CN103391009B - 一种高增益隔离型dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于燃料电池发电的高增益隔离型DC-DC变换器。属于变换器技术领域。该变换器包括输入电流倍增器、开关电容倍增器、箝位电路和变压器。输入电流倍增器第一、第二输入电感，第一、第二开关管。箝位电路包括箝位电容C_c，第一、第二箝位开关管。开关电容倍增器包括第一、第二谐振电容，第一、第二输出电容C_2a、C_2b以及四个整流管。变压器原边分别连接输入电流倍增器和箝位电路，副边连接开关电容倍增器。该发明适用于燃料电池发电并网应用时变换器要求增益高，输入电流纹波小，效率高的场合，也适用于其他输出电压低等类型的新能源发电。

Description

一种高增益隔离型DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及直流-直流变换技术领域，具体涉及一种高增益电流馈电隔离型变换器。

背景技术

随着能源的日益紧张，发展新能源技术逐步成为关注的热点。其中燃料电池供电系统具有能量密度高，无噪声，无环境污染，且不受阳光、风力等自然条件限制等特点而受到青睐。然而对燃料电池模块而言，输出电压一般在40V-50V，而公共直流母线电压常设定在200V或是400V，因此需在燃料电池输出与公共直流母线之间插入一高增益的直流-直流变换器。此外燃料电池输出电压范围较宽，不允许有大的输出电流波动，对变换器提出了特殊的需求。

电压馈电型变换器是燃料电池发电中较为普遍的一类变换器。但这类变换器存在大的输入电流纹波，也不适合MPPT控制。虽然可以通过在燃料电池输出端添加LC滤波器来减少燃料电池的输出纹波，但会降低系统效率。此外为了获取高增益而采用高匝数比的变压器增加了变压器初级侧元件的电压应力，并且高匝数比的变压器设计困难，寄生效应明显，进一步降低了系统的效率。另一个不可忽视的问题是输出整流二极管存在严重的反向恢复问题。

电流馈电型变换器尽管可以减少燃料电池的输出电流波动，也可以在不需要大的匝数比变压器情况下获得高增益，但是输出整流二极管依然工作在硬开关条件，反向恢复的问题没有得到解决。此外缓冲或是箝位电路要设计足够容量去吸纳boost电感中的电流，直到变压器漏感电流建立到该boost电感电流值，这增加了电路设计的复杂性和成本。

发明内容

本发明的主要目的在于克提供一种高增益隔离型DC-DC变换器，适用于燃料电池并网发电系统。

本发明采用如下技术方案：

一种高增益隔离型DC-DC变换器，其特征在于：包括直流电源输入端、输入电流倍增器、箝位电路、变压器和开关电容倍增器，该输入电流倍增器包括第一输入电感、第二输入电感、第一开关管和第二开关管，该直流电源输入端的正极分别与第一输入电感和第二输入电感的一端相连，第一输入电感和第二输入电感的另一端分别与第一开关管和第二开关管的源极相连，该第一开关管和第二开关管的漏极分别与直流电源输入端的负极相连，所述变压器的原边同名端与第一开关管的源极相连，所述变压器的原边异名端与第二开关管的源极相连，所述箝位电路并联于所述变压器原边两输入端和直流电源输入端负极之间，所述开关电容倍增器与变压器的副边相连实现谐振软开关。

进一步的，所述箝位电路包括第一箝位开关管、第二箝位开关管和箝位电容，该第一箝位开关管和第二箝位开关管的漏极分别与变压器原边的同名端和异名端相连，该第一箝位开关管和第二箝位开关管的源极均与箝位电容的正极相连，箝位电容的负极与直流电源输入端负极相连。

进一步的，所述第一开关管、第二开关管、第一箝位开关管和第二箝位开关管均采用MOSFET功率开关管且第一箝位开关管和第二箝位开关管为零电压开通/关断。

进一步的，所述输入电流倍增器和箝位电路的调制方法采用脉宽调制加相移控制，第一开关管和第二开关管的驱动信号分别与第一箝位开关管和第二箝位开关管的驱动信号互补。

进一步的，假设第一开关管和第二开关管的驱动信号占空比为D，直流电源输入端电压为υ_in，变压器的原边电压为υ_p，原边电压幅值为V_pm，电压器匝数比为N，电容倍增器的输出端电压为V_o，则有如下关系式：

进一步的，所述电容倍增器包括第一谐振电容、第二谐振电容、第一整流管、第二整流管、第三整流管、第四整流管、第一输出电容和第二输出电容，该第一谐振电容的负极和第二谐振电容正极与变压器副边的同名端相连；该第一整流管的阳极、第二整流管的阴极、第一输出电容的负极、第二输出电容的正极均与变压器副边的异名端相连；该第三整流管的阳极与第一整流管的阴极和第一谐振电容的正极相连，第三整流管的阴极与第一输出电容的正极相连；该第四整流管的阴极与第二整流管阳极和第二谐振电容的负极相连，该第四整流管的阳极与第二输出电容的负极相连。

进一步的，所述第一整流管、第二整流管、第三整流管和第四整流管采用功率二极管且为零电流关断。

由上述对本发明的描述可知，与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

(1)输入电流倍增器的两个boost电感交错充放电，理论上燃料电池的输出电流纹波为零；

(2)变压器漏感被当作开关电容倍增器中的谐振电感加以应用，减少了常规电路中为吸收变压器漏感而采用的缓冲电路，降低了电路成本，提高了系统效率；

(3)开关电容倍增器实现谐振软开关技术，第一、第二、第三和第三整流管零电流(ZCS)关断，关断时反向恢复问题得到解决，降低了损耗；

(4)箝位电路中第一、第二箝位开关管零电压(ZVS)开通，零电压(ZVS)关断，进一步提高了系统效率；

(5)开关电容倍增器的两个输出电容处于交错充放电状态，输出电压纹波相互抵消，总的输出电压纹波理论上可以达到零。

附图说明

图1为本发明的主电路拓扑图；

图2为本发明的前端电路图；

图3为本发明的前端电路的控制波形图；

图4(a)-图4(j)为本发明的各开关模态等效电路图；

图5为本发明的关键波形图；

其中，V_FC-燃料电池输出电压，101-箝位电路，102-输入电流倍增器，103-开关电容倍增器，L₁、L₂-第一、二输入电感，S₁、S₂-第一、第二开关管，S₃、S₄-第一、第二箝位开关管，D₁、D₂、D₃、D₄-第一、第二、第三、第四整流管，T-变压器，υ_p-变压器原边电压，υ_s-变压器副边电压，C_c-箝位电容，C_1a、C_1b-第一、二谐振电容，L_lk，-漏电感，C_2a、C_2b-第一、二输出电容，R-负载。

具体实施方式

以下通过具体实施方式对本发明作进一步的描述。

参照图1、图2，一种高增益隔离型DC-DC变换器的主电路拓扑图，适用于燃料电池并网发电系统，包括直流电源输入端υ_in、输入电流倍增器102、箝位电路101、变压器T和开关电容倍增器103，开关电容倍增器103的输出端连接负载R。该直流电源输入端υ_in连接燃料电池的输出电压V_FC。该输入电流倍增器包括第一输入电感L₁、第二输入电感L₂、第一开关管S₁和第二开关管S₂，该直流电源输入端υ_in的正极分别与第一输入电感L₁和第二输入电感L₂的一端相连，第一输入电感L₁和第二输入电感L₂的另一端分别与第一开关管S₁和第二开关管S₂的源极相连，该第一开关管S₁和第二开关管S₂的漏极分别与直流电源输入端υ_in的负极相连。第一开关管S₁上分别并联有二极管和源漏极电容C_s1、第二开关管S₂上也并联有二极管和源漏极电容C_s2。

箝位电路包括第一箝位开关管S₃、第二箝位开关管S₄和箝位电容C_c，该第一箝位开关管S₃和第二箝位开关管S₄的漏极分别与变压器T原边的同名端和异名端相连，该第一箝位开关管S₃和第二箝位开关管S₄的源极均与箝位电容C_c的正极相连，箝位电容C_c的负极与直流电源输入端υ_in负极相连。第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一箝位开关管S₃和第二箝位开关管S₄均采用MOSFET功率开关管。第一箝位开关管S₃并联有二极管和源漏极电容C_s3，第二箝位开关管S₄上也并联有二极管和源漏极电容C_s4。箝位电路中MOSFET功率开关管S₃、S₄为零电压(ZVS)开通，零电压(ZVS)关断。

电容倍增器包括第一谐振电容C_1a、第二谐振电容C_1b、第一整流管D₁、第二整流管D₂、第三整流管D₃、第四整流管D₄、第一输出电容C_2a、第二输出电容C_2b和漏电感L_lk。该第一谐振电容C_1a的负极和第二谐振电容C_1b正极与变压器T副边的同名端相连。该第一整流管D₁的阳极、第二整流管D₂的阴极、第一输出电容C_2a的负极、第二输出电容C_2b的正极均与漏电感L_lk一端相连，漏电感L_lk另一端与变压器T副边的异名端相连。该第三整流管D₃的阳极与第一整流管D₁的阴极和第一谐振电容C_1a的正极相连，第三整流管D₃的阴极与第一输出电容C_2a的正极相连。该第四整流管的阴极与第二整流管D₂阳极和第二谐振电容的负极相连，该第四整流管的阳极与第二输出电容C_2b的负极相连。第一整流管D₁、第二整流管D₂、第三整流管D₃和第四整流管D₄采用功率二极管，D₁、D₂、D₃、D₄在零电流(ZCS)条件下关断。

变换器的开关频率综合考虑系统容量，开关管电压电流应力和系统效率优化等因素合理选取。变换器可调控部分如图2所示，包含输入电流倍增器和箝位电路，是变换器的前端，υ_p为桥臂B₁和B₂中点(图中A、B两点)的电压差，其中桥臂B₁包括第一开关管S₁和第一箝位开关管S₃，桥臂B₂包括第二开关管S₂和第二箝位开关管S₄。调制方法采用脉宽调制加相移(PPAS)控制，其示意图如图3。开关周期为T_s，D为第一、第二开关管S₁、S₂驱动信号的占空比，第一、第二箝位开关管S₃、S₄的驱动信号分别与S₁、S₂的驱动信号互补。桥臂B₁和B₂的相移保持恒定180°,因此占空比D为唯一控制自由度实现输出电压调节。当占空比在一定范围内变换时，υ_p值相应变化，其幅值为

$\frac{V_{\mathrm{pm}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{1}{1-D}$

此υ_p为变压器T原边电压，在副边产生一个与υ_p成比例的方波电压υ_s，其宽度为(1-D)T_s,幅值为Nυ_pm，变压器匝数比N＝N₁：N₂。υ_s作为开关电容倍增器的输入电压，在输出端得到的输出电压为：

$\frac{V_o}{V_{\mathrm{in}}}=N\·\frac{4}{1-D}$

图5为该变换器工作时的关键波形图，根据上述驱动方式，参照图4(a)-图4(j)，变换器在工作过程包括10个模态：

模态1[t₀ t₁]:参照图4(a)，在t₀时刻，S₁导通。此后，S₂、S₁都处于导通状态，因而L₁、L₂线性充电。

模态2[t₁ t₂]:参照图4(b)，在t₁时刻，S₂关断，i_L2对S₄并联的源漏极电容C_s4线性放电，对S₂并联的源漏极电容C_s2线性充电。当V_Cs2充电至V_Cc，V_CS4放电至0V,S₄的反并联二极管导通，因而S₄能在下一个模态ZVS开通。

两个谐振环开始工作，一谐振环由C_1a、D₁、L_lk、υ_s构成，υ_s对C_1a充电。另一谐振环由C_1a、D₃、C_2a、L_lk构成，υ_s与C_1a串联对C_2a充电。

模态3[t₂ t₃]:参照图4(c)，在t₂时刻，S₄在ZVS条件下开通，i_L1线性增加，i_L2则线性减少。两个谐振环继续工作(一个谐振环为υ_s,L_lk,D₁,C_1a；另一个谐振环为υ_s,L_lk，C_1b，D₄,C_2b)。

模态4[t₃ t₄]:参照图4(d)，在t₃时刻，第一、第四整流管D₁、D₄中的电流变为零，模态3中的两个谐振环停止谐振，D₁、D₄在ZCS条件下关断。i_p下降到零，i_L1继续线性上升，i_L2继续线性下降，S₄的反并联二极管导通。

模态5[t₄ t₅]：参照图4(e)，在t₄时刻，S₄在ZVS条件下关断。

模态6[t₅ t₆]:参照图4(f)，在t₅时刻，S₂开通。此模态与模态1相似。

模态7[t₆ t₇]：参照图4(g)，在t₆时刻，S₁关断，i_L1开始对S₃并联的源漏极电容C_s3线性充电，对S₁并联的源漏极电容C_s1线性放电。当V_Cs1上升至V_Cc，V_Cs3下降至0V，S₃的反并联二极管开始导通，为S₃在下一个模态导通创造了条件。

两个谐振环开始工作，一谐振环由C_1a、D₃、C_2a、L_lk构成，C_1a与υ_s串联对C_2a充电。另一谐振环由C_1b、D₂、L_lk、υ_s构成，υ_s对C_1b充电。

模态8[t₇ t₈]：参照图4(h)，t₇时刻，S₃在ZVS条件下开通，i_L2线性增加，i_L1线性减少。

模态9[t₈ t₉]:参照图4(i)，此模态与模态4类似。D₂、D₃在ZCS条件下关断，之后S₃的反并联二极管导通。

模态10[t₉ t₁₀]:参照图4(j)，在t₉时刻，S₃在ZVS条件下关断。

上述仅为本发明的一个具体实施方式，但本发明的设计构思并不局限于此，凡利用此构思对本发明进行非实质性的改动，均应属于侵犯本发明保护范围的行为。

Claims (5)

1.一种高增益隔离型DC-DC变换器，其特征在于：包括直流电源输入端、输入电流倍增器、箝位电路、变压器和开关电容倍增器，该输入电流倍增器包括第一输入电感、第二输入电感、第一开关管和第二开关管，该直流电源输入端的正极分别与第一输入电感和第二输入电感的一端相连，第一输入电感和第二输入电感的另一端分别与第一开关管和第二开关管的源极相连，该第一开关管和第二开关管的漏极分别与直流电源输入端的负极相连，所述变压器的原边同名端与第一开关管的源极相连，所述变压器的原边异名端与第二开关管的源极相连，所述箝位电路并联于所述变压器原边两输入端和直流电源输入端负极之间，所述开关电容倍增器与变压器的副边相连实现谐振软开关；

所述箝位电路包括第一箝位开关管、第二箝位开关管和箝位电容，该第一箝位开关管和第二箝位开关管的漏极分别与变压器原边的同名端和异名端相连，该第一箝位开关管和第二箝位开关管的源极均与箝位电容的正极相连，箝位电容的负极与直流电源输入端负极相连；

所述电容倍增器包括第一谐振电容、第二谐振电容、第一整流管、第二整流管、第三整流管、第四整流管、第一输出电容和第二输出电容，该第一谐振电容的负极和第二谐振电容正极与变压器副边的同名端相连；该第一整流管的阳极、第二整流管的阴极、第一输出电容的负极、第二输出电容的正极均与变压器副边的异名端相连；该第三整流管的阳极与第一整流管的阴极和第一谐振电容的正极相连，第三整流管的阴极与第一输出电容的正极相连；该第四整流管的阴极与第二整流管阳极和第二谐振电容的负极相连，该第四整流管的阳极与第二输出电容的负极相连。

2.如权利要求1所述的一种高增益隔离型DC-DC变换器，其特征在于：所述第一开关管、第二开关管、第一箝位开关管和第二箝位开关管均采用MOSFET功率开关管且第一箝位开关管和第二箝位开关管为零电压开通/关断。

3.如权利要求1所述的一种高增益隔离型DC-DC变换器，其特征在于：所述输入电流倍增器和箝位电路的调制方法采用脉宽调制加相移控制，第一开关管和第二开关管的驱动信号分别与第一箝位开关管和第二箝位开关管的驱动信号互补。

4.如权利要求3所述的一种高增益隔离型DC-DC变换器，其特征在于：假设第一开关管和第二开关管的驱动信号占空比为D，直流电源输入端电压为υ_in，变压器的原边电压为υ_p，原边电压幅值为V_pm，电压器匝数比为N，电容倍增器的输出端电压为V_o，则有如下关系式：

5.如权利要求1所述的一种高增益隔离型DC-DC变换器,其特征在于：所述第一整流管、第二整流管、第三整流管和第四整流管采用功率二极管且为零电流关断。