CN112242795B - 可实现软开关的单相单级式升压逆变器及控制方法 - Google Patents

可实现软开关的单相单级式升压逆变器及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明属于逆变器技术领域，公开了一种可实现软开关的单相单级式升压逆变器及控制方法，该逆变器包括升压桥臂、逆变桥臂、两个二极管、两个升压电感、两个直流母线电容、一个滤波电容和一个滤波电感。升压臂始终工作在PWM方式下，逆变桥臂始终工作在SPWM方式下，其输入电流连续，可以采用PWM控制，具有较高的升压能力，实现了第一开关管S1和第二开关管S2的零电压软开关，有效提高了变换效率。

Description

可实现软开关的单相单级式升压逆变器及控制方法
技术领域
本发明属于逆变器技术领域，具体涉及一种可实现软开关的单相单级式升压逆变器及控制方法。
背景技术
为了应对传统化石能源危机和环境污染问题，近年来可再生能源分布式发电系统得到了各国的大力发展。在这些电源系统中，输入侧通常为光伏电池、燃料电池或蓄电池，其输出电压较低，且波动范围较大。因此，分布式发电系统普遍采用DC/DC升压变换器(如Boost)级联电压源型逆变器的两级式结构，以满足电网或交流负载设备的电压要求。两级式升压逆变方案能较好的适应输入电压的宽变化范围，且控制较为简单，但器件数量多、成本较高，且整体效率难以进一步提升。通过复用开关管，可实现两级式升压逆变器中的Boost变换器与全桥逆变器的集成，如图1所示。该逆变器有效减少了器件数量，从而降低了系统成本，但是无法实现升压，且开关管工作在硬开关状态，损耗较大。为此，有学者提出了如图2所示的电感电流断续的集成式逆变器，具体为在图1所示逆变器的输入电感支路上串联一个防反二极管，并使输入电感L1工作在电流断续模式，从而实现了升压逆变功能。但是，输入电感电流断续，导致电流脉动量和开关管的通态损耗明显增加，系统效率严重降低。此外，该逆变器必须采用变频控制或者变输出功率控制，来实现直流母线电压的闭环调节。前一种控制方式下输入电感难以优化设计，后一种控制方式下逆变器无法应用于独立逆变和光伏发电等功率恒定的场合。
发明内容
有鉴于此，本申请提供了一种可实现软开关的单相单级式升压逆变器及控制方法，其输入电流连续，可以采用PWM控制，具有较高的升压能力，实现了第一开关管S1和第二开关管S2的零电压软开关，有效提高了变换效率。
为了实现上述目的，本发明提出的技术方案如下：
第一方面，本发明提供了一种可实现软开关的单相单级式升压逆变器，包括第一直流母线电容Cdc1、第二直流母线电容Cdc2、直流电源Uin、第一电感L1、第二电感L2、第一二极管D1、第二二极管D2、升压桥臂、逆变桥臂、滤波电感Lf、滤波电容Cf和交流负载R；
所述升压桥臂包括第一开关管S1和第二开关管S2；
所述逆变桥臂包括第三开关管S3和第四开关管S4；
所述直流电源Uin的正极与所述第一电感L1的一端连接；
所述第一电感L1的另一端与所述第一二极管D1的阳极、所述第二二极管D2的阳极连接；
所述第二二极管D2的阴极与所述第一直流母线电容Cdc1的负极、第二直流母线电容Cdc2的正极、所述第二电感L2的一端连接；
所述第一二极管D1的阴极与所述第二电感L2的另一端、所述第一开关管S1的源极、所述第二开关管S2的漏极、所述滤波电感Lf的一端连接；
所述滤波电感的Lf另一端与所述滤波电容Cf的一端、所述交流负载R的一端连接；
所述交流负载R的另一端与所述滤波电容Cf的另一端、所述第三开关管S3的源极、所述第四开关管S4的漏极连接；
所述直流电源Uin的负极与所述第二开关管S2的源极、所述第四开关管S4的源极、所述第二直流母线电容Cdc2的负极连接；
所述第一直流母线电容Cdc1的正极与所述第一开关管S1的漏极、所述第三开关管S3的漏极连接。
其中，所述升压桥臂和所述逆变桥臂中的所有开关管可以为自带体二极管的金氧半场效晶体管，也可为不带体二极管的开关管与二极管反向并联而成。
进一步的，所述第一电感L1的电流峰峰值ΔIL1、所述第二电感L2的电流峰峰值ΔIL2和所述滤波电感Lf的电流峰峰值ΔILf满足以下条件：
Figure BDA0002749958550000021
上式中，D为第二开关管S2控制信号的占空比，M为调制比，Uin为直流电源电压，Iin为输入电流平均值，Td为死区时间，CS1为第一开关管S1输出寄生电容的容值，CS2为第二开关管S2输出寄生电容的容值，Udc1为第一直流母线电容Cdc1的电压，Udc2为第二直流母线电容Cdc2的电压，R为交流负载阻值。
进一步的，该逆变器采用混合调制方式，所述逆变器的升压桥臂始终工作在PWM方式下，逆变桥臂始终工作在SPWM方式下，且所述升压桥臂的开关频率为逆变桥臂的两倍。
进一步的，所述控制方法具体为：
直流调制信号urdc与第一单极性三角载波uc1经过第一比较器CA1比较，产生第二开关管S2的驱动信号；
将所述第二开关管S2的驱动信号取反作为第一开关管S1的驱动信号；
正弦交流调制信号ur叠加所述直流调制信号urdc后，与第二单极性三角载波uc2经过第二比较器CA2比较，产生第四开关管S4的驱动信号，所述第二单极性三角载波uc2的频率为所述第一单极性三角载波uc1频率的一半；
将所述第四开关管S4的驱动信号取反作为第三开关管S3的驱动信号。
进一步的，所述可实现软开关的单相单级式升压逆变器的电压增益
Figure BDA0002749958550000022
式中M为调制比，D为第二开关管S2控制信号的占空比。
与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：
本发明提出的可实现软开关的单相单级式升压逆变器及控制方法，该逆变器与图2所示逆变器相比，增加了一个低耐压的防反二极管(第二二极管D2)、一个感值较小的电感(第二电感L2)和一个低电压应力的电容(第二直流母线电容Cdc2)，从而既使得逆变器具有较高的升压能力，又实现了第一开关管S1和第二开关管S2的零电压软开关，有效提高了系统变换效率。与此同时，该逆变器工作在输入电流连续模式，可以采用传统的PWM控制实现直流母线电压调节，电感设计和系统控制均更为简单。
附图说明
图1为集成式逆变器的电路结构示意图；
图2为电感电流断续的集成式逆变器的电路结构示意图；
图3为本申请实施例的可实现软开关的单相单级式升压逆变器的电路结构示意图；
图4为图3所示的可实现软开关的单相单级式升压逆变器在所述调制策略下开关管驱动信号产生原理图；
图5(a)到(n)为图3所示的可实现软开关的单相单级式升压逆变器在一个逆变桥臂开关周期内的14种工作模态等效图；
图6为图3所示的可实现软开关的单相单级式升压逆变器在一个逆变桥臂开关周期内的主要工作波形图；
图7(a)、(b)为图3所示的可实现软开关的单相单级式升压逆变器的仿真波形图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图3示出本申请实施例可实现软开关的单相单级式升压逆变器的电路结构示意图。作为示例性而非限定性实施例，该可实现软开关的单相单级式升压逆变器包括第一直流母线电容Cdc1、第二直流母线电容Cdc2、直流电源Uin、第一电感L1、第二电感L2、第一二极管D1、第二二极管D2、升压桥臂、逆变桥臂、滤波电感Lf、滤波电容Cf和交流负载R；升压桥臂包括第一开关管S1和第二开关管S2；逆变桥臂包括第三开关管S3和第四开关管S4；直流电源Uin的正极与第一电感L1的一端连接；第一电感L1的另一端与第一二极管D1的阳极、第二二极管D2的阳极连接；第二二极管D2的阴极与第一直流母线电容Cdc1的负极、第二直流母线电容Cdc2的正极、第二电感L2的一端连接；第一二极管D1的阴极与第二电感L2的另一端、第一开关管S1的源极、第二开关管S2的漏极、滤波电感Lf的一端连接；滤波电感的Lf另一端与滤波电容Cf的一端、交流负载R的一端连接；交流负载R的另一端与滤波电容Cf的另一端、第三开关管S3的源极、第四开关管S4的漏极连接；直流电源Uin的负极与第二开关管S2的源极、第四开关管S4的源极、第二直流母线电容Cdc2的负极连接；第一直流母线电容Cdc1的正极与第一开关管S1的漏极、第三开关管S3的漏极连接。
在此实施例中，所有开关管可以为自带体二极管的金氧半场效晶体管，也可为不带体二极管的开关管与二极管反向并联而成。
具体的，在此实施例中，第一电感L1和滤波电感Lf为常规设计，即根据电感电流脉动量不超过其最大电流的20％进行电感设计。根据以下条件设计第二电感L2：
Figure BDA0002749958550000031
上式中，ΔIL1为第一电感L1的电流峰峰值，ΔIL2为第二电感L2的电流峰峰值，ΔILf为滤波电感Lf的电流峰峰值，D为占空比，M为调制比，Uin为直流电源电压，Iin为输入电流平均值，Td为死区时间，CS1为第一开关管S1输出寄生电容的容值，CS2为第二开关管S2输出寄生电容的容值，Udc1为第一直流母线电容Cdc1的电压，Udc2为第二直流母线电容Cdc2的电压，R为交流负载阻值。
该逆变器可采用混合调制方式，所述逆变器的升压桥臂始终工作在PWM方式下，逆变桥臂始终工作在SPWM方式下，升压桥臂的开关频率高于逆变桥臂，有利于减小直流侧储能元件的体积，提高系统功率密度。在本发明实施例中，升压桥臂的开关频率设为逆变桥臂的两倍。
下面按照图4所示的调制策略对本申请的可实现软开关的单相单级式升压逆变器(如图3所示)的控制方法进行说明。
图4给出了该调制策略下开关管驱动信号产生原理原理图。图4中，直流调制信号urdc与第一单极性三角载波uc1经过第一比较器CA1比较，产生第二开关管S2的驱动信号；将所述第二开关管S2的驱动信号取反作为第一开关管S1的驱动信号；正弦交流调制信号ur叠加直流调制信号urdc后，与第二单极性三角载波uc2(频率为uc1的一半)经过第二比较器CA2比较，产生第四开关管S4的驱动信号；将第四开关管S4的驱动信号取反作为第三开关管S3的驱动信号；调节直流调制信号urdc可改变第二开关管S2的占空比D，实现升压控制；调节所述正弦交流调制信号ur的幅值Urm，可以改变调制比M(M＝Urm/Ucm，Ucm为第二单极性三角载波uc2的幅值)，从而实现逆变器的交流输出调节和波形控制。
上述调制策略下，有：
Figure BDA0002749958550000032
式中，Udc为直流母线电压(等于第一直流母线电容电压Udc1与第二直流母线电容电压Udc2之和)。
Figure BDA0002749958550000033
式中，Uom为输出电压的峰值，在本发明实施例中，输出电压为交流负载R两端电压。
因此，该软开关升压逆变器的电压增益为：
Figure BDA0002749958550000034
其中，
Figure BDA0002749958550000035
下面按照图3的电路连接方式以及图4的调制策略对本申请的可实现软开关的单相单级式升压逆变器工作过程进行说明。
一个逆变桥臂开关周期内，本发明的逆变器的工作过程可分为14种模态，系统工作已进入稳态，且升压桥臂开关频率为逆变桥臂开关频率的两倍；除考虑开关管寄生电容外，忽略开关管的其他寄生参数；储能元件以及二极管均为理想器件，第一直流母线电容Cdc1和第二直流母线电容Cdc2足够大，可忽略电压纹波；第一电感L1的电流单向连续流动，第二电感L2的电流双向流通；输入电源负端为零电位参考点，交流负载为纯阻性。
可实现软开关的单相单级式升压逆变器各模态的等效电路分别如图5(a)～图5(n)所示；一个逆变桥臂开关周期内的主要波形示意图，如图6所示。
分述如下：
t0时刻前，交流负载R通过第一开关管S1和第三开关管S3寄生二极管续流。
模态1：[t0-t1](等效电路如图5(a)所示)
t0时刻，零电压开通第一开关管S1、第三开关管S3，第一二极管D1关断，第二二极管D2导通，模态1开始。a、b点电位均为直流母线电压Udc，交流负载R通过第一开关管S1、第三开关管S3的沟道续流。第一电感L1和第二电感L2均承受反向电压，因此，第一电感电流iL1、第二电感电流iL2线性减小，其表达式为：
Figure BDA0002749958550000041
Figure BDA0002749958550000042
模态2：[t1-t2](等效电路如图5(b)所示)
t1时刻，关断第三开关管S3。模态1结束，模态2开始。第三开关管S3的寄生二极管重新导通，交流负载R通过其续流。第一电感电流iL1和第二电感电流iL2保持原有斜率继续线性变化。
模态3：[t2-t3](等效电路如图5(c)所示)
t2时刻，开通第四开关管S4，模态2结束，模态3开始。b点电位变为0，第三开关管S3的寄生二极管关断。直流母线通过第一开关管S1和第四开关管S4向交流负载R供电。第一电感电流iL1和第二电感电流iL2保持原有斜率继续线性变化。
模态4：[t3-t4](等效电路如图5(d)所示)
t3时刻，关断第一开关管S1。模态3结束，模态4开始。第一开关管S1和第二开关管S2的寄生电容分别处于充电和放电状态。a点电位由直流母线电压Udc逐渐下降。此过程持续时间较短，近似认为第一电感电流iL1和第二电感电流iL2保持不变。
模态5：[t4-t5](等效电路如图5(e)所示)
t4时刻，第一开关管S1和第二开关管S2的寄生电容充放电完成。模态4结束，模态5开始。a点电位下降至零，第二开关管S2的寄生二极管导通，第一二极管D1导通，第二二极管D2关断。交流负载R通过第二开关管S2的寄生二极管和第四开关管S4的沟道续流。第一电感L1和第二电感L2均承受正向电压，因此，第一电感电流iL1和第二电感电流iL2线性增大，其表达式为：
Figure BDA0002749958550000043
Figure BDA0002749958550000044
模态6：[t5-t6](等效电路如图5(f)所示)
t5时刻，零电压开通第二开关管S2。模态5结束，模态6开始。交流负载R通过第二开关管S2和第四开关管S4的沟道续流。第一电感电流iL1和第二电感电流iL2保持原有斜率继续线性变化。
模态7：[t6-t7](等效电路如图5(g)所示)
t6时刻，关断第二开关管S2。模态6结束，模态7开始。第一开关管S1和第二开关管S2的寄生电容分别处于放电和充电状态。a点电位由0逐渐上升。此过程持续时间较短，近似认为第一电感电流iL1和第二电感电流iL2保持不变。
模态8：[t7-t8](等效电路如图5(h)所示)
t7时刻，第一开关管S1和第二开关管S2的寄生电容充放电完成。模态7结束，模态8开始。a点电位上升至直流母线电压Udc，第一开关管S1的寄生二极管导通，第一二极管D1关断，第二二极管D2导通。直流母线通过第一开关管S1的寄生二极管和第四开关管S4的沟道向交流负载R供电。第一电感L1和第二电感L2均承受反向电压，因此，第一电感电流iL1和第二电感电流iL2线性减小，其表达式与式(5)、(6)相同。
模态9：[t8-t9](等效电路如图5(i)所示)
t8时刻，零电压开通第一开关管S1，模态2结束，模态3开始。直流母线通过第一开关管S1和第四开关管S4向交流负载R供电。第一电感电流iL1和第二电感电流iL2保持原有斜率继续线性变化。
模态10：[t9-t10](等效电路如图5(j)所示)
t10时刻，关断第一开关管S1。模态3结束，模态4开始。第一开关管S1和第二开关管S2的寄生电容分别处于充电和放电状态。a点电位由直流母线电压Udc逐渐下降。此过程持续时间较短，近似认为第一电感电流iL1和第二电感电流iL2保持不变。
模态11：[t10-t11](等效电路如图5(k)所示)
t10时刻，第一开关管S1和第二开关管S2的寄生电容充放电完成。模态4结束，模态5开始。a点电位下降至零，第二开关管S2的寄生二极管导通，第一二极管D1导通，第二二极管D2关断。交流负载R通过第二开关管S2的寄生二极管和第四开关管S4的沟道续流。第一电感L1和第二电感L2均承受正向电压，因此，第一电感电流iL1和第二电感电流iL2线性增大，其表达式与式(7)、(8)相同。
模态12：[t11-t12](等效电路如图5(l)所示)
t11时刻，零电压开通第二开关管S2。模态5结束，模态6开始。交流负载R通过第二开关管S2和第四开关管S4的沟道续流。第一电感电流iL1和第二电感电流iL2保持原有斜率继续线性变化。
模态13：[t12-t13](等效电路如图5(m)所示)
t12时刻，同时关断第二开关管S2和第四开关管S4。模态12结束，模态13开始。第一开关管S1和第二开关管S2的寄生电容分别处于放电和充电状态。a点电位由0逐渐上升。第三开关管S3的寄生二极管导通，交流负载R通过其续流。此过程持续时间较短，近似认为第一电感电流iL1和第二电感电流iL2保持不变。
模态14：[t13-t14](等效电路如图5(n)所示)
t13时刻，第一开关管S1和第二开关管S2的寄生电容充放电完成。模态13结束，模态14开始。a点电位上升至直流母线电压Udc，第一开关管S1的寄生二极管导通，第一二极管D1关断，第二二极管D2导通。交流负载R通过第一开关管S1的寄生二极管和第三开关管S3的寄生二极管续流。第一电感L1和第二电感L2均承受反向电压，因此，第一电感电流iL1和第二电感电流iL2线性减小，其表达式与式(5)、(6)相同。
t14时刻，零电压开通第一开关管S1、第三开关管S3，模态14结束，下一个逆变桥臂开关周期开始，重复上述过程。
基于以上对本发明的逆变器的工作原理的分析，下面对其软开关条件进行分析。
由模态分析可知，为了实现第一开关管S1、第二开关管S2的零电压开通，需要在死区时间内完成第一开关管的寄生电容CS1和第二开关管的寄生电容CS2的充放电以及体二极管的开通，即要求：
Figure BDA0002749958550000051
式中，IL1,val和IL2,val分别表示第一电感L1和第二电感L2的谷值大小，如图6所示。If,pk为输出滤波电感电流峰值。
设第一电感L1、第二电感L2、滤波电感Lf的最大电感电流脉动量分别为ΔIL1、ΔIL2、ΔILf，可得：
Figure BDA0002749958550000061
式中Io,max为最大输出电流，即：
Figure BDA0002749958550000062
将式(10)、(11)代入式(9)，可得软开关条件：
Figure BDA0002749958550000063
上式中，D为第二开关管S2控制信号的占空比，M为调制比，Uin为直流电源电压，Iin为输入电流平均值，Td为死区时间，CS1为第一开关管S1输出寄生电容的容值，CS2为第二开关管S2输出寄生电容的容值，Udc1为第一直流母线电容Cdc1的电压，Udc2为第二直流母线电容Cdc2的电压，R为交流负载阻值。
下面对本发明的逆变器进行参数设计。
根据以下系统参数对变换器电感电容进行参数设计，升压桥臂开关频率f1为40kHz，逆变桥臂开关频率f2为20kHz，输入电压Uin为80V，直流母线电压Udc为390V，输出功率Po为250W，输出电压幅值Uom为156V，频率f为50Hz，调制比M为0.8。
若第一电感L1的电流脉动量低于其最大平均电流的20％，即ΔIL1≤0.2Iin,max，则有：
Figure BDA0002749958550000064
若滤波电感Lf的电流脉动量低于其最大输出电流的20％，即ΔILf≤0.2Io,max，则有：
Figure BDA0002749958550000065
将式(13)、式(14)代入式(12)可得：
Figure BDA0002749958550000066
即要求：
Figure BDA0002749958550000067
由于单级式升压逆变器的瞬时输入、输出功率不平衡，导致直流母线电压呈二倍频脉动。直流母线电压二倍频纹波率为：
Figure BDA0002749958550000068
式中，Udc为直流母线电压平均值，Cdc1、Cdc2分别为第一直流母线电容和第二直流母线的容值，ωg为电网电压的角频率，Pin,max为最大输入功率，Δudc为直流母线低频纹波脉动的峰峰值。那么，直流母线低频纹波脉动的峰峰值Δudc为：
Figure BDA0002749958550000071
要求直流母线电压脉动率低于1％，且Cdc1＝Cdc2＝Cdc，由式(18)可得：
Figure BDA0002749958550000072
基于以上对本发明的逆变器进行的模态分析、软开关条件分析以及参数设计，本发明使用Saber仿真软件对所提升压逆变器进行仿真验证，具体取值如下：第一电感L1为1.8mH，第二电感L2为100uH，第一直流母线电容和第二直流母线电容Cdc1＝Cdc2＝1.5mF，滤波电容Cf＝20uF，滤波电感Lf＝20mH。
仿真实验波形图如图7所示。图7(a)中给出了升压逆变器输入电压波形、直流母线电压波形以及输出电压电流波形，电压增益G＝156/80＝1.975，占空比实测值为D＝0.55，与理论值吻合；图7(b)中给出了工频正半周期升压和逆变桥臂开关管驱动信号，可以看出升压桥臂开关频率是逆变桥臂开关频率的两倍；同时给出了第一电感电流iL1和第二电感电流iL2，可以看出第一电感电流iL1工作在电感电流连续模式，第二电感电流iL2工作在电感电流双向流通模式；此外，图7(b)还给出第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4的电压电流波形，可以看出驱动信号正压到来前，第一开关管S1和第二开关管S2端电压已经降低至零，实现零电压开通。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.一种可实现软开关的单相单级式升压逆变器，其特征在于，包括第一直流母线电容Cdc1、第二直流母线电容Cdc2、直流电源Uin、第一电感L1、第二电感L2、第一二极管D1、第二二极管D2、升压桥臂、逆变桥臂、滤波电感Lf、滤波电容Cf和交流负载R；
所述升压桥臂包括第一开关管S1和第二开关管S2；
所述逆变桥臂包括第三开关管S3和第四开关管S4；
所述直流电源Uin的正极与所述第一电感L1的一端连接；
所述第一电感L1的另一端与所述第一二极管D1的阳极、所述第二二极管D2的阳极连接；
所述第二二极管D2的阴极与所述第一直流母线电容Cdc1的负极、第二直流母线电容Cdc2的正极、所述第二电感L2的一端连接；
所述第一二极管D1的阴极与所述第二电感L2的另一端、所述第一开关管S1的源极、所述第二开关管S2的漏极、所述滤波电感Lf的一端连接；
所述滤波电感的Lf另一端与所述滤波电容Cf的一端、所述交流负载R的一端连接；
所述交流负载R的另一端与所述滤波电容Cf的另一端、所述第三开关管S3的源极、所述第四开关管S4的漏极连接；
所述直流电源Uin的负极与所述第二开关管S2的源极、所述第四开关管S4的源极、所述第二直流母线电容Cdc2的负极连接；
所述第一直流母线电容Cdc1的正极与所述第一开关管S1的漏极、所述第三开关管S3的漏极连接；
其中，所述升压桥臂和所述逆变桥臂中的所有开关管为自带体二极管的金氧半场效晶体管，或者，为不带体二极管的开关管与二极管反向并联而成；
所述第一电感L1的电流峰峰值ΔIL1、所述第二电感L2的电流峰峰值ΔIL2和所述滤波电感Lf的电流峰峰值ΔILf满足以下条件：
Figure FDA0003156560280000011
上式中，D为第二开关管S2控制信号的占空比，M为调制比，Uin为直流电源电压，Iin为输入电流平均值，Td为死区时间，CS1为第一开关管S1输出寄生电容的容值，CS2为第二开关管S2输出寄生电容的容值，Udc1为第一直流母线电容Cdc1的电压，Udc2为第二直流母线电容Cdc2的电压，R为交流负载阻值。
2.根据权利要求1所述可实现软开关的单相单级式升压逆变器的控制方法，其特征在于，该逆变器采用混合调制方式，所述逆变器的升压桥臂始终工作在PWM方式下，逆变桥臂始终工作在SPWM方式下，且所述升压桥臂的开关频率为逆变桥臂的两倍。
3.根据权利要求2所述可实现软开关的单相单级式升压逆变器的控制方法，其特征在于，所述控制方法具体为：
直流调制信号urdc与第一单极性三角载波uc1经过第一比较器CA1比较，产生第二开关管S2的驱动信号；
将所述第二开关管S2的驱动信号取反作为第一开关管S1的驱动信号；
正弦交流调制信号ur叠加所述直流调制信号urdc后，与第二单极性三角载波uc2经过第二比较器CA2比较，产生第四开关管S4的驱动信号，所述第二单极性三角载波uc2的频率为所述第一单极性三角载波uc1频率的一半；
将所述第四开关管S4的驱动信号取反作为第三开关管S3的驱动信号。
4.根据权利要求3所述的可实现软开关的单相单级式升压逆变器的控制方法，其特征在于：所述可实现软开关的单相单级式升压逆变器的电压增益
Figure FDA0003156560280000012
式中M为调制比，D为第二开关管S2控制信号的占空比。
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