CN102208868A - 高升压变比直流-直流变换器 - Google Patents

Abstract

一种电力电子技术领域的高升压变比直流-直流变换器，它包括一个直流输入端，一个直流输出端，两个升压电感L1和L2，两个中间储能电容C1和C2，四个单向整流二极管D1，D2，D3，D4，两个开关管T1和T2，一个输出滤波电容C3。采用T1和T2互补导通的控制方法，通过中间储能电容的自升压能力实现该变换器的高升压变比，同时具有较小的输入电流纹波和输出电压纹波。

Description

高升压变比直流-直流变换器

技术领域

本发明涉及的是一种高升压变比直流-直流变换器及其控制方法，属电力电子技术领域。

技术背景

随着全球一次性能源的逐渐枯竭，人类开始积极寻求可再生能源的开发和利用，因此采用太阳能和燃料电池等清洁可再生能源进行并网发电，越来越受到人们的广泛关注，其相关应用技术的研究也非常重要。由于受到环境，温度等因素的影响，这些可再生能源的输出电压通常波动较大，而且单体的电压等级较低，所以目前的太阳能光伏电池或燃料电池并网发电装置一般采用两级式结构。为了将光伏或燃料电池阵列的电压提升到并网逆变器所需直流母线电压，通常采用BOOST或两相交错并联BOOST电路作为前级变换器，这两种结构变换器的升压变比相等，当输入电压较低时，为了达到较高的输出电压，其开关导通占空比就会接近于1，这样一方面会降低变换器的效率，同时开关频率也不易进一步提高。为了达到更高的升压变比，也有文献提出将两个BOOST升压变换器串联作为前级变换器，这样增加了系统的级数和控制的复杂性，不利于系统效率的提高和性能的改善，因此研究新型高性能且具有更大升压变比的直流-直流变换器来满足后级并网逆变器的需要，有着重要的理论意义和应用价值。

发明内容：

本发明的目的在于解决上述现有技术中存在的问题，提出一种高升压变比直流-直流变换器及其控制方法，同时能有效减小输入电流和输出电压的纹波，提高了变换器的性能。该变换器既适用于常规直流-直流变换器应用范围，又适用于燃料电池、太阳能光伏发电和风力发电等新能源发电系统。

本发明所述的高变压比直流-直流变换器如附图1所示，其特征在于：

1)主要包括一个直流输入电源(Vin)、两个升压电感(L1、L2)、两个功率开关管(T1、T2)、四个单向整流二极管(D1、D2、D3、D4)、两个中间储能电容(C1、C2)、一个输出滤波电容(C3)、滤波电容(C3)两端引出一个输出端。其中(L1、T1、D1)组成一个四端网络(1)，具体为：(T1)的漏极与(D1)的阳极相连，同时(T1)的漏极与电感(L1)的一端相连，再从(T1)的漏极引出一条支路接储能电容(C1)的一端，这样(L1)的另一端、(D1)的阴极、(T1)的源极，和从(T1)的漏极引出的一条支路组成四个端子分别对应为端子①、②、③、④；其中(L2、T2、D2)组成另一个四端网络(2)，具体为：(T2)的漏极与(D2)的阳极相连，同时(T2)的漏极与电感(L2)的一端相连，再从(T2)的漏极引出一条支路接储能电容(C2)的一端，这样(L2)的另一端、(D2)的阴极、(T2)的源极，和从(T2)的漏极引出的另一条支路组成另外四个端子分别对应为⑤、⑥、⑦、⑧；把两个四端网络的端子①和端子⑤相连后接到输入电源(Vin)的正极；把两个四端网络的端子③和端子⑦相连后接到输入电源(Vin)的负极；中间储能电容(C1)的一端与四端网络(1)的端子④相连，储能电容(C1)的另一端与四端网络(2)的端子⑥相连，再与D4的阳极相连；储能电容(C2)的一端与四端网络(2)的端子⑧相连，储能电容(C2)的另一端与四端网络(1)的端子②相连，再与(D3)的阳极相连；把(D3)和(D4)的阴极相连，再与(C3)的一端连接；把(C3)的另一端与输入电源的负极连接；从(C3)的两端引出输出端接负载。

2)本发明的变换器采用开关管(T1)和(T2)完全互补的方法进行控制，控制方法简单，易于实现。与传统的BOOST变换器和两相交错并联BOOST变换器相比，本发明的变换器既可实现更高变比的输出电压，又能有效降低输入电流和输出电压的纹波，该变换器具有优良的性能，非常适合于今后光伏发电，燃料电池发电等场合使用，具有较好的应用和推广前景。

技术方案

本发明是通过以下技术方案实现的：

如附图1所示，本发明的高升压变比变换器包括一个输入电源(Vin)、两个升压电感(L1、L2)、两个功率开关管(T1、T2)、四个单向整流二极管(D1、D2、D3、D4)、两个中间储能电容(C1、C2)、一个输出滤波电容(C3)、滤波电容(C3)两端引出一个输出端。

其中输入电源(Vin)的正极分别与电感(L1)、(L2)相连，电感(L1)的另一端与二极管(D1)的阳极相连，同时连接功率开关管(T1)的漏极。

电感(L2)的另一端与二极管(D2)的阳极相连，同时连接功率开关管(T2)的漏极。

二极管(D1)的阴极与二极管(D3)的阳极连接，同时连接中间储能电容(C2)的一端，(C2)的另一端连接到功率开关管(T2)的漏极。

二极管(D2)的阴极与二极管(D4)的阳极连接，同时连接中间储能电容(C1)的一端，(C1)的另一端连接到功率开关管(T1)的漏极。

二极管(D3)的阴极与二极管(D4)的阴极连接，再与输出滤波电容(C3)的一端连接，(C3)的另一端与功率开关管(T1)、(T2)的源极连接，再连接到输入电源(Vin)的负极，输出滤波电容(C3)两端的电压即为输出电压，并连接负载。

本发明在输入电感(L1)、(L2)电流工作在连续状态或临界连续状态，且采用互补控制方法时，可以分为两种工作模态，下面对本发明的两种工作模态进行详细分析和说明：

工作模态1如附图2所示，功率开关管(T1)导通，功率开关管(T2)关断，此时二极管(D1)、(D4)截止，二极管(D2)、(D3)导通。输入电源电压直接加到电感(L1)上，电感电流i_L1线形增加。电感(L2)和输入电源一起通过二极管(D2)向中间储能电容(C1)充电，同时电感(L2)和输入电源，及中间储能电容(C2)一起通过二极管(D3)向输出端提供能量，电流i_L2线形减小。

工作模态2如附图3所示，功率开关管(T2)导通，功率开关管(T1)关断，此时二极管(D1)、(D4)导通，二极管(D2)、(D3)截止。输入电源电压直接加到电感(L2)上，电感电流i_L2线形增加。电感(L1)和输入电源一起通过二极管(D1)向中间储能电容(C2)充电，同时电感(L1)和输入电源，及中间储能电容(C1)一起通过二极管(D4)向输出端提供能能量，电流i_L1线形减小。

有益效果：

与现有技术相比本发明具有如下有益效果：本发明的变换器具有更高的升压变比，同时能有效降低输入电流和输出电压的纹波，提高变换器的效率、且控制电路的实现简单，工作特性好，既可作为一般直流-直流变换器使用，又可用于太阳能光伏电池和燃料电池的独立发电或并网发电系统。

附图说明

图1是本发明的高升压变比直流-直流变换器的拓扑结构图。

图1中的标号名称：1：由电感(L1)、二极管(D1)、开关管(T1)组成的四端网络(1)；2：由电感(L2)、二极管(D2)、开关管(T2)组成的四端网络(2)；3：由二极管(D3)(D4)组成的三端网络；4：中间储能电容(C1)；5：中间储能电容(C2)；6：输出滤波电容(C3)；7：输出端负载。

图2是本发明的高升压变比直流-直流变换器工作模态1的等效电路图。

图3是本发明的高升压变比直流-直流变换器工作模态2的等效电路图。

图4是本发明的高升压变比直流-直流变换器稳态工作时开关信号和各功率管电压应力的仿真实验波形图，其中VD1，VD2，VD3，VD4分别对应二极管D1，D2，D3，D4的电压应力；VT1，VT2分别对应开关管T1，T2的电压应力；DriveS1，DriveS2是开关管T1，T2的驱动信号。

图5是本发明的高升压变比直流-直流变换器稳态工作时的开关信号，各电感电流，输入和输出电压的仿真实验波形图，其中iL1，iL2是流过电感L1，L2的电流，Vin，Vout对应输入电压和输出电压，DriveT1，DriveT2是开关管T1，T2的驱动信号。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施例对本发明作进一步详细描述：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了实施方式和操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

本实施例的两个输入电感(L1)、(L2)在电流连续或临界状态下工作，采用互补控制时本发明的变换器有两种工作模态，下面对本实施例的两种工作模态进行详细分析，进一步推导本发明变换器的输出与输入电压的变比。

以下说明中，T_S为开关管(T1)、(T2)的开关周期，Ton为开关管(T1)在每个开关周期内导通的时间、T_off为开关管(T1)在每个开关周期内关断的时间、d为功率开关管(T1)的占空比，其中T_on＝dT_S，T_off＝(1-d)T_S，T_on+T_off＝T_S，由于本发明变换器的功率开关管(T2)与(T1)工作在完全互补状态，即开关管(T1)在每个开关周期内导通时、开关管(T2)关断；当开关管(T1)在每个开关周期内关断时、开关管(T2)导通；

1、工作模态1：此模态如附图2所示，功率开关管(T1)导通，功率开关管(T2)关断，此时二极管(D1)、(D4)截止，二极管(D2)、(D3)导通。

输入电源电压直接加到电感(L1)上，电感电流i_L1线形增加，其动态特性方程为：

$L_1\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{in}}---\left(1\right)$

(T1)管经过导通时间T_on后，i_L1线形增加到最大值，因此在功率开关管(T1)导通期间，i_L1的增量Δi_L1 ⁺为：

$\mathrm{\Δ}{i_{L1}}^{+}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L1}{T}_{\mathrm{on}}---\left(2\right)$

该模态下电感(L2)和输入电源一起通过二极管(D2)向中间储能电容(C1)充电，同时电感(L2)和输入电源，及中间储能电容(C2)一起通过二极管(D3)向输出端提供能量。电流i_L2线形减小，其动态特性方程为：

$L_2\frac{{\mathrm{di}}_{L2}}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{in}}-V_{c1}=V_{\mathrm{in}}-(V_o-V_{o2})---\left(3\right)$

经过T_on时间后，i_L2线形减小到最小值，因此在功率开关管(T1)导通，(T2)关断期间，i_L2的减少量Δi_L2 ^-为：

${{\mathrm{\Δi}}_{L2}}^{-}=\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{c1}}{L_2}{\mathrm{dT}}_s=\frac{V_{\mathrm{in}}-(V_o-V_{c2})}{L_2}{T}_s---\left(4\right)$

2、工作模态2：此模态如附图3所示，功率开关管(T1)关断，功率开关管(T2)导通，此时二极管(D1)、(D4)导通，二极管(D2)、(D3)截止。

输入电源电压直接加到电感(L2)上，电感电流i_L2线形增加，其动态特性方程为：

$L_2\frac{{\mathrm{di}}_{L2}}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{in}}---\left(5\right)$

由于(T2)与(T1)工作在完全互补状态，所以(T2)管的导通时间等于(T1)管的关断时间T_off，经过时间T_off后，i_L2线形增加到最大值，因此在功率开关管(T2)导通期间，i_L2的增量Δi_L2 ⁺为：

$\mathrm{\Δ}{i_{L2}}^{+}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L1}{T}_{\mathrm{off}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L1}(1-d)T_s---\left(6\right)$

该模态下电感(L1)和输入电源一起通过二极管(D1)向中间储能电容(C2)充电，同时电感(L1)和输入电源，及中间储能电容(C1)一起通过二极管(D4)向输出端提供能量。电流i_L1线形减小，其动态特性方程为：

$L_1\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{\mathrm{dt}}=V_{\mathrm{in}}-V_{c2}=V_{\mathrm{in}}-(V_o-V_{c1})---\left(7\right)$

经过T_off时间后，i_L1线形减小到最小值，因此在功率开关管(T1)关断，(T2)导通期间，i_L1的减少量Δi_L1 ^-为：

${{\mathrm{\Δi}}_{L1}}^{-}=\frac{V_{\mathrm{in}}-V_{c2}}{L_1}(1-d)T_s=\frac{V_{\mathrm{in}}-(V_o-V_{c1})}{L_1}(1-d)T_s---\left(8\right)$

当电路循环稳定工作在模态1和模态2之间时，电感电流i_L1，电感电流i_L2在每个开关周期内满足式(9)和(10)：

Δi_L1 ⁺＝Δi_L1 ^-         (9)

Δi_L2 ⁺＝Δi_L2 ^-         (10)

由方程(2)、(4)、(6)、(8)、(9)、(10)可以推出本发明变换器的输出电压与输入电压的变比为：

$\frac{V_o}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{1}{d(1-d)},$ 且d＜1(11)

与传统的BOOST相比，本发明变换器的升压变比明显能得到提高，而且本发明变换器的输入电流纹波和输出电压纹波也能得到有效降低，有利于提高变换器的效率。

本发明的实施例中，输入电压Vin＝80V，输出电压Vo＝426.6V，电感L1＝L2＝0.2mH，C1＝C2＝47uF/400V，功率开关管T1，T2用STY60NM60，二极管D1、D2、D3、D4用RHRG5060，开关频率fs＝20KHz，附图4和5为该实施例的具体仿真实验波形。

仿真实验结果与理论分析完全一致，说明了本发明的高升压变比直流-直流变换器及其控制方案的可行性和有效性，本发明高升压变比直流-直流变换器既有较高的升压变比，又能有效减小输入电流和输出电压的纹波，是一种性能优越的直流-直流变换器。

Claims (3)

1.一种高升压变比直流-直流变换器，包括单输入电源(Vin)、两个升压电感(L1、L2)、两个功率开关管(T1、T2)、四个单向整流二极管(D1、D2、D3、D4)、两个中间储能电容(C1、C2)、一个输出滤波电容(C3)、滤波电容(C3)两端引出一个输出端，其中(L1、T1、D1)组成一个四端网络(1)，具体为：(T1)的漏极与(D1)的阳极相连，同时(T1)的漏极与电感(L1)的一端相连，再从(T1)的漏极引出一条支路接储能电容(C1)的一端，这样(L1)的另一端、(D1)的阴极、(T1)的源极，和从(T1)的漏极引出的一条支路组成四个端子分别对应为端子①、②、③、④；其中(L2、T2、D2)组成另一个四端网络(2)，具体为：(T2)的漏极与(D2)的阳极相连，同时(T2)的漏极与电感(L2)的一端相连，再从(T2)的漏极引出一条支路接储能电容(C2)的一端，这样(L2)的另一端、(D2)的阴极、(T2)的源极，和从(T2)的漏极引出的另一条支路组成另外四个端子分别对应为⑤、⑥、⑦、⑧；把两个四端网络的端子①和端子⑤相连后接到输入电源(Vin)的正极；把两个四端网络的端子③和端子⑦相连后接到输入电源(Vin)的负极；储能电容(C1)的一端与四端网络(1)的端子④相连，储能电容(C1)的另一端与四端网络(2)的端子⑥相连，再与D4的阳极相连；储能电容(C2)的一端与四端网络(2)的端子⑧相连，储能电容(C2)的另一端与四端网络(1)的端子②相连，再与(D3)的阳极相连；把(D3)和(D4)的阴极相连，再与(C3)的一端连接；把(C3)的另一端与输入电源(Vin)的负极连接；从(C3)的两端引出输出端接负载。

2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于控制方法为：采用(T1)，(T2)互补的方法同时控制两个开关管，即(T1)的导通时，(T2)关断；或当(T1)关断时，(T2)导通来实现变换器的高升压变比。

3.根据权利要求1、2所述的变换器，其特征是，所述变换器在电感(L1)，(L2)电流连续工作状态或临界连续工作状态下，升压传输变比为：

为开关(T1)或(T2)的导通占空比。

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