CN111953204A - 高电压增益直流升压变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于平板变压器技术领域，具体涉及了一种高电压增益直流升压变换器及其控制方法，旨在解决传统变压器体积庞大，而现有平板变压器无法应用于隔离耐压要求较高的场合的问题。本发明包括：通过耦合电感、电荷泵升电容，结合传统Boost电路提高电压变比，并采用高频谐振电路实现宽电压范围内所有开关管的软开关，在主开关管占空比在0.2～0.8的范围内可实现升压比20倍以上。本发明高电压增益直流升压变换器的升压比高、器件的电压应力小、开关损耗低、变换器的功率高，并且对磁芯的利用率高。

Description

高电压增益直流升压变换器及其控制方法

技术领域

本发明属于直流变换器技术领域，具体涉及了一种高电压增益直流升压变换器及其控制方法。

背景技术

高电压增益直流升压变换器在电动汽车、新能源发电系统等场合具有广泛的应用需求。通常中、小功率燃料电池、太阳能光伏电池、蓄电池等输出电压较低且波动范围较宽，需通过高电压增益直流变换器变换为稳定的直流电为直流负载供电，或经过后级逆变器变换为交流电为交流负载供电。

传统的升压变换器有两电平Boost拓扑、三电平Boost拓扑等。在高升压比的情况下，其主开关管占空比较大，导致同步整流管或续流二极管导通时间短且电流峰值高、电流纹大，二极管的反向恢复问题也变得非常严重。同时，当电压增益升高时，常规Boost电路中用于直接能量传输的等效占空比大幅减小，开关周期内的有效能量传输时间减小，器件的导通损耗大幅增加，因此在高升压比情况下效率较低。

基于隔离变压器的隔离型电路拓扑可通过调整变压器变比实现高电压增益，然而这类电路需要解决漏感带来的电压尖峰等问题，且由于软开关范围较窄、开关频率变化范围较大等因素导致电压适用范围较窄，且效率相对非隔离型拓扑较低，因此需配合前级或后级的电路来实现宽范围电压的控制，结构较复杂且进一步降低了系统效率。

开关电容升压电路拓扑也较常应用于高电压增益直流变换器中，然而其也存在电压适用范围较窄的问题，且为获得更高升压增益，需采用多个开关电容单元，增加了电路复杂度和成本；同时，在开关动作瞬间，该类变换器存在电容充放电产生的电流尖峰，一般只适用于小功率应用中。另外，升压单元只能实现单方向高变比，不适用于双向能量系统。

采用耦合电感结构是实现高升压比的另一种方式。由于带耦合电感的非隔离型双向DC/DC变换器具有体积小、重量轻、性价比高等优点，使得基于耦合电感的高增益DC-DC变换器得到了广泛关注。但采用耦合电感，漏感的存在会导致额外的损耗，从而影响变换器效率。虽然可以采用有源箝位的方法对漏感中的能量进行回收，但增加了电路结构和控制的复杂性。

上述传统的多种直流升压变换器普遍存在电压变化范围较窄、可控性较差等问题，无法适应燃料电池、光伏电池等的电压宽范围随机变化。为了满足电动汽车、新能源发电等系统对高电压增益、宽电压范围、高功率密度、高效率的要求，必须研发能够适应宽电压范围、高增益且在整个负载范围内均能实现高效率变换的直流变换器。

发明内容

为了解决现有技术中的上述问题，即传统的多种直流升压变换器电压变化范围窄、可控性差，从而无法适应燃料电池、光伏电池等的电压宽范围随机变化的问题，本发明提供了一种高电压增益直流升压变换器，该变换器包括输入母线支撑电容、耦合电感、主开关管、电压箝位单元、电荷泵升电容、辅助二极管、辅助电感、输出半桥、输出直流滤波电容；

所述输入母线支撑电容，用于平滑输入的直流母线电压并提供所述主开关管开通瞬间的脉冲电流；

所述耦合电感，用于所述主开关管开通和关断的过程中的能量存储和释放，并通过其原、副边绕组实现低压侧到高压侧的能量传递以及通过其原、副边绕组匝比升高副边电压；

所述主开关管，通过高频开关状态为所述耦合电感提供交变电压；还通过开关管的占空比实现对耦合电感和电荷泵电容中存储能量的控制；

所述电压箝位单元，用于在主开关管关断瞬间吸收漏感能量以及在主开关管关断过程中为耦合电感存储能量提供释放通路；

所述电荷泵生电容，用于实现所述主开关管开关过程中能量的传递，并吸收所述耦合电感的原边漏感引起的尖峰电压；

所述辅助二极管，用于在所述主开关管和所述输出半桥的输出开关管下管开通过程中，为所述箝位电容提供放电通路；

所述辅助电感，用于抑制所述箝位电容放电过程中的尖峰电流，通过与所述电荷泵生电容之间的谐振，减小主开关管的电流峰值和电流有效值以及与所述耦合电感副边的漏感、输出半桥上开关管和下开关管的寄生电容进行谐振，实现输出半桥上开关管和下开关管的软开关；

所述输出半桥模块，用于为所述耦合电感的副边电流和输出电流提供续流通路；

所述输出直流滤波电容，用于平滑输出的直流母线电压，并吸收所述输出半桥的脉冲电流。

在一些优选的实施例中，所述变换器，其各模块连接关系为：

所述输入母线支撑电容的正极与所述耦合电感原边绕组的非同名端相连，作为输入电源的正极连接点；

所述耦合电感原边绕组的同名端与副边绕组的非同名端之间串联所述电荷泵升电容；

所述主开关管漏极连接至所述耦合电感原边绕组的同名端以及所述电压箝位单元的第一连接端；

所述电压箝位单元的第二连接端连接至所述辅助二极管的阳极；

所述辅助二极管的阴极与所述辅助电感串接后连接至所述耦合电感副边绕组的非同名端；

所述输出半桥的第一连接端连接至所述耦合电感副边绕组的同名端，所述输出半桥的第二连接端与所述输出直流滤波电容的正极相连，作为输出负载的正极连接点；

所述输入母线支撑电容的负极、主开关管的源极、电压箝位单元的第三连接端、输出半桥的第三连接端以及输出直流滤波电容的负极连接到一起，作为输入电源以及输出负载的负极连接点。

在一些优选的实施例中，所述电压箝位单元包括箝位二极管和箝位电容；

所述箝位二极管的阳极作为所述电压箝位单元的第一连接端；

所述箝位二极管的阴极与所述箝位电容的正极连接到一起作为所述电压箝位单元的第二连接端；

所述箝位电容的负极作为所述电压箝位单元的第三连接端。

在一些优选的实施例中，所述输出半桥包括输出开关管下管和输出开关管上管；

所述输出开关管下管的漏极与所述输出开关管上管的源极连接到一起作为所述输出半桥的第一连接端；

所述输出开关管上管的漏极作为所述输出半桥的第二连接端；

所述输出开关管下管的源极作为所述输出半桥的第三连接端。

在一些优选的实施例中，所述耦合电感包括原边绕组和副边绕组；

所述原边绕组还包括原边励磁电感L_P和寄生电感L_k；

所述副边绕组还包括副边励磁电感L_S。

在一些优选的实施例中，所述主开关管，其状态为开通时：

所述电荷泵升电容与所述辅助电感串联谐振，所述电压箝位单元的箝位电容通过串联谐振电路进行放电且电流为正弦波形。

在一些优选的实施例中，所述直流升压变换器的输出电压为所述电压箝位单元的箝位电容的电压、所述电荷泵升电容的电压、所述耦合电感副边输出的电压之和。

本发明的另一方面，提出了一种高电压增益直流升压变换器的控制方法，基于上述的高电压增益直流升压变换器，该方法包括：

步骤S10，设置主开关管的占空比为D，开关周期为T_s；设置输出开关管下管开通时刻比主开关管延迟t_d，关断时刻与主开关管相同；设置输出开关管上管和下管的占空比互补；设置电荷泵升电容和辅助电感的谐振周期为2×D×T_s；

步骤S20，在所述主开关管关断时刻，所述电荷泵升电容和所述辅助电感完成半个谐振周期，谐振电流为0；

步骤S30，在所述主开关管工作于恒定导通时，通过改变所述主开关管关断时间来调整主开关管的占空比，进而调节输出电压；

步骤S40，在延迟时间t_d内，所述耦合电感副边绕组电流降为0，并反向升高，通过耦合电感副边绕组与输出开关管寄生电容的谐振实现输出开关管的软开关。

本发明的有益效果：

(1)本发明高电压增益直流升压变换器，采用耦合电感与电荷泵相联合的方式提高电压升压比，使开关管的占空比在0.2～0.8的范围内可实现升压比20倍以上。

(2)本发明高电压增益直流升压变换器，采用二极管和高频电容构成的吸收电路，吸收由耦合电感的原边漏感引起的主开关管电压尖峰问题，减小器件的电压应力。

(3)本发明高电压增益直流升压变换器，采用辅助电感与电荷泵电容之间的谐振，减小主开关管的开关电流峰值和有效值，减小导通损耗，通过谐振降低主开关管的关断电流，采用耦合电感副边漏感与输出开关管寄生电容之间的谐振，实现全负载范围内输出开关管的软开关，减小器件的电压应力，同时降低了开关损耗，提高变换器的功率。

(4)本发明高电压增益直流升压变换器，采用谐振与PWM控制相结合的方式，可减小耦合电感的电流峰值和有效值，同时耦合电感在主开关管导通状态下实现能量存储的同时，也实现了能量由低压侧向高压侧的传递，增加了磁芯的利用率。

(5)本发明高电压增益直流升压变换器，主开关管电压应力较低，可利用低压MOSFET具有低导通电阻的优点，进一步减小主开关管的导通损耗，提高效率。

附图说明

通过阅读参照以下附图所作的对非限制性实施例所作的详细描述，本申请的其它特征、目的和优点将会变得更明显：

图1是本发明高电压增益直流升压变换器的结构示意图；

图2是本发明高电压增益直流升压变换器的主要工作参数波形图；

图3是本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态1的等效电路示意图；

图4是本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态2的等效电路示意图；

图5是本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态3的等效电路示意图；

图6是本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态4的等效电路示意图；

图7是本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态5的等效电路示意图；

图8是本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态6的等效电路示意图；

图9是本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态7的等效电路示意图；

图10是本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态8的等效电路示意图；

图11是本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的无谐振和有谐振状态的电流曲线对比图；

图12是本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电压增益曲线图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本申请作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅用于解释相关发明，而非对该发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与有关发明相关的部分。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本申请。

本发明的一种高电压增益直流升压变换器，该变换器包括输入母线支撑电容、耦合电感、主开关管、电压箝位单元、电荷泵升电容、辅助二极管、辅助电感、输出半桥、输出直流滤波电容；

所述输入母线支撑电容，用于平滑输入的直流母线电压并提供所述主开关管开通瞬间的脉冲电流；

所述耦合电感，用于所述主开关管开通和关断的过程中的能量存储和释放，并通过其原、副边绕组实现低压侧到高压侧的能量传递以及通过其原、副边绕组匝比升高副边电压；

所述主开关管，通过高频开关状态为所述耦合电感提供交变电压；还通过开关管的占空比实现对耦合电感和电荷泵电容中存储能量的控制；

所述电压箝位单元，用于在主开关管关断瞬间吸收漏感能量以及在主开关管关断过程中为耦合电感存储能量提供释放通路；

所述电荷泵生电容，用于实现在所述主开关管开关过程中能量的传递，并吸收所述耦合电感的漏感引起的尖峰电压；

所述辅助二极管，用于在所述主开关管和所述输出半桥的输出开关管下管开通过程中，为所述箝位电容提供放电通路；

所述辅助电感，用于抑制所述箝位电容放电过程中的尖峰电流，通过与所述电荷泵生电容之间的谐振，减小主开关管的电流峰值和电流有效值以及与所述耦合电感副边的漏感、输出半桥的寄生电容进行谐振，实现输出开关管的软开关；

所述输出半桥模块，用于为所述耦合电感的副边电流和输出电流提供续流通路，在续流阶段使开关管处于导通状态；

所述输出直流滤波电容，用于平滑输出的直流母线电压，并吸收所述输出半桥的脉冲电流。

为了更清晰地对本发明高电压增益直流升压变换器进行说明，下面结合图1对本发明实施例中各模块展开详述。

本发明一种实施例的高电压增益直流升压变换器，包括输入电源1(即V_in)、输入母线支撑电容2(即C_in)、耦合电感3、主开关管4、箝位二极管5(即D_C)、电荷泵升电容6(即C_R)、箝位电容7(即C_C)、辅助二极管8(即D_R)、辅助电感9(即L_R)、输出开关管下管10、输出开关管上管11、输出直流滤波电容12(即C_O)、输出电源接口13，各模块详细描述如下：

输入母线支撑电容2的正极与耦合电感3原边绕组的非同名端相连，作为输入电源1的正极连接点，用于平滑输入的直流母线电压并提供主开关管4开通瞬间的脉冲电流。

耦合电感3包括原边绕组和副边绕组，原边匝数为Np，副边匝数为Ns，匝比为n＝Ns/Np，原边绕组还包括原边励磁电感L_P和寄生电感L_k，副边绕组还包括副边励磁电感L_S，耦合电感3原边绕组的同名端与副边绕组的非同名端之间串联电荷泵升电容6。耦合电感3用于主开关管4开通和关断的过程中的能量存储和释放，并通过其原、副边绕组实现低压侧到高压侧的能量传递以及通过其原、副边绕组匝比升高副边电压。

电荷泵生电容6，用于实现在主开关管4开关过程中能量的传递，并吸收耦合电感3的漏感引起的尖峰电压。

电压箝位单元包括箝位二极管5和箝位电容7，箝位二极管5的阳极作为电压箝位单元的第一连接端，箝位二极管5的阴极与箝位电容7的正极连接到一起作为电压箝位单元的第二连接端，箝位电容7的负极作为所述电压箝位单元的第三连接端。

主开关管4漏极连接至耦合电感3原边绕组的同名端以及电压箝位单元的第一连接端，通过高频开关状态为所述耦合电感提供交变电压；还通过开关管的占空比实现对耦合电感和电荷泵电容中存储能量的控制。

主开关管4(即S₁)的寄生电容为C_S1；输出开关管上管11(即S_O)的体二极管为D_SO，寄生电容为C_SO；输出开关管下管10(即S₂)的寄生电容为C_S2。

电压箝位单元的第二连接端连接至辅助二极管8的阳极，用于在主开关管4关断瞬间吸收漏感能量以及在主开关管4关断过程中为耦合电感存储能量提供释放通路。

辅助二极管8的阴极与辅助电感9串接后连接至耦合电感3副边绕组的非同名端，用于在主开关管4和输出半桥的输出开关管下管10开通过程中，为箝位电容7提供放电通路。

辅助电感9，用于抑制箝位电容7放电过程中的尖峰电流，通过与电荷泵生电容6之间的谐振，减小主开关管4的电流峰值和电流有效值以及与耦合电感3副边的漏感、输出半桥的上开关管和下开关管的寄生电容进行谐振，实现输出半桥上开关管和下开关管的软开关。

输出半桥包括输出开关管下管10和输出开关管上管11，输出开关管下管10的漏极与所述输出开关管上管11的源极连接到一起作为输出半桥的第一连接端，输出开关管上管11的漏极作为输出半桥的第二连接端，输出开关管下管10的源极作为输出半桥的第三连接端。

输出半桥的第一连接端连接至耦合电感3副边绕组的同名端，输出半桥的第二连接端与输出直流滤波电容12的正极相连，作为输出负载13的正极连接点，用于为耦合电感3的副边电流和输出电流提供续流通路。

输出直流滤波电容12，用于平滑输出的直流母线电压，并吸收输出半桥的脉冲电流。

输入母线支撑电容2的负极、主开关管4的源极、电压箝位单元的第三连接端、输出半桥的第三连接端以及输出直流滤波电容12的负极连接到一起，作为输入电源1以及输出负载13的负极连接点。

主开关管4，其状态为开通时：

电荷泵升电容6与辅助电感9串联谐振，电压箝位单元的箝位电容7通过串联谐振电路进行放电且电流为正弦波形。

直流升压变换器的输出电压为电压箝位单元的箝位电容7的电压、电荷泵升电容6的电压、耦合电感3副边输出的电压之和。

输出电源接口13可以连接直流电网或直流负载R_L。

输入母线支撑电容C_in的正极与耦合电感3原边绕组的非同名端相连，原边寄生电感L_k寄生在原边绕组中；耦合电感原边励磁电感L_p、主开关管S₁、电压箝位单元组成常规的Boost拓扑，C_R串接在耦合电感原边绕组和副边绕组之间，且分别与原边绕组同名端和副边绕组非同名端相连；辅助二极管D_R阳极与箝位二极管D_C的阴极相连，并与辅助电感L_R串联后，连接至耦合电感副边绕组非同名端；输出开关管上管S_O的漏极与输出直流滤波电容C_O的正极相连，并作为变换器输出的正极，输出开关管S₂的源极与输出直流滤波电容C_O的负极相连，并作为变换器输出的负极，S_O的源极与S₂的漏极相连作为输出半桥模块的中点；耦合电感副边绕组的同名端与半桥模块的中点相连。

在S₁开通状态下，L_R与C_R发生串联谐振，C_C通过D_R、L_R、C_R和S₁放电，谐振作用使放电电流为正弦波形，因此减小了放电电流峰值和有效值，降低了S₁的导通损耗和关断损耗。在S₁关断后，C_C用于存储耦合电感漏感的能量，减小S₁关断瞬间的电压尖峰。

本发明第二实施例的高电压增益直流升压变换器的控制方法，基于上述的高电压增益直流升压变换器，该方法包括：

步骤S10，设置主开关管的占空比为D，开关周期为T_s；设置输出开关管下管开通时刻比主开关管延迟t_d，关断时刻与主开关管相同；设置输出开关管上管和下管的占空比互补；设置电荷泵升电容和辅助电感的谐振周期为2×D×T_s；

步骤S20，在所述主开关管关断时刻，所述电荷泵升电容和所述辅助电感完成半个谐振周期，谐振电流为0；

步骤S30，在所述主开关管工作于恒定导通时，通过改变所述主开关管关断时间来调整主开关管的占空比，进而调节输出电压；

步骤S40，在延迟时间t_d内，所述耦合电感副边绕组电流降为0，并反向升高，通过耦合电感副边绕组与输出开关管寄生电容的谐振实现输出开关管的软开关。

为分析本发明的工作原理，首先做如下假设：

第一，所有功率开关管、二极管都为理想器件；

第二，输入和输出电容足够大，因此在一个开关周期内，输入和输出电容上的电压保持恒定；

第三，箝位电容远大于电荷泵升电容，且在一个开关周期内，箝位电容上的电压保持恒定。

下面结合附图1和附图2详细介绍高电压增益直流升压变换器的具体工作原理，在稳态工作条件下，将电路的工作过程分为8个工作模态，其开关波形如图2所示，其中主开关管的占空比为D，开关周期为T_s，输出开关管S₂驱动信号的上升沿比主开关管S₁延迟t_d时间，V_gs1、V_gs2、V_gso分别为主开关管、输出半桥下管和输出半桥上管的栅极驱动信号，V_ds1、V_ds2、V_dso分别为主开关管、输出半桥下管和输出半桥上管的漏源极电压，I_ds1、I_ds2、I_do分别为主开关管、输出半桥下管和输出半桥上管的漏源极电流，I_CR为电荷泵升电容的电流，I_LR为辅助电感的电流，I_Cc为箝位电容的电流，t₀-t₁为工作模态1、t₁-t₂为工作模态2、t₂-t₃为工作模态3、t₃-t₄为工作模态4、t₄-t₅为工作模态5、t₅-t₆为工作模态6、t₆-t₇为工作模态7、t₇-t₈为工作模态8。

如图3所示，为本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态1的等效电路示意图，(t₀～t₁)：S₁开通，S₂保持关断，低压侧电压V_in施加到耦合电感的原边，L_P上的电流线性上升，L_S上的电流下降。同时，耦合电感通过L_S和D_SO向负载输出电流并为C_R充电，C_C通过D_R、L_R和L_S向负载放电。通过基尔霍夫电压定律可得式(1)：

其中，V_in代表低压侧输入电压，V_LP代表耦合电感的原边绕组电压，V_LS代表耦合电感的副边绕组电压，ｎ代表耦合电感原边和副边的匝比。

通过伏秒平衡原则，可知V_LP满足式(2)：

V_LP(1-D)＝V_inD 式(2)

其中，D代表主开关管的占空比。

如图4所示，为本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态2的等效电路示意图，(t₁～t₂)：在t₁时刻，L_S上的电流降为0，并开始方向上升。输出二极管D_SO开始反向恢复过程，D_SO上的电流反向升高。由于L_S与C_SO和C_S2的谐振作用，施加在S₂上的电压降低，D_SO上的电压升高。在此模式中，S₂继续保持关断，S₁保持开通，L_P上的电流继续上升，C_C通过D_R和与L_R的谐振作用向C_R反向充电。

如图5所示，为本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态3的等效电路示意图，(t₂～t₃)：在t₂时刻，S₂两端电压降为0，D_SO两端电压升高到输出电压V_O，因此，S₂的体二极管开通。在此模式中，L_P上的电流继续上升。同时，S₁、S₂为L_S、C_R提供了谐振回路，L_S上的电流通过谐振作用也继续反向上升。

如图6所示，为本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态4的等效电路示意图，(t₃～t₄)：在t₃时刻，S₂开通，由于在此之前S₂的体二极管处于导通状态，因此，S₂为零电压开通(ZVS)。在此模式中，C_C上的电压由于谐振的作用继续下降，L_S上的电压继续升高。

如图7所示，为本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态5的等效电路示意图，(t₄～t₅)：在t₄时刻，C_C上的电压降为与C_R电压相同，D_R截止，C_C上的谐振过程结束。

如图8所示，为本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态6的等效电路示意图，(t₅～t₆)：在t₅时刻，S₁和S₂同时被关断，其寄生电容C_SO和C_S2分别通过L_P和L_S进行充电，因此，S₁和S₂为零电压关断。输入电压V_in通过L_P和L_S向负载供电。同时，箝位电路D_C和C_C开始吸收漏感L_K的能量，以减小S₁上的电压尖峰。箝位电容C_C上的电压如式(3)和式(4)所示：

其中，

代表箝位电容C_C上的电压，V_L代表输入电压，V_LP代表耦合电感的原边绕组电压，V_in代表低压侧输入电压，D代表主开关管的占空比。

如图9所示，为本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态7的等效电路示意图，(t₆～t₇)：在t₆时刻，S₁上的电压被冲至与C_C电压相同，S₂上的电压升高到输出电压，D_SO开通，V_in通过L_P和L_S向负载供电。同时，箝位电路继续吸收漏感L_K的能量。高压侧输出电压(若输出侧为直流电网，则为直流电网输入电压；若输出侧为负载，则为负载上的电压)如式(5)所示：

其中，V_H代表高压侧输出电压，V_in代表低压侧输入电压，n代表耦合电感原边和副边的匝比，V_LS代表耦合电感的副边绕组电压，V_LP代表耦合电感的原边绕组电压，

代表电荷泵升电容上的电压，如式(6)所示：

如图10所示，为本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电路在工作模态8的等效电路示意图，(t₇～t₈)：在t₇时刻，漏感L_K的能量吸收完毕，D_C截止，V_in继续通过L_P和L_S向负载供电。L_P与L_S上的电流线性下降。

在t₈时刻，S₁开通，新的开关周期开始，工作情况与上述工作模式相同。

图11是本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的无谐振和有谐振状态的电流曲线对比图，由以上分析可知，在S₁导通过程中(t₀～t₅)，C_R与L_R进行串联谐振，谐振电流为图11实线所示的正弦波，无谐振情况下电流为图11中虚线所示的线性升高。谐振作用使电流峰值大大降低，同时也减小了S₁的关断电流I_ds1，降低了S₁的导通损耗和关断损耗。C_R一方面与L_R组成串联谐振，通过谐振电流进行充电，另一方面通过L_S和S_O进行线性放电，因此C_R工作于谐振充电和线性放电的混合方式。

高电压增益是本发明所提直流升压变换器的重要特性之一，稳态情况下，变换器的输出电压是C_C、C_R和耦合电感副边绕组电压之和，通过以上工作模式的分析，将式(2)和式(6)代入到式(5)，则变换器的输出电压如式(7)所示：

变换器的电压增益如式(8)所示：

如图12所示，为本发明高电压增益直流升压变换器一种实施例的电压增益曲线图，各曲线分别代表耦合电感匝比为n＝1/2/3/4/5时的高电压增益直流升压变换器的增益曲线与常规Boost电路的增益曲线。可见，在相同的占空比情况下，本发明所提变换器具有更高的电压增益，即在相同电压增益情况下，本变换器的开关管占空比具有更合理的选择范围。

对于本发明所提的高电压增益直流升压变换器的控制方法，主开关管S₁采用恒定导通时间控制，即T_on＝D×T_s为固定值，则在S₁导通时间内，电荷泵升电容与辅助电感进行串联谐振，谐振周期为2×T_on，当S₁关断时，串联谐振电流为0，可降低S₁的关断损耗。电压增益与关断时间的关系如式(9)所示：

其中，T_off为关断时间，T_on为主开关管导通的恒定时间，T_off＝T_s-T_on，T_s为主开关管的开关周期。

所属技术领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统的具体工作过程及有关说明，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。

需要说明的是，上述实施例提供的高电压增益直流升压变换器的控制方法，仅以上述各功能模块的划分进行举例说明，在实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能模块来完成，即将本发明实施例中的模块或者步骤再分解或者组合，例如，上述实施例的模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。对于本发明实施例中涉及的模块、步骤的名称，仅仅是为了区分各个模块或者步骤，不视为对本发明的不当限定。

本发明第三实施例的一种存储装置，其中存储有多条程序，所述程序适于由处理器加载并执行以实现上述的高电压增益直流升压变换器的控制方法。

本发明第四实施例的一种处理装置，包括处理器、存储装置；处理器，适于执行各条程序；存储装置，适于存储多条程序；所述程序适于由处理器加载并执行以实现上述的高电压增益直流升压变换器的控制方法。

所属技术领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的存储装置、处理装置的具体工作过程及有关说明，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。

本领域技术人员应该能够意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的模块、方法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，软件模块、方法步骤对应的程序可以置于随机存储器(RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。为了清楚地说明电子硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以电子硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。本领域技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不是用于描述或表示特定的顺序或先后次序。

术语“包括”或者任何其它类似用语旨在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备/装置不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其它要素，或者还包括这些过程、方法、物品或者设备/装置所固有的要素。

至此，已经结合附图所示的优选实施方式描述了本发明的技术方案，但是，本领域技术人员容易理解的是，本发明的保护范围显然不局限于这些具体实施方式。在不偏离本发明的原理的前提下，本领域技术人员可以对相关技术特征作出等同的更改或替换，这些更改或替换之后的技术方案都将落入本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种高电压增益直流升压变换器，其特征在于，该变换器包括输入母线支撑电容、耦合电感、主开关管、电压箝位单元、电荷泵升电容、辅助二极管、辅助电感、输出半桥、输出直流滤波电容；

所述输入母线支撑电容，用于平滑输入的直流母线电压并提供所述主开关管开通瞬间的脉冲电流；

所述耦合电感，用于所述主开关管开通和关断的过程中的能量存储和释放，并通过其原、副边绕组实现低压侧到高压侧的能量传递以及通过其原、副边绕组匝比升高副边电压；

所述主开关管，通过高频开关状态为所述耦合电感提供交变电压；还通过开关管的占空比实现对耦合电感和电荷泵电容中存储能量的控制；

所述电压箝位单元，用于在主开关管关断瞬间吸收漏感能量以及在主开关管关断过程中为耦合电感存储能量提供释放通路；

所述电荷泵生电容，用于实现所述主开关管开关过程中能量的传递，并吸收所述耦合电感的原边漏感引起的尖峰电压；

所述辅助二极管，用于在所述主开关管和所述输出半桥的输出开关管下管开通过程中，为所述箝位电容提供放电通路；

所述辅助电感，用于抑制所述箝位电容放电过程中的尖峰电流，通过与所述电荷泵生电容之间的谐振，减小主开关管的电流峰值和电流有效值以及与所述耦合电感副边的漏感、输出半桥上开关管和下开关管的寄生电容进行谐振，实现输出半桥上开关管和下开关管的软开关；

所述输出半桥模块，用于为所述耦合电感的副边电流和输出电流提供续流通路；

所述输出直流滤波电容，用于平滑输出的直流母线电压，并吸收所述输出半桥的脉冲电流。

2.根据权利要求1所述的高电压增益直流升压变换器，其特征在于，所述变换器，其各模块连接关系为：

所述输入母线支撑电容的正极与所述耦合电感原边绕组的非同名端相连，作为输入电源的正极连接点；

所述耦合电感原边绕组的同名端与副边绕组的非同名端之间串联所述电荷泵升电容；

所述主开关管漏极连接至所述耦合电感原边绕组的同名端以及所述电压箝位单元的第一连接端；

所述电压箝位单元的第二连接端连接至所述辅助二极管的阳极；

所述辅助二极管的阴极与所述辅助电感串接后连接至所述耦合电感副边绕组的非同名端；

所述输出半桥的第一连接端连接至所述耦合电感副边绕组的同名端，所述输出半桥的第二连接端与所述输出直流滤波电容的正极相连，作为输出负载的正极连接点；

所述输入母线支撑电容的负极、主开关管的源极、电压箝位单元的第三连接端、输出半桥的第三连接端以及输出直流滤波电容的负极连接到一起，作为输入电源以及输出负载的负极连接点。

3.根据权利要求1或2所述的高电压增益直流升压变换器，其特征在于，所述电压箝位单元包括箝位二极管和箝位电容；

所述箝位二极管的阳极作为所述电压箝位单元的第一连接端；

所述箝位二极管的阴极与所述箝位电容的正极连接到一起作为所述电压箝位单元的第二连接端；

所述箝位电容的负极作为所述电压箝位单元的第三连接端。

4.根据权利要求1或2所述的高电压增益直流升压变换器，其特征在于，所述输出半桥包括输出开关管下管和输出开关管上管；

所述输出开关管下管的漏极与所述输出开关管上管的源极连接到一起作为所述输出半桥的第一连接端；

所述输出开关管上管的漏极作为所述输出半桥的第二连接端；

所述输出开关管下管的源极作为所述输出半桥的第三连接端。

5.根据权利要求1或2所述的高电压增益直流升压变换器，其特征在于，所述耦合电感包括原边绕组和副边绕组；

所述原边绕组还包括原边励磁电感L_P和寄生电感L_k；

所述副边绕组还包括副边励磁电感L_S。

6.根据权利要求1所述的高电压增益直流升压变换器，其特征在于，所述主开关管，其状态为开通时：

所述电荷泵升电容与所述辅助电感串联谐振，所述电压箝位单元的箝位电容通过串联谐振电路进行放电且电流为正弦波形。

7.根据权利要求1所述的高电压增益直流升压变换器，其特征在于，稳态情况下，所述直流升压变换器的输出电压为所述电压箝位单元的箝位电容的电压、所述电荷泵升电容的电压、所述耦合电感副边输出的电压之和。

8.一种高电压增益直流升压变换器的控制方法，其特征在于，基于权利要求1-7任一项所述的高电压增益直流升压变换器，该方法包括：

步骤S10，设置主开关管的占空比为D，开关周期为T_s；设置输出开关管下管开通时刻比主开关管延迟t_d，关断时刻与主开关管相同；设置输出开关管上管和下管的占空比互补；设置电荷泵升电容和辅助电感的谐振周期为2×D×T_s；

步骤S20，在所述主开关管关断时刻，所述电荷泵升电容和所述辅助电感完成半个谐振周期，谐振电流为0；

步骤S30，在所述主开关管工作于恒定导通时，通过改变所述主开关管关断时间来调整主开关管的占空比，进而调节输出电压；

步骤S40，在延迟时间t_d内，所述耦合电感副边绕组电流降为0，并反向升高，通过耦合电感副边绕组与输出开关管寄生电容的谐振实现输出开关管的软开关。

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