruppo RC serie 34 del filtro a capacità commutate dello stadio mediatore 32; e

- la rapidità di risposta alle variazioni repentine di carico e l'immunità al rumore di campionamento, in particolare mediante un'opportuna scelta delle massime correnti di sink e di source dello stadio amplificatore di errore 22' e dell'ampiezza delle regioni di saturazione Si, S2, contigue alla regione di funzionamento lineare L nella relativa caratteristica di transconduttanza.

In particolare, l'utilizzo del convertitore di tensione risulta particolarmente vantaggioso in un dispositivo caricabatteria, per fornire una tensione regolata di uscita (ad esempio pari a 12V) a partire dalla tensione di rete.

Risulta infine chiaro che a quanto qui descritto ed illustrato possono essere apportate modifiche e varianti senza per questo uscire dall'ambito di protezione della presente invenzione, come definito nelle rivendicazioni allegate.

In particolare, si sottolinea che il filtraggio del segnale di retroazione campionato e l'utilizzo della caratteristica di transconduttanza descritta possono agire indipendentemente sui parametri di regolazione del convertitore di tensione; il loro utilizzo combinato risulta tuttavia particolarmente vantaggioso, per ottenere l'insieme dei vantaggi precedentemente elencati.

Inoltre, il segnale di retroazione Vfb, correlato al valore della tensione di uscita Vout, potrebbe essere prelevato nel convertitore di tensione 30 direttamente dall'avvolgimento primario 5 sul lato primario del trasformatore 4; in tal caso, l'avvolgimento ausiliario 7 potrebbe non essere previsto, oppure essere utilizzato solamente per fornire l'auto-alimentazione per il circuito di controllo 12' (il metodo di controllo descritto restando tuttavia invariato).

La presenza del blocco CCE 22b nello stadio amplificatore dì errore 22' può non essere prevista, nel caso in cui l'applicazione non richieda elevate correnti di source e di sink. Inoltre, la caratteristica di transconduttanza dello stadio amplificatore di errore 22' potrebbe presentare solamente una delle regioni di funzionamento di grande segnale Hi, 3⁄4 (ad elevata richiesta di corrente), ad esempio quella per elevate correnti di sink, e di conseguenza una sola regione di saturazione contigua alla regione di funzionamento lineare L (nell'esempio la regione di saturazione S2)-Questa situazione può verificarsi nel caso in cui l'applicazione non richieda ad esempio elevati valori di corrente di source in uscita, ma solamente un elevato valore della corrente dì sink.

Inoltre, è evidente che differenti valori possono essere previsti per la costante di tempo di filtro Tfdel gruppo RC serie 34, purché maggiori o uguali della durata di impulso Tc. Una durata di impulso Tcmaggiore della costante di tempo di filtro Tfpotrebbe infatti causare l'instabilità dell'anello di controllo, rendendo trascurabile l'effetto del filtraggio passa basso operato dallo stadio mediatore 32.

Infine, si evidenzia che la presente invenzione trova generica applicazione nei convertitori di tensione di tipo switching con retroazione al primario e con controllo della corrente di picco, essendo quindi indipendente da: la particolare tipologia di convertitore (o regolatore o alimentatore) utilizzata (sebbene la descrizione abbia fatto particolare riferimento alla tipologia flyback); la modalità di trasferimento di energia fra sorgente e carico, a frequenza di commutazione fissa o variabile (ad esempio in funzione del carico in uscita); la particolare soluzione circuitale utilizzata per implementare la funzionalità dei singoli blocchi del circuito di controllo; la tipologia dell'interruttore di controllo; la modalità di retroazione prevista sul lato primario del trasformatore.

Claims (32)

1. RIVENDICAZIONI 1. Convertitore di tensione (30) comprendente: mezzi trasformatori di tensione (4) aventi un lato primario (5, 7) atto a ricevere una tensione di ingresso (Vin) ed un lato secondario (6) atto a fornire una tensione di uscita (Vout); mezzi interruttori di controllo (8) accoppiati a detto lato primario (5); ed un circuito di controllo (12') collegato ad un terminale di comando di detti mezzi interruttori di controllo (8) ed atto a controllarne la commutazione in funzione di un segnale di retroazione (Vfb) correlato a detta tensione di uscita (Vout); detto circuito di controllo (12') essendo dotato di uno stadio campionatore (20) atto a campionare e mantenere detto segnale di retroazione (Vfb) e a fornire un segnale campionato (Vcam), caratterizzato dal fatto che detto circuito di controllo (12') comprende inoltre uno stadio mediatore (32) collegato all'uscita di detto stadio campionatore (20) ed atto ad implementare un filtraggio di detto segnale campionato (Vcam).
2. 2. Convertitore secondo la rivendicazione 1, in cui detti mezzi trasformatori di tensione (4) presentano un avvolgimento primario (5) atto a ricevere detta tensione di ingresso (Vin), un avvolgimento secondario (6) atto a fornire detta tensione di uscita (Vout), ed un avvolgimento ausiliario (7) atto a fornire detto segnale di retroazione (Vfb).
3. 3. Convertitore secondo la rivendicazione 1 o 2, in cui detto circuito di controllo (12') comprende inoltre: uno stadio amplificatore di errore (22') collegato all'uscita di detto stadio mediatore (32) e atto ad amplificare una differenza tra un segnale filtrato (FB), risultato del filtraggio di detto segnale campionato (VCam), ed un segnale di riferimento (Vref) , e a fornire un segnale di controllo (Vcon); ed uno stadio controllore (25) atto a generare un segnale di pilotaggio (PW) per detto terminale di comando di detti mezzi interruttori di controllo (8) in funzione di detto segnale di controllo (Vcon).
4. 4. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detto stadio di controllo (12') è atto a controllare la commutazione di detti mezzi interruttori di controllo (8) con un periodo di commutazione (Tsw), e detto stadio mediatore (32) è atto ad implementare un filtraggio passa basso con una costante di tempo equivalente (Teq) maggiore o uguale a detto periodo di commutazione (Tsw).
5. 5. Convertitore secondo la rivendicazione 4, in cui detta costante di tempo equivalente (Teq) è pari a un multiplo di detto periodo di commutazione (Tsw).
6. 6. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detto stadio mediatore comprende un filtro a capacità commutate (32) dotato di: un interruttore di filtro (33), un gruppo RC serie (34), ed un generatore di impulsi (35) atto a comandare la chiusura di detto interruttore di filtro (33) per una data durata (Tc); detto gruppo RC serie (34) avendo una propria costante di tempo (Tf) maggiore o uguale di detta data durata (Tc).
7. 7. Convertitore secondo la rivendicazione 6, in cui detta costante di tempo (Tf) è pari a quattro volte detta data durata (Tc).
8. 8. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detto circuito di controllo (12') comprende inoltre uno stadio amplificatore di errore (22') collegato all'uscita di detto stadio mediatore (32) ed atto ad amplificare una differenza tra un segnale filtrato (FB), risultato del filtraggio di detto segnale campionato (Vcam), ed un segnale di riferimento (Vref); detto stadio amplificatore di errore (22') essendo configurato in modo da presentare una caratteristica di transconduttanza con una regione di funzionamento lineare (L), avente una data pendenza, ed almeno una prima regione di saturazione (S2), avente pendenza minore di detta data pendenza e contigua a detta regione di funzionamento lineare (L).
9. 9. Convertitore secondo la rivendicazione 8, in cui detta prima regione di saturazione (S2) presenta una pendenza sostanzialmente nulla, e corrispondente ad un valore sostanzialmente costante di una corrente di uscita (I'out) da detto stadio amplificatore di errore (22'), al variare di una tensione di ingresso (Ve) a detto stadio amplificatore di errore (22').
10. 10. Convertitore secondo la rivendicazione 8 o 9, in cui detta caratteristica di transconduttanza presenta inoltre: una prima ed una seconda regione di funzionamento di grande segnale (H2, Hi), disposte lateralmente da parti opposte rispetto a detta regione di funzionamento lineare (L) e corrispondenti ad elevati valori di una corrente di uscita (I'out) da detto stadio amplificatore di errore (22'), maggiori in valore assoluto rispetto a valori di detta corrente di uscita in detta regione di funzionamento lineare (L); detta regione di funzionamento lineare (L) essendo separata da detta prima regione di funzionamento di grande segnale (H2) da detta prima regione di saturazione (S2), e da detta seconda regione di funzionamento di grande segnale (Hi) da una seconda regione di saturazione (Si), contigua a detta regione di funzionamento lineare (L) ed avente pendenza minore di detta data pendenza.
11. 11. Convertitore secondo la rivendicazione 10, in cui detta regione di funzionamento lineare (L) corrisponde ad un dato intervallo di valori di una tensione di ingresso (Ve) a detto stadio amplificatore di errore (22'), e detta prima regione di funzionamento di grande segnale (H2) corrisponde a tensioni di ingresso aventi valori maggiori di detto dato intervallo, e detta seconda regione di funzionamento di grande segnale (Hi) corrisponde a tensioni di ingresso aventi valori minori di detto dato intervallo.
12. 12. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 8-11, in cui detto stadio amplificatore di errore (22') comprende un amplificatore a transconduttanza (22a), collegato all'uscita di detto stadio mediatore (32), e configurato in modo da definire detta prima regione di saturazione (S2) di detta caratteristica di transconduttanza; detto amplificatore a transconduttanza (22a) comprendendo un primo stadio di ingresso differenziale (60) avente un primo ed un secondo ingresso (41, 42) collegati a rispettivi ingressi di detto amplificatore a transconduttanza (22a) ed un primo ed un secondo ramo differenziale; un primo ed un secondo specchio di corrente di uscita (64, 65) collegati ad un rispettivo di detto primo e secondo ramo differenziale ed atti a fornire una corrente di uscita (l'out) da detto stadio amplificatore di errore (22'); ed uno stadio di sbilanciamento (68, 69) operativamente accoppiato a detti primo e secondo ramo differenziale ed atto a causare uno sbilanciamento di una corrente (I) atta a fluire in detti primo e secondo specchio di corrente di uscita (64, 65), in corrispondenza di detta prima regione di saturazione (S2).
13. 13. Convertitore secondo la rivendicazione 12, in cui detta caratteristica di transconduttanza presenta inoltre almeno una prima regione di funzionamento di grande segnale (H2), disposta lateralmente a detta regione di funzionamento lineare (L) e corrispondente ad elevati valori di una corrente di uscita (I'out) da detto stadio amplificatore di errore (22'), maggiori in valore assoluto rispetto a valori di detta corrente di uscita in detta regione di funzionamento lineare (L); ed in cui detto stadio amplificatore di errore (22') comprende inoltre un blocco di incremento di corrente (22b) collegato all'uscita di detto stadio amplificatore di errore (22'), e configurato in modo da definire detta prima regione di funzionamento di grande segnale (H2) di detta caratteristica di transconduttanza; detto blocco di incremento di corrente (22b) comprendendo: un secondo stadio di ingresso differenziale (44) avente un primo ed un secondo ingresso (41, 42) collegati a rispettivi ingressi di detto amplificatore a transconduttanza (22a); almeno un primo stadio traslatore di corrente (45, 46) collegato ad un'uscita di detto stadio di ingresso differenziale (44); ed almeno un primo specchio di corrente di uscita (47, 48) collegato a detto primo stadio traslatore di corrente e atto a fornire detta corrente di uscita (I'out), a partire da un valore di un segnale di ingresso (Ve) a detto stadio amplificatore di errore (22') corrispondente all'inizio di detta prima regione di funzionamento di grande segnale (3⁄4).
14. 14. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, di tipo isolato, in cui detto segnale di retroazione (Vfb) è atto ad essere prelevato su detto lato primario di detto trasformatore (4), e detto circuito di controllo (12<1>) è configurato in modo da implementare un controllo in PWM di detto interruttore di controllo (8), per controllare una corrente di picco in detto avvolgimento primario (5).
15. 15. Convertitore di tensione (30) comprendente: mezzi trasformatori di tensione (4) aventi un lato primario (5, 7) atto a ricevere una tensione di ingresso (Vin) ed un lato secondario (6) atto a fornire una tensione di uscita (Vout); mezzi interruttori di controllo (8) accoppiati a detto lato primario (5); ed un circuito di controllo (12') collegato ad un terminale di comando di detti mezzi interruttori di controllo (8) ed atto a controllarne la commutazione in funzione di un primo segnale (FB) correlato a detta tensione di uscita (Vout); detto circuito di controllo (12') essendo dotato di uno stadio amplificatore di errore (22') atto ad elaborare una differenza tra detto primo segnale (FB) ed un segnale di riferimento (Vref), caratterizzato dal fatto che detto stadio amplificatore di errore (22') è configurato in modo da presentare una caratteristica di transconduttanza con una regione di funzionamento lineare (L), avente una data pendenza, ed almeno una prima regione di saturazione (S2), avente pendenza minore di detta data pendenza e contigua a detta regione di funzionamento lineare (L).
16. 16. Convertitore secondo la rivendicazione 15, in cui detta prima regione di saturazione (S2) presenta una pendenza sostanzialmente nulla, e corrispondente ad un valore sostanzialmente costante di una corrente di uscita (I'out) da detto stadio amplificatore di errore (22'), al variare di una tensione di ingresso (Ve) a detto stadio amplificatore di errore (22').
17. 17. Convertitore secondo la rivendicazione 15 o 16, in cui detta caratteristica di transconduttanza presenta inoltre: una prima ed una seconda regione di funzionamento di grande segnale (H2, Hi), disposte lateralmente da parti opposte rispetto a detta regione di funzionamento lineare (L) e corrispondenti ad elevati valori di una corrente di uscita (I'out) da detto stadio amplificatore di errore (22'), maggiori in valore assoluto rispetto a valori di detta corrente di uscita in detta regione di funzionamento lineare (L); detta regione di funzionamento lineare (L) essendo separata da detta prima regione di funzionamento di grande segnale (H2) da detta prima regione dì saturazione (S2), e da detta seconda regione di funzionamento di grande segnale (Hi) da una seconda regione di saturazione (Si), contigua a detta regione di funzionamento lineare (L) ed avente pendenza minore di detta data pendenza.
18. 18. Convertitore secondo la rivendicazione 17, in cui detta regione di funzionamento lineare (L) corrisponde ad un dato intervallo di valori di una tensione di ingresso (Ve) a detto stadio amplificatore di errore (22'), e detta prima regione di funzionamento di grande segnale (H2) corrisponde a tensioni di ingresso aventi valori maggiori di detto dato intervallo, e detta seconda regione di funzionamento di grande segnale (Hi) corrisponde a tensioni di ingresso aventi valori minori di detto dato intervallo.
19. 19. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 15-18, in cui detto stadio amplificatore di errore (22') comprende un amplificatore a transconduttanza (22a), collegato all'uscita di detto stadio mediatore (32), e configurato in modo da definire detta prima regione di saturazione (S2) di detta caratteristica di transconduttanza; detto amplificatore a transconduttanza (22a) comprendendo un primo stadio di ingresso differenziale (60) avente un primo ed un secondo ingresso (41, 42) collegati a rispettivi ingressi di detto amplificatore a transconduttanza (22a) ed un primo ed un secondo ramo differenziale; un primo ed un secondo specchio di corrente di uscita (64, 65) collegati ad un rispettivo di detto primo e secondo ramo differenziale ed atti a fornire una corrente di uscita (I'out) da detto stadio amplificatore di errore (22'); ed uno stadio di sbilanciamento (68, 69) operativamente accoppiato a detti primo e secondo ramo differenziale ed atto a causare uno sbilanciamento di una corrente (I) atta a fluire in detti primo e secondo specchio di corrente di uscita (64, 65), in corrispondenza di detta prima regione di saturazione (S2).
20. 20. Convertitore secondo la rivendicazione 19, in cui detta caratteristica di transconduttanza presenta inoltre almeno una prima regione di funzionamento di grande segnale (3⁄4) , disposta lateralmente a detta regione di funzionamento lineare (L) e corrispondente ad elevati valori di una corrente di uscita (I'out) da detto stadio amplificatore di errore (22'), maggiori in valore assoluto rispetto a valori di detta corrente di uscita in detta regione di funzionamento lineare (L); ed in cui detto stadio amplificatore di errore (22') comprende inoltre un blocco di incremento di corrente (22b) collegato all'uscita di detto stadio amplificatore di errore (22'), e configurato in modo da definire detta prima regione di funzionamento di grande segnale (H2) di detta caratteristica dì transconduttanza; detto blocco di incremento dì corrente (22b) comprendendo: un secondo stadio di ingresso differenziale (44) avente un primo ed un secondo ingresso (41, 42) collegati a rispettivi ingressi di detto amplificatore a transconduttanza (22a); almeno un primo stadio traslatore di corrente (45, 46) collegato ad un'uscita di detto stadio dì ingresso differenziale (44); ed almeno un primo specchio di corrente di uscita (47, 48) collegato a detto primo stadio traslatore di corrente e atto a fornire detta corrente di uscita (I'out), a partire da un valore di un segnale di ingresso (Ve) a detto stadio amplificatore di errore (22') corrispondente all'inizio di detta prima regione di funzionamento di grande segnale (H2).
21. 21. Convertitore secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 15-20, comprendente inoltre: uno stadio campionatore (20) atto a campionare e mantenere un segnale di retroazione (Vfb) correlato a detta tensione di uscita (Vout) e a fornire un segnale campionato (Vcam); ed uno stadio mediatore (32) collegato all'uscita di detto stadio campionatore (20) ed atto ad implementare un filtraggio di detto segnale campionato (Vcam), detto primo segnale (FB) essendo risultato del filtraggio di detto segnale campionato (Vcam).
22. 22. Dispositivo elettronico (30), in particolare un dispositivo caricabatteria, caratterizzato dal fatto di comprendere un convertitore di tensione secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti.
23. 23. Metodo di controllo di un convertitore di tensione (30), detto convertitore essendo dotato di: mezzi trasformatori di tensione (4) aventi un lato primario (5, 7) ricevente una tensione di ingresso (Vin) ed un lato secondario (6) fornente una tensione di uscita (V0ut); e mezzi interruttori di controllo (8) accoppiati a detto lato primario (5); detto metodo comprendendo la fase di controllare la commutazione di detti mezzi interruttori di controllo (8) in funzione di un segnale di retroazione (Vfb) correlato a detta tensione di uscita (Vout) , e detta fase di controllare comprendendo la fase di campionare detto segnale di retroazione (Vfb) per generare un segnale campionato (Vcam), caratterizzato dal fatto che detta fase di controllare comprende inoltre implementare un filtraggio di detto segnale campionato (Vcam).
24. 24. Metodo secondo la rivendicazione 23, in cui detta fase di controllare comprende controllare la commutazione di detti mezzi interruttori di controllo (8) con un periodo di commutazione (Tsw), e detta fase di implementare un filtraggio comprende filtrare passa basso detto segnale campionato (Vcam) con una costante di tempo equivalente (Teq) maggiore o uguale a detto periodo di commutazione (Tsw).
25. 25. Metodo secondo la rivendicazione 24, in cui detta costante di tempo equivalente (Teq) è pari ad un multiplo di detto periodo di commutazione (Tsw).
26. 26. Metodo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 23-25, in cui detta fase di controllare comprende inoltre amplificare una differenza tra un segnale filtrato (FB), risultato del filtraggio di detto segnale campionato (Vcam), ed un segnale di riferimento (Vref); detta fase di amplificare comprendendo implementare una caratteristica di transconduttanza con una regione di funzionamento lineare (L), avente una data pendenza, ed almeno una prima regione di saturazione (S2), avente pendenza minore di detta data pendenza e contigua a detta regione di funzionamento lineare (L).
27. 27. Metodo secondo la rivendicazione 26, in cui detta prima regione di saturazione (S2) presenta una pendenza sostanzialmente nulla, e corrispondente ad un valore sostanzialmente costante di una corrente di uscita (I'out) da detto stadio amplificatore di errore (22'), al variare di una tensione di ingresso (Ve) a detto stadio amplificatore di errore (22').
28. 28. Metodo secondo la rivendicazione 26 o 27, in cui detta caratteristica di transconduttanza presenta inoltre: una prima ed una seconda regione di funzionamento di grande segnale (H2, Hi), disposte lateralmente da parti opposte rispetto a detta regione di funzionamento lineare (L) e corrispondenti ad elevati valori di una corrente di uscita (I'out) da detto stadio amplificatore di errore (22'), maggiori in valore assoluto rispetto a valori di detta corrente di uscita in detta regione di funzionamento lineare (L); detta regione di funzionamento lineare (L) essendo separata da detta prima regione di funzionamento di grande segnale (H2) da detta prima regione di saturazione (S2), e da detta seconda regione di funzionamento di grande segnale (Hi) da una seconda regione di saturazione (Si), contigua a detta regione di funzionamento lineare (L) ed avente pendenza minore di detta data pendenza.
29. 29. Metodo secondo la rivendicazione 28, in cui detta regione di funzionamento lineare (L) corrisponde ad un dato intervallo di valori di una tensione di ingresso (Ve) a detto stadio amplificatore di errore (22'), e detta prima regione di funzionamento di grande segnale (3⁄4) corrisponde a tensioni di ingresso aventi valori maggiori di detto dato intervallo, e detta seconda regione di funzionamento di grande segnale (Hi) corrisponde a tensioni di ingresso aventi valori minori di detto dato intervallo.
30. 30. Metodo di controllo di un convertitore di tensione (30), detto convertitore essendo dotato di: mezzi trasformatori di tensione (4) aventi un lato primario (5, 7) ricevente una tensione di ingresso (Vin) ed un lato secondario (6) fornente una tensione di uscita (Vout); e mezzi interruttori di controllo (8) accoppiati a detto lato primario (5); detto metodo comprendendo la fase di controllare la commutazione di detti mezzi interruttori di controllo (8) in funzione di un primo segnale (FB) correlato a detta tensione di uscita (V0ut)fe detta fase di controllare comprendendo amplificare una differenza tra detto primo segnale (FB) ed un segnale di riferimento (Vref), caratterizzato dal fatto che detta fase di amplificare comprende implementare una caratteristica dì transconduttanza con una regione di funzionamento lineare (L), avente una data pendenza, ed almeno una prima regione di saturazione (S2), avente pendenza minore di detta data pendenza e contigua a detta regione di funzionamento lineare (L).
31. 31. Metodo secondo la rivendicazione 30, in cui detta prima regione dì saturazione (S2) presenta una pendenza sostanzialmente nulla, e corrispondente ad un valore sostanzialmente costante di una corrente di uscita (I'out), risultato di detta fase di amplificare.
32. 32. Metodo secondo la rivendicazione 30 o 31, in cui detta fase di controllare comprende inoltre: campionare un segnale di retroazione (Vfb) correlato a detta tensione di uscita (Vout) per generare un segnale campionato (Vcam); ed implementare un filtraggio di detto segnale campionato (Vcam), detto primo segnale (FB) essendo risultato del filtraggio di detto segnale campionato (Vcam)·