CN108539980B - 一种双向dc/dc变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种双向DC/DC变换器，包括电源、输入电感、主开关管S1、主开关管S2、谐振电感、谐振电容、辅助开关管Sa、辅助开关管Sb、蓄电电容以及脉冲发生器；电源的正极通过输入电感与主开关管S1电连接，主开关管S1与电源的负极之间依次串联有述辅助开关管Sa以及辅助开关管Sb，输入电感与主开关管S1的公共端通过主开关管S2与电源的负极电连接，两个主开关管S1、S2的公共端与两个辅助开关管Sa、Sb的公共端之间并联有谐振电感和谐振电容，两个主开关管S1、S2以及两个辅助开关管Sa、Sb均与脉冲发生器电连接，主开关管S1与辅助开关管Sa的公共端通过蓄电电容与电源的负极电连接，蓄电电容与外部负载并联。本发明提供的双向DC/DC变换器开关损耗低。

Description

一种双向DC/DC变换器
技术领域
本发明涉及DC/DC变换器技术领域，尤其涉及一种双向DC/DC变换器。
背景技术
如何提高电动汽车蓄电池的使用寿命和效率，一直是生产厂家和使用者关注的问题，也是业界研究的热点。电动汽车在启动、调速、上下坡制动行驶过程中，通过调节DC/DC变换器直流母线电压实现的，并在电动汽车突然制动时将制动能量回馈到蓄电池中，有利于电源整体效率的提高。电动汽车蓄电池的电压一般较低，而汽车在行驶过程中启动、加减速频繁，特别是在启动和制动过程期间，其瞬时功率可达数千瓦，这就要求电源变换器具有低电压大电流特性，同时要求电源变换器动态响应快，来满足汽车频繁启动的特点，要求电源转换效率高，满足电池在一个充电周期内有更长的续航能力
发明内容
本发明所要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足，提供一种双向 DC/DC变换器，其动态响应快，导通损耗低，电源转换效率高。
本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种双向DC/DC变换器，包括电源V1、输入电感Lin、主开关管S1、主开关管S2、谐振电感Lr、谐振电容Cr、辅助开关管Sa、辅助开关管Sb、蓄电电容C0以及脉冲发生器；
所述电源V1的正极通过所述输入电感Lin与所述主开关管S1电连接，所述主开关管S1与所述电源V1的负极之间依次串联有所述述辅助开关管Sa 以及所述辅助开关管Sb，所述输入电感Lin与所述主开关管S1的公共端通过所述主开关管S2与所述电源V1的负极电连接，所述主开关管S1以及主开关管S2的公共端与所述辅助开关管Sa和所述辅助开关管Sb的公共端之间并联有所述谐振电感Lr和谐振电容Cr，所述主开关管S1、主开关管S2、辅助开关管Sa以及辅助开关管Sb均与所述脉冲发生器电连接，所述主开关管S1与所述辅助开关管Sa的公共端通过所述蓄电电容C0与所述电源V1的负极电连接，所述蓄电电容C0与外部负载R0并联。
本发明的有益效果是：本发明通过辅助开关Sa、辅助开关Sb实现主开关管S1、主开关管S2的软启动，进而实现升压模式和降压模式的零电压转换，谐振电感Lr和谐振电容Cr组成LC谐振电路，LC谐振电路与辅助开关Sa、辅助开关Sb组成软开关控制转换电路，产生的有源钳位电压加载到主开关管S1、主开关管S2两端，实现主开关管S1、主开关管S2的通断，LC谐振电路降低了主开关管S1、主开关管S2以及辅助开关Sa、辅助开关 Sb的导通损耗，提高了电源转换效率。
在上述技术方案的基础上，本发明还可以做如下改进：
进一步：所述蓄电电容C0为超级电容。
上述进一步方案的有益效果是：超级电容具有功率密度高、充放电时间短、循环寿命长、工作温度范围宽等优点。
进一步：所述主开关管S1、主开关管S2、辅助开关管Sa以及辅助开关管Sb均为场效应管；
所述电源V1的正极通过所述输入电感Lin与所述主开关管S1的源极电连接，所述主开关管S1的漏极与所述辅助开关管Sa的漏极电连接，所述辅助开关管Sa的源极与所述辅助开关管Sb的漏极电连接，所述辅助开关管 Sb的源极与所述电源V1的负极电连接，所述主开关管S1的源极与所述主开关管S2的漏极电连接，所述主开关管S2的源极与所述电源V1的负极电连接，所述主开关管S1的栅极、主开关管S2的栅极、辅助开关管Sa的栅极以及辅助开关管Sb的栅极均与所述脉冲发生器电连接。
上述进一步方案的有益效果是：场效应管是一种常见的开关管，脉冲发生器通过控制场效应管的栅极电压控制源极与漏极之间的电流大小，进而实现主开关管S1、主开关管S2辅助开关管Sa以及辅助开关管Sb的通断控制。
进一步：所述主开关管S1还包括内置的二极管D1，所述主开关管S2 还包括内置的二极管D2，所述辅助开关管Sa还包括内置的二极管Da，所述辅助开关管Sb还包括内置的二极管Db；
所述主开关管S1的漏极与所述二极管D1的阴极电连接，所述二极管D1 的阳极与所述主开关管S1的源极电连接；所述主开关管S2的漏极与所述二极管D2的阴极电连接，所述二极管D2的阳极与所述主开关管S2的源极电连接；所述辅助开关管Sa的漏极与所述二极管Da的阴极电连接，所述二极管Da的阳极与所述辅助开关管Sa的源极电连接；所述辅助开关管Sb的漏极与所述二极管Db的阴极电连接，所述二极管Db的阳极与所述辅助开关管 Sb的源极电连接。
上述进一步方案的有益效果是：主开关管S1、主开关管S2、辅助开关管Sa以及辅助开关管Sb均内置有并联的二极管，二极管起续流作用。
进一步：所述主开关管S1、主开关管S2、辅助开关管Sa以及辅助开关管Sb均通过驱动电路与所述脉冲发生器电连接。
上述进一步方案的有益效果是：脉冲发生器产生的脉冲序列不能直接作用于开关管，需要通过驱动电路才能驱动开关管的通断。
本发明还提供一种双向DC/DC变换器的控制方法，其特征在于，所述控制方法基于如权利要求1-5中任一所述双向DC/DC变换器，所述控制方法包括升压控制以及降压控制；
所述降压控制具体为：
步骤S1a、所述脉冲发生器产生第一脉冲序列，并通过所述第一脉冲序列驱动所述辅助开关管Sa导通，所述蓄电电容C0通过辅助开关管Sa以及谐振电感Lr向谐振电容Cr充电，所述谐振电感Lr和所述谐振电容Cr处于谐振状态，所述主开关管S1两端的电压以正弦形式变化；
步骤S2a、所述脉冲发生器产生第二脉冲序列，并通过所述第二脉冲序列驱动所述主开关管S1导通，所述谐振电容Cr两端电压被钳位于零，所述谐振电容Cr的电流保持不变；
步骤S3a、所述第一脉冲序列驱动所述辅助开关管Sa关断，所述谐振电容Cr向所述电源V1充电；
所述升压控制方法具体为：
步骤S1b、所述脉冲发生器产生第三脉冲序列，并通过所述第三脉冲序列驱动所述辅助开关管Sb导通，所述电源V1通过输入电感Lin以及谐振电感Lr向谐振电容Cr充电，所述谐振电感Lr和所述谐振电容Cr处于谐振状态，所述主开关管S2两端的电压以正弦形式变化；
步骤S2b、所述脉冲发生器产生第四脉冲序列，并通过所述第四脉冲序列驱动所述主开关管S2导通，所述谐振电容Cr两端电压被钳位于零，所述谐振电容Cr的电流保持不变；
步骤S3b、所述第三脉冲序列驱动所述辅助开关管Sb关断，所述谐振电容Cr向所述外部负载R0充电。
上述进一步方案的有益效果是：本发明提供的双向DC/DC变换器，其升压模式和降压模式的控制方法都很简单，脉冲发生器通过控制主开关管 S1以及辅助开关管Sa的通断即可实现降压模式的软启动，通过控制主开关管S2以及辅助开关管Sb的通断即可实现升压模式的软启动，而且开关启动损耗低，电源转换效率高。
进一步：所述第一脉冲序列、第二脉冲序列、第三脉冲序列以及第四脉冲序列均为PWM波。
上述进一步方案的有益效果是：通过PWM波控制主开关管S1、主开关管 S2、辅助开关管Sa以及辅助开关管Sb的通断，PWM波具有控制简单、灵活、效率高和动态响应好等优点。
附图说明
图1为本发明提供的一种双向DC/DC变换器的电路图；
图2为本发明提供的一种双向DC/DC变换器在升压模式下的控制波形图以及工作波形图；
图3a为本发明提供的一种双向DC/DC变换器在升压模式下t0-t1工作阶段的等效电路图以及电流流向；
图3b为本发明提供的一种双向DC/DC变换器在升压模式下t1-t3工作阶段的等效电路图以及电流流向；
图3c为本发明提供的一种双向DC/DC变换器在升压模式下t3-t4工作阶段的等效电路图以及电流流向；
图3d为本发明提供的一种双向DC/DC变换器在升压模式下t4-t5工作阶段的等效电路图以及电流流向；
图4a为本发明提供的一种双向DC/DC变换器在降压模式下t0-t1工作阶段的等效电路图以及电流流向；
图4b为本发明提供的一种双向DC/DC变换器在降压模式下t1-t2工作阶段的等效电路图以及电流流向；
图4c为本发明提供的一种双向DC/DC变换器在降压模式下t2-t3工作阶段的等效电路图以及电流流向；
图4d为本发明提供的一种双向DC/DC变换器在降压模式下t3-t5工作阶段的等效电路图以及电流流向；
图5为本发明提供的一种双向DC/DC变换器在升压模式下主开关管S2 和辅助开关管Sb接通转换时的波形图；
图6为本发明提供的一种双向DC/DC变换器在升压模式下的仿真波形图；
图7为本发明提供的一种双向DC/DC变换器在升压模式下的输出电压波形以及输出电流波形图；
图8为本发明提供的一种双向DC/DC变换器在降压模式下的仿真波形图；
图9为本发明提供的一种双向DC/DC变换器在降压模式下的输出电压波形以及输出电流波形图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。
下面结合附图，对本发明进行说明。
如图1所示，本发明实施例提供一种双向DC/DC变换器，以下简称变换器，包括电源V1、输入电感Lin、主开关管S1、主开关管S2、谐振电感Lr、谐振电容Cr、辅助开关管Sa、辅助开关管Sb、蓄电电容C0以及脉冲发生器；
所述电源V1的正极通过所述输入电感Lin与所述主开关管S1电连接，所述主开关管S1与所述电源V1的负极之间依次串联有所述述辅助开关管Sa 以及所述辅助开关管Sb，所述输入电感Lin与所述主开关管S1的公共端通过所述主开关管S2与所述电源V1的负极电连接，所述主开关管S1以及主开关管S2的公共端与所述辅助开关管Sa和所述辅助开关管Sb的公共端之间并联有所述谐振电感Lr和谐振电容Cr，所述主开关管S1、主开关管S2、辅助开关管Sa以及辅助开关管Sb均与所述脉冲发生器电连接，所述主开关管S1与所述辅助开关管Sa的公共端通过所述蓄电电容C0与所述电源V1的负极电连接，所述蓄电电容C0与外部负载R0并联。
本发明提供的变换器具有两种工作模式升压模式和降压模式，无论是工作在升压模式还是降压模式，都只需要一个辅助开关管(Sa或Sb)来实现主开关管(S1或S2)的软启动。
如图2所示，图2示出了升压模式下，变换器的主开关管S1、S2和辅助开关管Sa、Sb的一个控制周期内的控制波形，以及谐振电容Cr的工作电压波形、谐振电感Lr的工作电流波形。
一个控制周期从t0到t6共分为五个工作阶段，如图3a-图3d所示，图 3a-图3d示出了升压模式下变换器在各个工作阶段的等效电路图。
谐振过程是变换器工作过程中最终要的部分，下面结合图1以及图3a- 图3d，对变换器工作在升压模式下，各工作阶段的谐振过程进行分析。在分析过程中，将输入电感Lin和蓄电电容C0分别等效为电流源和电源源，并忽略变换器的电路损耗。变换器的工作过程是按控制周期重复进行的，选择辅助开关管Sb关断为控制周期的起点，分析升压模式中各工作阶段的工作过程。
t0-t1阶段，t0时刻之前，主开关管S2导通，输入电感Lin的电流以及谐振电容Cr两端的电压均为0；t0时刻，辅助开关管Sb先于主开关管S2 导通，电源V1通过输入电感Lin以及谐振电感Lr向谐振电容Cr充电，谐振电容Cr两端的电压线性上升，随后，谐振电感Lr和谐振电容Cr处于谐振状态，主开关管S2两端的电压以正弦形式变化，从零变到最大，然后在t1时刻变为零；而且谐振电容Cr的电压达到零，实现了主开关管S2的软转向，使得主开关管S2的关断损耗减小。
t0-t1阶段，变换器谐振过程的方程为：
Figure BDA0001666009920000081
上式中，iLin为输入电感Lin的电流，Lin为输入电感Lin的电感值，Vs表示电源V1的电压，V0为加载在外部负载上的输出电压，iLr为输入电感Lr 的电流，Lr为输入电感Lr的电感值，VCr为谐振电容Cr两端的电压。
t1-t2阶段，t1时刻开始，谐振电流通过辅助开关Sb和二极管Db续流。 t2结束时，反并联二极管Db停止导通，其电流从负到零。
t1-t2阶段，输入电感Lin的电流、谐振电感Lr的电流以及谐振电容Cr 的电压表示如下：
Figure BDA0001666009920000082
t2-t3阶段，主开关管S2导通，谐振电容Cr两端的电压VCr被钳位于零，而谐振电容Cr的电流iCr保持不变，这种状态一直保持至t3时刻，辅助开关管Sb关断。
t2-t3阶段，输入电感Lin的电流、谐振电感Lr的电流以及谐振电容Cr 的电压表示如下：
Figure BDA0001666009920000083
t3-t4阶段，t3时刻主开关管S2导通，其两端电压为0，因此没有开关损耗；输入电感Lin的能量通过主开关管S2形成回路，谐振电容Cr的电压被充电至输出电压，然后放电至零，在t4时刻，主开关管S2自然关断。
t3-t4阶段，输入电感Lin的电流、谐振电感Lr的电流以及谐振电容Cr 的电压表示如下：
Figure BDA0001666009920000091
t4-t5阶段，t4时刻，所有的开关管都处于关断状态，输出功率通过输入电感Lin以及反并联二极管D1至外部的负载电阻R0。
在谐振电路工作中，谐振电容Cr两端的电压输出峰值等于输出电压V0。因此，根据这个特点可以得到电路的阻抗、谐振频率等技术指标。
电路的阻抗:
Figure BDA0001666009920000092
谐振角频率:
Figure BDA0001666009920000093
谐振频率:
Figure BDA0001666009920000094
同理，降压模式的工作过程与工作原理也与升压模式相同。降压模式通过控制主开关管S1以及辅助开关管Sa来实现。降压模式时，外部负载通过蓄电电容C0向电源V1充电，因此图4a-图4d中将外部负载等效为电源V2，将电源V1等效为并联的电容C1与电阻R1。
t0时刻，辅助开关管Sa先于主开关管S1导通，以实现主开关管S1的零电压转换。在t0-t3阶段内，工作在降压模式下的工作过程与工作在升压模式类似。在t2时刻，主开关管S1实现了零电压导通转换。在t3时刻，辅助开关管Sa截止，并且主开关管S1保持导通，则输出功率通过主开关管 S1、输入电感Lin传输到负载电阻R0，输出功率的输出持续到t5时刻。在t5-t6阶段内，不会有输出功率输出到负载电阻R0。
本发明通过辅助开关管Sa、Sb实现了主开关管S1、主开关管S2的软启动，如图5所示，图5示出了升压模式下，主开关管S2和辅助开关管Sb实现软转向时的电流电压关系。降压模式下，主开关管S1和辅助开关管Sa实现软转向时的电流电压关系同理可得，图5中未示出。
在MATLAB Simulink环境下，对本发明的变换器进行仿真，以验证本发明所提供的变换器的技术效果。各器件的参数分别为：输入电感 Lin＝100μH，谐振电容Cr＝10μf，谐振电感Lr＝2μH，蓄电电容C0＝470μf，转换器仿真工作频率设置在30kHz。分别对转换器的升压模式和降压模式进行仿真，表1列出了转换器工作在两种不同模式下，四个开关管在各阶段的通断状况，仿真时通过PWM波控制四个开关管，设置PWM波控制主开关管S1、 S2的占空比为0.5，辅助开关管Sa、Sb的占空比为0.1。
表1:
开关名称 升压 降压 时序
S1 OFF ON t2-t5
S2 ON OFF t2-t5
Sa OFF ON t0-t3
Sb ON OFF t0-t3
表1中ON和OFF分别表示开关管导通和关断。
当变换器工作在升压模式下，电源V1的输入电压为200V，输出电流为 6A时，脉冲发生器控制主开关管S2和辅助开关管Sb。在主开关管S2导通之前，辅助开关管Sb是工作在导通状态，通过接通辅助开关管Sb，实现主开关管S2的零电压转换；图5显示是主开关管S2和辅助开关管Sb升压模式时软转向的电流电压关系图；图6显示谐振电容Cr的端电压、流过谐振电感Lr的电流、主开关管S2的源极-漏极之间的电压电流波形以及辅助开关管Sb的源极-漏极之间的电压电流波形；图7显示的是变换器升压模式的输出电压和输出电流的波形，图7中输出电压为400V，输出电流为16A。同理，在降压模式下，电源V1为400V，图8显示的是谐振电容Cr的端电压、流过谐振电感Lr的电流、主开关管S1的源极-漏极之间的电压电流波形以及辅助开关管Sa的源极-漏极之间的电压电流波形；图9显示的是变换器降压模式的输出电压和输出电流的波形，图9中输出电压为200V，输出电流为 39A。
优选的，如图1所示，所述蓄电电容C0为超级电容。
超级电容具有功率密度高、充放电时间短、循环寿命长、工作温度范围宽等优点。
优选的，如图1所示，
所述主开关管S1、主开关管S2、辅助开关管Sa以及辅助开关管Sb均为场效应管；
所述电源V1的正极通过所述输入电感Lin与所述主开关管S1的源极电连接，所述主开关管S1的漏极与所述辅助开关管Sa的漏极电连接，所述辅助开关管Sa的源极与所述辅助开关管Sb的漏极电连接，所述辅助开关管 Sb的源极与所述电源V1的负极电连接，所述主开关管S1的源极与所述主开关管S2的漏极电连接，所述主开关管S2的源极与所述电源V1的负极电连接，所述主开关管S1的栅极、主开关管S2的栅极、辅助开关管Sa的栅极以及辅助开关管Sb的栅极均与所述脉冲发生器电连接。
场效应管是一种常见的开关管，脉冲发生器通过控制场效应管的栅极电压控制源极与漏极之间的电流大小。
具体地，两个所述主开关管S1/S2以及两个所述辅助开关管Sa/Sb还可以是其他的开关管，例如三极管。
优选的，如图1所示，
所述主开关管S1还包括内置的二极管D1，所述主开关管S2还包括内置的二极管D2，所述辅助开关管Sa还包括内置的二极管Da，所述辅助开关管 Sb还包括内置的二极管Db；
所述主开关管S1的漏极与所述二极管D1的阴极电连接，所述二极管D1 的阳极与所述主开关管S1的源极电连接；所述主开关管S2的漏极与所述二极管D2的阴极电连接，所述二极管D2的阳极与所述主开关管S2的源极电连接；所述辅助开关管Sa的漏极与所述二极管Da的阴极电连接，所述二极管Da的阳极与所述辅助开关管Sa的源极电连接；所述辅助开关管Sb的漏极与所述二极管Db的阴极电连接，所述二极管Db的阳极与所述辅助开关管 Sb的源极电连接。
两个主开关管S1/S2以及两个辅助开关管Sa/Sb均内置有并联的二极管，二极管起续流作用。
优选的，所述主开关管S1、主开关管S2、辅助开关管Sa以及辅助开关管Sb均通过驱动电路(图中未示出)与所述脉冲发生器电连接。
具体地，本发明中驱动电路采用现有技术实现即可。
脉冲发生器产生的脉冲序列不能直接作用于开关管，需要通过驱动电路对脉冲序列进行转换，才能控制开关管的通断。
本发明实施例还提供一种双向DC/DC变换器的控制方法，所述控制方法基于以上任一实施例提供的双向DC/DC变换器，所述控制方法包括升压控制以及降压控制；
所述降压控制具体为：
步骤S1a、所述脉冲发生器产生第一脉冲序列，并通过所述第一脉冲序列驱动所述辅助开关管Sa导通，所述蓄电电容C0通过辅助开关管Sa以及谐振电感Lr向谐振电容Cr充电，所述谐振电感Lr和所述谐振电容Cr处于谐振状态，所述主开关管S1两端的电压以正弦形式变化；
步骤S2a、所述脉冲发生器产生第二脉冲序列，并通过所述第二脉冲序列驱动所述主开关管S1导通，所述谐振电容Cr两端电压被钳位于零，所述谐振电容Cr的电流保持不变；
步骤S3a、所述第一脉冲序列驱动所述辅助开关管Sa关断，所述谐振电容Cr向所述电源V1充电；
所述升压控制方法具体为：
步骤S1b、所述脉冲发生器产生第三脉冲序列，并通过所述第三脉冲序列驱动所述辅助开关管Sb导通，所述电源V1通过输入电感Lin以及谐振电感Lr向谐振电容Cr充电，所述谐振电感Lr和所述谐振电容Cr处于谐振状态，所述主开关管S2两端的电压以正弦形式变化；
步骤S2b、所述脉冲发生器产生第四脉冲序列，并通过所述第四脉冲序列驱动所述主开关管S2导通，所述谐振电容Cr两端电压被钳位于零，所述谐振电容Cr的电流保持不变；
步骤S3b、所述第三脉冲序列驱动所述辅助开关管Sb关断，所述谐振电容Cr向所述外部负载R0充电。
本发明提供的双向DC/DC变换器不仅电路结构简单，控制方法也很简单，脉冲发生器通过控制主开关管S1以及辅助开关管Sa的通断即可实现降压模式的软启动，通过控制主开关管S2以及辅助开关管Sb的通断即可实现升压模式的软启动，而且开关启动损耗低，电源转换效率高。控制方法的分析过程参见等效电路图以及上述对照等效电路图的电路分析，等效电路图即图3a-图3d以及图4a-图4d，在此不再赘述。
优选的，所述第一脉冲序列、第二脉冲序列、第三脉冲序列以及第四脉冲序列均为PWM波。
PWM波即脉宽调制，脉宽调制是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，脉宽调制具有控制简单、灵活、效率高和动态响应好等优点。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种双向DC/DC变换器，其特征在于，包括电源V1、输入电感Lin、主开关管S1、主开关管S2、谐振电感Lr、谐振电容Cr、辅助开关管Sa、辅助开关管Sb、蓄电电容C0以及脉冲发生器；
所述电源V1的正极通过所述输入电感Lin与所述主开关管S1电连接，所述主开关管S1与所述电源V1的负极之间依次串联有所述辅助开关管Sa以及所述辅助开关管Sb，所述输入电感Lin与所述主开关管S1的公共端通过所述主开关管S2与所述电源V1的负极电连接，所述主开关管S1和主开关管S2的公共端与所述辅助开关管Sa和所述辅助开关管Sb的公共端之间并联有所述谐振电感Lr和谐振电容Cr，所述主开关管S1、主开关管S2、辅助开关管Sa以及辅助开关管Sb均与所述脉冲发生器电连接，所述主开关管S1与所述辅助开关管Sa的公共端通过所述蓄电电容C0与所述电源V1的负极电连接，所述蓄电电容C0与外部负载R0并联。
2.根据权利要求1所述双向DC/DC变换器，其特征在于，所述蓄电电容C0为超级电容。
3.根据权利要求1所述双向DC/DC变换器，其特征在于，所述主开关管S1、主开关管S2、辅助开关管Sa以及辅助开关管Sb均为场效应管；
所述电源V1的正极通过所述输入电感Lin与所述主开关管S1的源极电连接，所述主开关管S1的漏极与所述辅助开关管Sa的漏极电连接，所述辅助开关管Sa的源极与所述辅助开关管Sb的漏极电连接，所述辅助开关管Sb的源极与所述电源V1的负极电连接，所述主开关管S1的源极与所述主开关管S2的漏极电连接，所述主开关管S2的源极与所述电源V1的负极电连接，所述主开关管S1的栅极、主开关管S2的栅极、辅助开关管Sa的栅极以及辅助开关管Sb的栅极均与所述脉冲发生器电连接。
4.根据权利要求3所述双向DC/DC变换器，其特征在于，所述主开关管S1还包括内置的二极管D1，所述主开关管S2还包括内置的二极管D2，所述辅助开关管Sa还包括内置的二极管Da，所述辅助开关管Sb还包括内置的二极管Db；
所述主开关管S1的漏极与所述二极管D1的阴极电连接，所述二极管D1的阳极与所述主开关管S1的源极电连接；所述主开关管S2的漏极与所述二极管D2的阴极电连接，所述二极管D2的阳极与所述主开关管S2的源极电连接；所述辅助开关管Sa的漏极与所述二极管Da的阴极电连接，所述二极管Da的阳极与所述辅助开关管Sa的源极电连接；所述辅助开关管Sb的漏极与所述二极管Db的阴极电连接，所述二极管Db的阳极与所述辅助开关管Sb的源极电连接。
5.根据权利要求1所述双向DC/DC变换器，其特征在于，所述主开关管S1、主开关管S2、辅助开关管Sa以及辅助开关管Sb均通过驱动电路与所述脉冲发生器电连接。
6.一种如权利要求1-5中任一所述双向DC/DC变换器的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括升压控制方法以及降压控制方法；
所述降压控制方法具体为：
步骤S1a、所述脉冲发生器产生第一脉冲序列，并通过所述第一脉冲序列驱动所述辅助开关管Sa导通，所述蓄电电容C0通过辅助开关管Sa以及谐振电感Lr向谐振电容Cr充电，所述谐振电感Lr和所述谐振电容Cr处于谐振状态，所述主开关管S1两端的电压以正弦形式变化；
步骤S2a、所述脉冲发生器产生第二脉冲序列，并通过所述第二脉冲序列驱动所述主开关管S1导通，所述谐振电容Cr两端电压被钳位于零，所述谐振电容Cr的电流保持不变；
步骤S3a、所述第一脉冲序列驱动所述辅助开关管Sa关断，所述谐振电容Cr向所述电源V1充电；
所述升压控制方法具体为：
步骤S1b、所述脉冲发生器产生第三脉冲序列，并通过所述第三脉冲序列驱动所述辅助开关管Sb导通，所述电源V1通过输入电感Lin以及谐振电感Lr向谐振电容Cr充电，所述谐振电感Lr和所述谐振电容Cr处于谐振状态，所述主开关管S2两端的电压以正弦形式变化；
步骤S2b、所述脉冲发生器产生第四脉冲序列，并通过所述第四脉冲序列驱动所述主开关管S2导通，所述谐振电容Cr两端电压被钳位于零，所述谐振电容Cr的电流保持不变；
步骤S3b、所述第三脉冲序列驱动所述辅助开关管Sb关断，所述谐振电容Cr向所述外部负载R0充电。
7.根据权利要求6所述双向DC/DC变换器的控制方法，其特征在于，所述第一脉冲序列、第二脉冲序列、第三脉冲序列以及第四脉冲序列均为PWM波。
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